WO1993012631A1 - Schaltungsanordnung zum betrieb einer oder mehrerer niederdruckentladungslampen - Google Patents

Schaltungsanordnung zum betrieb einer oder mehrerer niederdruckentladungslampen Download PDF

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WO1993012631A1
WO1993012631A1 PCT/DE1992/001026 DE9201026W WO9312631A1 WO 1993012631 A1 WO1993012631 A1 WO 1993012631A1 DE 9201026 W DE9201026 W DE 9201026W WO 9312631 A1 WO9312631 A1 WO 9312631A1
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low
circuit arrangement
pressure discharge
circuit
heating
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PCT/DE1992/001026
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Inventor
Bernd Rudolph
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Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps

Definitions

  • Circuit arrangement for operating one or more low-pressure discharge lamps
  • the invention relates to a circuit arrangement for operating one or more low-pressure discharge lamps according to the preamble of patent claim 1.
  • circuits are part of so-called electronic ballasts for low-pressure discharge lamps and enable a gentle warm start - i.e. ignition of the lamp with preheated electrodes or low-pressure discharge lamps, which extends their lifespan.
  • EP-PS 185 179 switches the load circuit of the half-bridge inverter between preheating the electrodes and igniting the lamp.
  • a PTC thermistor is used for this purpose Heating time switches the resonance capacity of the series resonance circuit.
  • the use of a PTC thermistor has the disadvantage that this component converts a power loss of approx. 0.5 to 1 W per lamp during the burning operation of the low-pressure discharge lamp.
  • the PTC thermistor requires a cooling time of a few 10 seconds to minutes in order to ensure a sufficiently gentle warm start of the lamps when switched on again.
  • DE-OS 39 01 111 discloses a circuit arrangement with a heating circuit for the electrodes of the low-pressure discharge lamps, a thermistor and a relay being integrated in the heating circuit in addition to a resonance capacitance.
  • the PTC thermistor serves here as a timing element for controlling the relay and, in turn, is separated from the circuit by the relay contact after sufficient preheating of the lamp electrodes, so that after the low-pressure discharge lamps have been ignited, no more current flows through the PTC thermistor.
  • This circuit arrangement has the advantage over the circuit disclosed in EP-PS 185 179 that in the PTC thermistor during the
  • the circuit arrangement according to the invention enables the lamp electrodes to be preheated in a controlled manner, matched to a voltage value adapted to the respective electrode type.
  • the preheating phase of the electrodes is largely independent of the tolerances of the mains voltage and the component parameters, since the voltage drop across the electrodes is used directly to evaluate the heating of the electrodes.
  • the heating voltage across the electrodes is so low (at most a few tens of volts) that no glow discharge damaging the lamp can occur in the low-pressure discharge lamp.
  • the heating contacts are interrupted by the relay contacts during the transition from the preheating phase to the ignition phase of the lamps, so that no current flows through the heating circuit during the burning operation of the low-pressure discharge lamps. With that the power losses converted in the electrodes are reduced.
  • the use of a relay with a plurality of relay contacts is particularly cost-effective.
  • FIG. 1 shows the principle of the circuit arrangement according to the invention for a low-pressure discharge lamp
  • FIG. 2a shows a precise circuit diagram of the circuit part framed in FIG. 1, in particular the relay control S, according to a first exemplary embodiment
  • FIG. 2b shows a detailed circuit diagram of the circuit part framed in FIG. 1, in particular the relay control S, according to a second exemplary embodiment
  • FIG. 3 shows the complete circuit diagram of a circuit arrangement according to the invention for loading powered two parallel low-pressure discharge lamps
  • Figure 4 shows the circuit diagram of a circuit arrangement according to the invention according to another
  • FIG. 5 shows a detailed circuit diagram of the control S 1 of the field effect transistor shown in FIG. 4.
  • FIG. 1 illustrates the principle of the circuit arrangement according to the invention for operating a low-pressure discharge lamp LP.
  • An essential component of the circuit is a push-pull frequency generator, consisting of two bipolar transistors T1, T2, which are connected as half-bridge inverters, with a control device A shown schematically in FIG. 1 and a DC voltage supply.
  • the control device A is described, for example, in the book “Electronics Circuits” by W. Hirschmann (Siemens AG), on pages 147-148 and is therefore not to be described in more detail here. It also contains a starting device for the circuit according to the invention.
  • the push-pull frequency generator supplies a series resonance circuit, which is connected to the center tap Ml between the transistors T1, T2 and consists of a coupling capacitor C3, a resonance inductor LD and a resonance capacitance C1 and a low-pressure discharge lamp LP, with a high-frequency quenten (greater than 20 kHz) AC voltage.
  • a connection of the resonance capacitance C1 here leads back to the negative pole (ground) of the DC voltage supply.
  • the low-pressure discharge lamp LP is connected at the connection point M, connected in parallel to the resonance capacitance C1. It has two electrode coils E1, E2 which are clad with emitter material and which are integrated in a heating circuit together with a relay contact K1, one connection of the electrode E2 being connected to the negative pole (ground) of the direct voltage supply.
  • a rectifier GL with its input 2 is also connected to a tap M2 in the series resonance circuit via a current limiting capacitor C5.
  • the input 1 of the rectifier GL is led to the negative pole (ground) of the DC power supply.
  • a smoothing capacitor C4 is connected in parallel with the DC output of the rectifier GL.
  • a controllable electronic switch S which controls the relay coil RL belonging to the relay contact K, is supplied with DC voltage by the rectifier GL.
  • the relay contact K When switching on the half-bridge inverter. the circuit arrangement, the relay contact K is initially closed, so that a high-frequency heating current flows through the electrode coil El, the relay contact K and the electrode coil E2 via the strongly damped series resonant circuit, which heats up the electrodes El and E2.
  • the voltage drop across the lamp during this preheating phase is just the sum from the voltage drop at the electrode coil E1 and at the electrode coil E2, that is to say with identical electrodes E1, E2 equal to twice the heating voltage of an electrode coil.
  • the rectifier GL with its inputs 1, 2 is connected in parallel to the lamp LP, the high-frequency heating voltage of the electrode coils El, E2 is also applied to it during the preheating phase.
  • This high-frequency voltage is converted by the rectifier GL into a pulsating direct voltage and smoothed by the smoothing capacitor C4, which is connected in parallel to the direct current output of the rectifier GL, so that the rectified and smoothed heating voltage of the electrode filaments El, E2 is connected to the controllable electronic switch S is present.
  • the electronic switch S opens the relay contact K via the relay coil RL.
  • the opening of the relay contact K interrupts the heating circuit, so that any further current flow through the electrode coils El, E2 is prevented. In addition, this increases the quality of the series resonance circuit, since the resonance capacitance C1 is no longer bridged by the heating circuit and damping of the series resonance circuit by the resistance of the electrode coils El, E2 is eliminated.
  • the ignition voltage can thus be applied to the resonance capacitance C1 can be provided for the low-pressure discharge lamp LP. After the lamp LP has been ignited, only the Rhe or holding current that flows through the relay coil RL is required to keep the relay contact K open. Only after switching off the lamp LP or the viewing arrangement is the relay contact K closed again, so that when the lamp LP is switched on again, the preheating phase for the electrodes E1, E2 begins again.
  • the controllable electronic switch S can be designed as a threshold or as a time switch.
  • controllable electronic switch S is designed as a threshold switch.
  • the electronic switch S here consists of a Zener diode DZ, a voltage divider with resistors R17, R18 and a thyristor Th which is connected in series with the relay coil RL and whose gate is controlled by the Zener diode DZ.
  • the zener diode DZ and the thyristor Th are blocked, so that no current flow takes place through the relay coil RL.
  • the voltage drop at the electrode filaments El, E2 and at the Zener diode DZ increases.
  • the breakdown voltage of the Zener diode DZ is exceeded, it becomes conductive and also controls the switching path of the thyristor Th into the conductivity via the voltage drop across the resistor R18. This results in a current flow through the relay coil RL and an opening of the relay contact K.
  • the lamp LP Since the ignition and burning voltage of the low pressure discharge If the lamp LP is greater than the heating voltage at the electrode filaments E1, E2, the switching path of the thyristor Th remains in the conductive state, so that after the lamp LP has been ignited, the holding current flows through the relay coil RL, which is necessary by the Keep relay contact K open.
  • the freewheeling diode Dl parallel to the relay coil, only serves to protect the thyristor Th against the induction voltage of the relay coil RL.
  • the controllable electronic switch S is designed as a time switch.
  • the electronic switch S here consists of an RC element with the resistor R20 and the capacitor C20 and a thyristor Thl, which is connected in series with the relay coil RL1. Parallel with the capacitor C20, an ohmic 'Wider ⁇ stand R21 is disposed. It serves to discharge the capacitor C20 after switching off the circuit arrangement and to set a defined preheating time when restarting.
  • the capacitor C20 is charged via the resistor R20 to the threshold voltage required to control the switching path of the thyristor Thl via its gate connection in the conductivity, whereby a current flow through the relay coil RL1, similar to the first embodiment in Figure 2a, enables - light becomes.
  • the rectifier GL2, the smoothing capacitor C7 and the thyristor Thl and the relay coil RL1 with the freewheeling diode D2 have the same function as the corresponding components of the first exemplary embodiment according to FIG. 2a.
  • the duration of the preheating phase of the electrode coils E1, E2 is determined here by the time constant of the RC element and by the resistor R21, which in turn can of course be optimized for each type of electrode (cf. FIG. 2b).
  • FIG. 3 shows a detailed circuit diagram of a circuit arrangement according to the invention for operating two low-pressure discharge lamps LP1, LP2 connected in parallel in accordance with a particularly preferred exemplary embodiment.
  • the circuit contains a push-pull frequency generator, consisting of two bipolar transistors T3, T4 arranged in a half-bridge with a control device A 'shown only schematically here and a DC voltage supply G, to the output of which a backup capacitor C8 is connected in parallel.
  • a control device A ' can be found, for example, in the book "Electronic Circuits 11 by W. Hirschmann (Siemens AG), on pages 147-148 and in EP-OS 276 460.
  • a first smoothing capacitor C6 is connected to T4
  • the transistors T3, T4 also each have an emitter resistor R5 or R6 and a flyback diode D3 or D4 to protect their switching path Center tap M1 'between the two bipolar transistors T3, T4 are connected via the coupling capacitor CIO and the primary winding RKla of a toroidal transformer, two series resonance circuits lying parallel to each other.
  • the first series resonance circuit consists of the resonance inductance LD1, the resonance capacitance C91 and the low-pressure discharge lamp LP1, the lamp LP1 and the resonance capacitance C91 being connected in parallel with one another in terms of alternating current.
  • the second series resonant circuit C92 and the low-pressure discharge lamp LP2 contain, the lamp LP2 and the resonance capacitance C92 also being connected in parallel with one another here in terms of alternating current.
  • Both lamps LP1, LP2 have a heating circuit which is formed by the electrode filaments E10, E20 or by the electrode filaments Eil, E21 of the corresponding lamp LP1 and LP2 and a relay contact K1 or K2.
  • the two relay contacts K1, K2 are switched simultaneously by the relay coil RL 1 .
  • the relay coil RL 1 is controlled by the switching path of the thyristor Th 'arranged in series therewith, the gate of the thyristor Th 1 in turn being controlled by the Zener diode DZ "and the voltage divider, consisting of the resistors R17 1 , R18',
  • the output voltage of the rectifier GL 'smoothed by the second smoothing capacitor C4 * is applied to the Zener diode DZ "and the voltage divider R17', R18 1 .
  • the DC voltage output of the rectifier GL ', the smoothing capacitor C4', the Zener diode DZ 1 , the voltage divider R17 ', R18', the relay coil RL 1 , the freewheeling iode D1 'and the thyristor Th' are completely connected to the first exemplary embodiment, which is shown in FIG. 2a.
  • the connection 1 of the rectifier GL ' is led via the tap M3 to the positive pole of the first smoothing capacitor C6, while the connection 2 of the rectifier
  • GL 1 is connected via a first current limiting capacitor C17 to a tap M4 in the first series resonance circuit and via a second current limiting capacitor C18 to a tap M5 in the second series resonance circuit.
  • a connection of the electrode coils E20 and Eil to the positive pole of the first smoothing capacitor C6 is also conducted via the tap M3, so that the alternating current input 1, 2 of the rectifier GL 1 is connected in parallel with both lamps LP1 and LP2.
  • the circuit arrangement also has an active wave filter, which enables a sinusoidal mains current draw.
  • This harmonic filter consists of the diodes D13, D14, D15, D16 and the capacitors C13, C81, C82 and the two resonance capacitors C91, C92.
  • a detailed functional description of such a harmonic filter can be found in US Pat. No. 4,808,887 and should therefore not be reproduced here.
  • a high frequency flows from the center tap Ml 1 through the coupling capacitor (greater than 20 kHz) alternating current, which is branched at tap M2 'in the two series resonant circuits, so that via the resonance inductor LD1 and the tap M4 a Heating current flows through the heating circuit of the low-pressure discharge lamp LP1, consisting of the electrode filaments E10, E20 and the closed relay contact Kl, to the tap M3, where it flows with the heating current flowing through the heating circuit of the second low-pressure discharge lamp LP2, consisting of the electrode filaments Express, E21 and the closed relay contact K2, flows, united.
  • the coupling capacitor greater than 20 kHz
  • the two lamps LP1, LP2 are fluorescent lamps with a power consumption of approx. 9 W and with similar electrode filaments E10, E20 and Eil, E21.
  • the voltage drop across each lamp LP1, LP2 is just twice the heating voltage of an electrode coil E10, E20, Eil, E21.
  • the Zener diode DZ 1 becomes conductive and also controls the switching path of the thyristor Th 'via its gate and the voltage drop across resistor R18' into the conductivity . As a result, a current flows through the relay coil RL 'and the relay contacts K1, K2 are opened, so that both heating circuits are interrupted.
  • the relay coil RL 1 is still supplied with the holding or quiescent current which is sufficient to hold the relay contacts K1, K2 in the open position. Only when the lamps LP1, LP2 are switched off are the relay contacts K1, K2 closed again.
  • the functional principle is therefore completely analogous to that of the first exemplary embodiment according to FIG. 2a.
  • Table I indicates a suitable dimensioning of the components for the exemplary embodiment according to FIG. 3. 2.2 nF
  • FIG. 4 shows a schematic illustration of a circuit arrangement according to the invention for operating a low-pressure discharge lamp in accordance with a further exemplary embodiment.
  • the two bipolar transistors T1 and T2 form a half-bridge inverter fed with direct voltage, as has already been described in the first exemplary embodiment. They are switched alternately by the control device A, which is connected to the base connections of the bipolar transistors T1, T2.
  • the half-bridge inverter supplies a series resonance circuit, which is connected to the center tap Ml between the transistors T1, T2 and consists of the coupling capacitor C3, the resonance inductor LD and the resonance capacitance C1 and a low-pressure discharge lamp LP connected in parallel with the resonance capacitance C1, with a high-frequency alternating voltage .
  • a connection of the resonance capacitance C1 is to the negative pole (ground) of the DC voltage supply returned.
  • the circuit arrangement of this exemplary embodiment is identical to that of the first exemplary embodiment. For this reason, the same reference symbols as in FIG. 1 are chosen in FIG. 4 for identical electrical components.
  • the electrode filaments E1, E2 of the low-pressure discharge lamp LP are integrated in a heating circuit which also contains a bridge rectifier GL1 and the switching path of a field-effect transistor T.
  • the gate electrode of the field effect transistor T is controlled by an electronic switch S '.
  • the electronic switch S ' has connections to the heating circuit and to the connection point M in order to evaluate the voltage drop across the electrode coil El and to provide a control signal for the gate electrode of the field effect transistor T.
  • the switching path of the field effect transistor T becomes low-resistance, so that the resonance capacitance C1 is short-circuited by the heating circuit.
  • a high-frequency heating current flows through the electrode coils El, E2, which after rectification by the rectifier GL1 passes the low-resistance switching path of the field effect transistor T and which heats up the electrodes El, E2.
  • the voltage drop across the lamp LP during this preheating phase is precisely the sum of the voltage drops across the electrode filaments El, E2 and the components GL1 and T. Er is therefore clearly below the ignition voltage of the low-pressure discharge lamp LP.
  • the electronic switch S switches off the field effect transistor T, i.e. the switching path of the field effect transistor T becomes high-resistance.
  • the heating circuit is thus practically interrupted and the short-circuit of the resonance capacitance C1 by the heating circuit and the strong damping of the series resonance circuit by the resistances of the electrode coils El, E2 are canceled, so that the ignition voltage is now at the resonance capacitance Cl can build up for the low pressure discharge lamp LP.
  • the electrode preheating phase thus ends. It is approx. 0.5 - 1 second.
  • FIG. 5 shows details of a particularly preferred
  • connection point M in FIG. 5 is identical to the connection point M in FIG. 4.
  • the reference numerals T, GL1, LP, E1 and E2 in FIGS. 4 and 5 denote the same electronic components.
  • the heating circuit contains the electrode coils E1, E2, which are each connected to an alternating current input of the rectifier GL1.
  • a reverse-polarized diode DZ2 and the switching path of the field-effect transistor T are integrated. Parallel to the gate-source path of the field effect transistor T, a gate resistor R56 is connected.
  • a zener diode DZ3 is arranged to protect the control path of the field effect transistor T from overvoltage. Furthermore, two further ohmic resistors R54 and R55 are integrated in a parallel branch to the field effect transistor T and to the Zener diode DZ2, which form a voltage divider with the gate resistor R56 and together with this and the Zener diode DZ2 the operating point of the field effect transistor Set transistor T and take over its control.
  • An essential component of the electronic switch S 1 is a bipolar transistor T5, the switching path (collector-emitter path) parallel to the control path (gate-source path) of the field effect transistor T and also parallel to the gate resistor R56 is switched.
  • the collector terminal of the bipolar transistor T5 is connected to the resistor R55.
  • ohmic resistors R50 and R51 Starting from the branching point M, ohmic resistors R50 and R51, a rectifier diode D50, a reverse-polarized Zener diode DZ1 and a further ohmic resistor R52 are arranged in a parallel branch to the electrode coil El. A connection of the resistor R52 is fed back to the rectifier GL1 via a branching point M50 in the heating circuit. A branch point M 'between the resistor R52 and the zener diode DZ2 is connected via an ohmic resistor R53 to the base terminal of the bipolar transistor T5. Resistor R52 and capacitor C50 are therefore each in a parallel branch to the base-emitter path of transistor T5. The Capacitor C50 forms a low pass with resistors R50 and R51.
  • a high-frequency alternating current flows through the electrode filaments E1, E2 of the low-pressure discharge lamp LP and is rectified by the rectifier GL1.
  • the field effect transistor T is switched on via the voltage divider R54, R55, R56 and the Zener diode DZ2, i.e. the source-drain path becomes low-resistance.
  • the zener diode DZ1 initially blocks the parallel branch to the electrode coil El delimited by the branching points M and M50, so that the collector-emitter path of the bipolar transistor T5 is also blocked.
  • a high-frequency alternating current flows through the electrode coils El, E2 and heats up the electrodes El, E2. This heating current is rectified by the rectifier GL1 before it passes the Zener diode DZ2 and the low-resistance switching path of the field effect transistor T. With increasing heating of the electrode coils El, E2, the voltage drop in particular also increases
  • Electrode coil El which is detected by the Zener diode DZ1 in the parallel branch. If the voltage drop across the electrode coil El reaches a critical threshold value, the zener diode DZ1 becomes conductive and the base of the bipolar transistor T5 receives a control signal with a delay via the branching point M ', which switches on the bipolar transistor T5, ie the collector -Emitter path becomes conductive. The activated bipolar transistor T5 closes this way the gate resistor R56 briefly and thus withdraws the control signal from the field effect transistor T, so that its switching path (drain-source path) now becomes high-impedance.
  • the entire heating circuit thus becomes highly resistive and ineffective, so that the starting voltage for the low-pressure discharge lamp LP can build up at the resonance capacitance C1, which is no longer short-circuited by the heating circuit.
  • the preheating phase for the electrode coils El, E2 is thus ended.
  • the bipolar transistor T5 remains in the switched-on state during lamp operation.
  • the low-pass filter C50, R50, R51 connected upstream of the bipolar transistor T5 acts as an integrating element and smoothes the switch-on signal rectified by the diode D50 for the bipolar transistor T5.
  • Table II shows a suitable dimensioning of the components for the exemplary embodiment according to FIG. 5 for operating a fluorescent lamp with a power consumption of between 9 and 13 watts.
  • the invention is not limited to the exemplary embodiments described, but can also be used, for example, for the operation of a plurality of low-pressure discharge lamps connected in parallel. It is of course also possible to control the relay coil RL 'in the circuit arrangement according to FIG. 3 by means of a timer according to FIG. 2b.
  • the circuit arrangement according to the invention is also suitable for a plurality of low-pressure discharge lamps connected in series.
  • the electrode filaments of all the lamps in a single heating circuit would be tegriert, and the relay would have as many relay contacts as there would be lamps, these relay contacts would also be integrated in the heating circuit and switch simultaneously (controlled by the same relay coil), the relay contacts would then the heating circuit at the end of the preheating phase interrupt such that the electrical connection between the electrode filaments belonging to the same lamp would be interrupted.
  • a so-called electronic relay can also be used, which consists of an optocoupler and an electronic switch, e.g. a thyristor.
  • an electronic relay can also be used, which consists of an optocoupler and an electronic switch, e.g. a thyristor.

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruckentladungslampen. Für jede Lampe (LP) ist ein Heizkreis vorgesehen, bestehend aus den Elektroden (E1, E2) der Lampe (LP) und einem Relaiskontakt (K). Während der Vorheizphase detektiert der vorzugsweise als Schwellwertschalter ausgebildete Schalter (S) die gleichgerichtete, geglättete Spannung der Elektrodenwendeln (E1, E2) und öffnet, bei ausreichender Vorheizung der Elektroden (E1, E2), über die Relaisspule (RL) den Relaiskontakt (K). Bei einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel wird anstelle des Relais ein Feldeffekttransistor verwendet, der am Ende der Vorheizphase durch einen elektronischen Schalter, der den Spannungsabfall über der Elektrodenwendel (E1) auswertet, abgeschaltet wird. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ermöglicht mit geringem Aufwand ein optimales Vorheizen der Lampenelektroden.

Description

Schaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruckentladungslampen
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruckentladungs¬ lampen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Diese Schaltungen sind Bestandteil von sogenannten elektronischen Vorschaltgeräten für Niederdruckent¬ ladungslampen und ermöglichen einen schonenden Warm¬ start -d.h. eine Zündung der Lampe mit vorgeheizten Elektroden- der Niederdruckentladungslampen, wodurch deren Lebensdauer verlängert wird.
Eine derartige Schaltungsanordnung ist beispielsweise in der EP-PS 93 469 offenbart. Bei dieser Schaltung lassen sich durch Steuerung der Frequenz und des Tastverhältnisses des Halbbrückenwechselrichters de¬ finierte Heiz- und Zündbedingungen für die Nieder¬ druckentladungslampen einstellen. Nachteilig wirken sich hier allerdings die große Toleranzabhängigkeit der Heiz-, Zünd- und Betriebsparameter von den einge- setzten Bauelementen und der hohe Schaltungsaufwand aus.
Außerdem ist beispielsweise aus der EP-PS 185 179 eine Schaltungsanordnung bekannt, die den Lastkreis des Halbbrückenwechselrichters zwischen Vorheizen der Elektroden und Zünden der Lampe umschaltet. Dazu wird ein Kaltleiter (PTC) verwendet, der nach Ablauf der Heizzeit die Resonanzkapazität des Serienresonanz¬ kreises umschaltet.
Die Verwendung eines Kaltleiters (PTC) hat allerdings den Nachteil, daß dieses Bauelement im Brennbetrieb der Niederdruckentladungslampe eine Verlustleistung von ca. 0,5 bis 1 W pro Lampe umsetzt. Außerdem be¬ nötigt der Kaltleiter (PTC) eine Abkühlzeit von eini¬ gen 10 Sekunden bis Minuten, um einen hinreichend schonenden Warmstart der Lampen bei erneutem Ein¬ schalten zu gewährleisten.
Ferner ist in der DE-OS 39 01 111 eine Schaltungsan¬ ordnung mit einem Heizkreis für die Elektroden der Niederdruckentladungslampen offenbart, wobei im Heiz¬ kreis neben einer Resonanzkapazität auch ein Kalt¬ leiter und ein Relais integriert sind. Der Kaltleiter dient hier als Zeitglied für die Steuerung des Relais und wird seinerseits, nach ausreichender Vorheizung der Lampenelektroden, durch den Relaiskontakt von der Schaltung abgetrennt, so daß nach erfolgter Zündung der Niederdruckentladungslampen kein Strom mehr durch den Kaltleiter fließt. Diese Schaltungsanordnung hat gegenüber der in der EP-PS 185 179 offenbarten Schal- tung den Vorteil, daß im Kaltleiter während des
Brennbetriebes der Lampen keine Verlustleistung umge¬ setzt wird. Allerdings besitzt auch hier der Kaltlei¬ ter die insbesondere bei kurzen Schaltzyklen störende Abkühlzeit, so daß dann kein schonender Lampenstart erfolgen kann. Weiterhin verlangt diese Schaltungsfi- guration eine genaue Abstimmung der Bauelemente, wenn ein Kaltstart der Lampe vermieden, andererseits das Relais den Kaltleiter sicher abschalten soll. Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsan¬ ordnung zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruck¬ entladungslampen bereitzustellen, die mit einem ge¬ ringen Schaltungsaufwand eine ausreichende Vorheizung der Elektroden der Niederdruckentladungslampen ermög¬ licht, und so einen schonenden Warmstart der Lampen sowie geringe Verlustleistungen im Heizkreis gewähr¬ leistet.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kenn¬ zeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen dargelegt.
Als weitere Vorteile der erfindungsgemäßen Schal¬ tungsanordnung können angeführt werden:
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ermöglicht ein kontrolliertes Vorheizen der Lampenelektroden, abgestimmt auf einen dem jeweiligen Elektrodentyp an¬ gepaßten Spannungswert. Insbesondere ist die Vorheiz¬ phase der Elektroden weitgehend unabhängig von Tole¬ ranzen der Netzspannung und den Bauelementparametern, da direkt der Spannungsabfall über den Elektrodenwen- dein zur Bewertung der Elektrodenaufheizung herange¬ zogen wird. Die Heizspannung über den Elektroden ist so gering (maximal einige zehn Volt) , daß in der Nie¬ derdruckentladungslampe keine die Lampe schädigende Glimmentladung auftreten kann. Außerdem werden bei den ersten beiden Ausführungsbeispielen durch die Re¬ laiskontakte, beim Übergang von der Vorheiz- in die Zündphase der Lampen, die Heizkreise unterbrochen, so daß im Brennbetrieb der Niederdruckentladungslampen kein Strom durch den Heizkreis fließt. Damit werden die in den Elektroden umgesetzten Verlustleistungen reduziert. Bei Schaltungen mit mehreren parallel zu¬ einander geschalteten Niederdruckentladungslampen ist die Verwendung eines Relais mit mehreren Relaiskon- takten besonders kostengünstig.
Bei einer Schaltungsanordnung mit nur einer einzigen Niederdruckentladungslampe bietet hingegen die Ver¬ wendung eines Feldeffekttransistors als Schaltmittel, gemäß des in Figur 5 abgebildeten Ausführungsbei- spiels der Erfindung, eine kostengünstige Lösung der Aufgabenstellung.
Die Erfindung wird nachstehend anhand mehrerer Aus- führungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen:
Figur 1 das Prinzip der erfindungsgemäßen Schal¬ tungsanordnung für eine Niederdruckentla¬ dungslampe,
Figur 2a ein genaues Schaltbild des in Figur 1 mit gestrichelten Linien umrahmten Schaltungs¬ teils, insbesondere die Relaisansteuerung S, gemäß eines ersten Ausführungsbei- spiels,
Figur 2b ein detailliertes Schaltbild des in Figur 1 mit gestrichelten Linien umrahmten Schaltungsteils, insbesondere die Relais- ansteuerung S, gemäß eines zweiten Aus¬ führungsbeispiels,
Figur 3 das vollständige Schaltbild einer erfin¬ dungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Be- trieb zweier parallel geschalteter Nieder¬ druckentladungslampen,
Figur 4 das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nach einem weiteren
Ausführungsbeispiel,
Figur 5 ein detailliertes Schaltbild der in Figur 4 dargestellten Ansteuerung S1 des Feld- effekttransistors.
Die Figur 1 verdeutlicht das Prinzip der erfindungs¬ gemäßen Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Nieder¬ druckentladungslampe LP.
Ein wesentlicher Bestandteil der Schaltung ist ein Gegentaktfrequenzgenerator, bestehend aus zwei Bipo¬ lartransistoren Tl, T2, die als Halbbrückenwechsel¬ richter verschaltet sind, mit einer in Figur 1 schematisch dargestellten Ansteuerungsvorrichtung A und einer Gleichspannungsversorgung. Die Ansteue¬ rungsvorrichtung A ist beispielsweise im Buch "Elek¬ tronikschaltungen" von W. Hirschmann (Siemens AG) , auf den Seiten 147 - 148 beschrieben und soll daher hier nicht näher ausgeführt werden. Sie enthält auch eine Startvorrichtung für die erfindungsgemäße Schal¬ tung.
Der Gegentaktfrequenzgenerator versorgt einen Serien- resonanzkreis, der am Mittenabgriff Ml zwischen den Transistoren Tl, T2 angeschlossen ist und aus einem Kopplungskondensator C3, einer Resonanzinduktivität LD und einer Resonanzkapazität Cl sowie einer Nieder¬ druckentladungslampe LP besteht, mit einer hochfre- quenten (größer als 20 kHz) Wechselspannung. Ein An¬ schluß der Resonanzkapazität Cl ist hier zum Minus¬ pol (Masse) der Gleichspannungsversorgung zurückge¬ führt. Die Niederdruckentladungslampe LP ist am Ver- bindungspunkt M anknüpfend, parallel zur Resonanzka¬ pazität Cl geschaltet. Sie besitzt zwei mit Emitter¬ material beschlämmte Elektrodenwendeln El, E2, die zusammen mit einem Relaiskontakt Kl in einen Heiz¬ kreis integriert sind, wobei ein Anschluß der Elek- trode E2 mit dem Minuspol (Masse) der Gleichspan¬ nungsversorgung verbunden ist.
An einem Abgriff M2 im Serienresonanzkreis ist ferner über einen Strombegrenzungskondensator C5 ein Gleich- richter GL mit seinem Eingang 2 angeschlossen. Der Eingang 1 des Gleichrichters GL ist zum Minuspol (Masse) der Gleichstromversorgung geführt. Parallel zum Gleichstromausgang des Gleichrichters GL liegt ein Glättungskondensator C4. Vom Gleichrichter GL wird ein steuerbarer elektronischer Schalter S, der die zum Relaiskontakt K gehörende Relaisspule RL an¬ steuert, mit Gleichspannung versorgt.
Das Funktionsprinzip dieser Schaltung läßt sich fol- gendermaßen verstehen:
Beim Einschalten des Halbbrückenwechselrichters .bzw. der Schaltungsanordnung ist der Relaiskontakt K zu¬ nächst geschlossen, so daß durch die Elektrodenwendel El, den Relaiskontakt K und die Elektrodenwendel E2 über den stark gedämpften Serienresonanzkreis ein hochfrequenter Heizstrom fließt, der die Elektroden El und E2 aufheizt. Der Spannungsabfall an der Lampe beträgt während dieser Vorheizphase gerade die Summe aus dem Spannungsabfall an der Elektrodenwendel El und an der Elektrodenwendel E2, also bei gleicharti¬ gen Elektroden El, E2 gleich der doppelten Heizspan¬ nung einer Elektrodenwendel.
Da der Gleichrichter GL mit seinen Eingängen 1, 2 parallel zur Lampe LP geschaltet ist, liegt während der Vorheizphase an ihm ebenfalls die hochfrequente Heizspannung der Elektrodenwendeln El, E2 an. Diese hochfrequente Spannung wird vom Gleichrichter GL in eine pulsierende Gleichspannung verwandelt und vom Glättungskondensator C4, der parallel zum Gleich¬ stromausgang des Gleichrichters GL geschaltet ist, geglättet, so daß am steuerbaren elektronischen Schalter S die gleichgerichtete und geglättete Heiz¬ spannung der Elektrodenwendeln El, E2 anliegt.
Mit zunehmender Aufheizung der Elektrodenwendeln El, E2 wächst auch ihr ohmscher Widerstand und damit die Heizspannung, d.h. der Spannungsabfall an den Elek¬ troden El, E2 sowie der Spannungsabfall am elektroni¬ schen Schalter S. Beim Überschreiten eines kritischen Spannungswertes öffnet der elektronische Schalter S über die Relaisspule RL den Relaiskontakt K.
Das Öffnen des Relaiskontaktes K bewirkt eine Unter¬ brechung des Heizkreises, so daß jeder weitere Strom¬ fluß durch die Elektrodenwendeln El, E2 verhindert wird. Außerdem steigt dadurch die Güte des Serienre- sonanzkreises an, da nun die Resonanzkapazität Cl nicht länger durch den Heizkreis überbrückt wird und eine Bedämpfung des Serienresonanzkreises durch den Widerstand der Elektrodenwendeln El, E2 entfällt. So¬ mit kann an der Resonanzkapazität Cl die Zündspannung für die Niederdruckentladungslampe LP bereitgestellt werden. Nach erfolgter Zündung der Lampe LP fließt durch die Relaisspule RL nur noch der R he- oder Hal¬ testrom, der erforderlich ist, um den Relaiskontakt K geöffnet zu halten. Erst nach dem Abschalten der Lam¬ pe LP bzw. der Sehaltungsanordnung wird der Relais¬ kontakt K wieder geschlossen, so daß bei erneutem Einschalten der- Lampe LP die Vorheizphase für die Elektroden El, E2 erneut beginnt.
Der steuerbare elektronische Schalter S kann als Schwellwert- oder als Zeitschalter ausgebildet sein.
In Figur 2a ist, gemäß des ersten Ausführungsbei- Spiels, der steuerbare elektronische Schalter S als Schwellwertschalter ausgeführt.
Der elektronische Schalter S besteht hier aus einer Zenerdiode DZ, einem Spannungsteiler mit den Wider¬ ständen R17, R18 und einem Thyristor Th, der in Serie zur Relaisspule RL geschaltet ist und dessen Gate von der Zenerdiode DZ gesteuert wird.
Während der Vorheizphase, also bei geschlossenem Re¬ laiskontakt K, sperren die Zenerdiode DZ und der Thy¬ ristor Th, so daß durch die Relaisspule RL kein Stromfluß stattfindet. Mit wachsender Aufheizung der Elektrodenwendeln El, E2 steigt der Spannungsabfall an den Elektrodenwendeln El, E2 und an der Zenerdiode DZ an. Beim Überschreiten der Durchbruchspannung der Zenerdiode DZ wird diese leitend und steuert über den Spannungsabfall am Widerstand R18 die Schaltstrecke des Thyristors Th ebenfalls in die Leitfähigkeit. Dieses hat einen Stromfluß durch die Relaisspule RL und ein Öffnen des Relaiskontaktes K zur Folge. Da die Zünd- und die Brennspannung der Niederdruckentla- dungslampe LP größer als die Heizspannung an den Elektrodenwendeln El, E2 sind, bleibt die Schalt¬ strecke des Thyristors Th im leitfähigen Zustand, so daß nach erfolgter Zündung der Lampe LP durch die Relaisspule RL der Haltestrom fließt, der erforder¬ lich ist, um den Relaiskontakt K geöffnet zu halten.
Die Freilaufdiode Dl, parallel zur Relaisspule, dient lediglich zum Schutz des Thyristors Th vor der Induk- tionsspannung der Relaisspule RL.
Durch geeignete Dimensionierung der Bauelemente, ins¬ besondere C4, DZ, R17 und R18 kann die Dauer der Vor¬ heizphase für jeden Elektro'dentyp optimal eingestellt werden.
In Figur 2b ist, gemäß des zweiten Ausführungsbei¬ spiels, der steuerbare elektronische Schalter S als Zeitschalter ausgebildet. Der elektronische Schalter S besteht hier aus einem RC-Glied mit dem Widerstand R20 und dem Kondensator C20 sowie einem Thyristor Thl, der in Serie zur Relaisspule RL1 geschaltet ist. Parallel zum Kondensator C20 ist ein ohmscher' Wider¬ stand R21 angeordnet. Er dient zur Entladung des Kon- densators C20 nach dem Abschalten der Schaltungsan¬ ordnung und zur Einstellung einer definierten Vor¬ heizzeit beim Neustart.
Der Kondensator C20 wird über den Widerstand R20 auf die Schwellspannung aufgeladen, die erforderlich ist, um die Schaltstrecke des Thyristors Thl über dessen Gateanschluß in die Leitfähigkeit zu steuern, wodurch ein Stromfluß durch die Relaisspule RL1, ähnlich wie beim ersten Ausführungsbeispiel in Figur 2a, ermög- licht wird.
Der Gleichrichter GL2, der Glättungskondensator C7 sowie der Thyristor Thl und die Relaisspule RL1 mit der Freilaufdiode D2 haben dieselbe Funktion wie die entsprechenden Bauelemente des ersten Ausführungsbei¬ spiels nach Figur 2a. Die Dauer der Vorheizphase der Elektrodenwendeln El, E2 ist hier durch die Zeit¬ konstante des RC-Gliedes und durch den Widerstand R21 bestimmt, die ihrerseits natürlich für jeden Elektro¬ dentyp optimiert werden können (vgl. Figur 2b) .
Figur 3 zeigt ein detailliertes Schaltbild einer er¬ findungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Betrieb von zwei parallel geschalteten Niederdruckentladungslam¬ pen LP1, LP2 gemäß eines besonders bevorzugten Aus¬ führungsbeispiels.
Als wesentliches Bestandteil enthält die Schaltung einen Gegentaktfrequenzgenerator, bestehend aus zwei in einer Halbbrücke angeordneten Bipolartransistoren T3, T4 mit einer hier nur schematisch dargestellten AnsteuerungsVorrichtung A' und einer Gleichspannungs- Versorgung G, zu deren Ausgang ein Stützkondensator C8 parallel geschaltet ist. Eine genaue Beschreibung einer solchen Ansteuerungsvorrichtung A' findet sich beispielsweise im Buch "Elektronikschaltungen11 von W. Hirschmann (Siemens AG) , auf den Seiten 147 - 148 und in der EP-OS 276 460. Parallel zu den Schaltstrecken der alternierend schaltenden Transistoren T3, T4 ist ein erster Glättungskondensator C6 geschaltet. Die Transistoren T3, T4 besitzen außerdem jeweils einen Emitterwiderstand R5 bzw. R6 und eine Rücklaufdiode D3 bzw. D4 zum Schutz ihrer S.chaltstrecke. An dem Mittenabgriff Ml' zwischen den beiden Bipolartran- sisotren T3, T4 sind über den Kopplungskondensator CIO und die Primärwicklung RKla eines Ringkerntrans¬ formators zwei parallel zueinander liegende Serien- reonanzkreise angeschlossen.
Der erste Serienresonanzkreis besteht aus der Reso¬ nanzinduktivität LD1, der Resonanzkapazität C91 und der Niederdruekentladungslampe LP1, wobei die Lampe LP1 und die Resonanzkapazität C91 wechselstrommäßig parallel zueinander geschaltet sind. Analog dazu ent¬ hält der zweite Serienresonanzkreis C92 und die Nie¬ derdruekentladungslampe LP2, wobei auch hier die Lam¬ pe LP2 und die Resonanzkapazität C92 wechselstrommäs- sig parallel zueinander geschaltet sind.
Beide Lampen LP1, LP2 weisen einen Heizkreis auf, der jeweils von den Elektrodenwendeln E10, E20 bzw. von den Elektrodenwendeln Eil, E21 der entsprechenden Lampe LP1 und LP2 und einem Relaiskontakt Kl bzw. K2 gebildet wird. Die beiden Relaiskontakte Kl, K2 wer¬ den von der Relaisspule RL1 simultan geschaltet.
Die Relaisspule RL1 wird von der Schaltstrecke des in Serie zu ihr angeordneten Thyristors Th' kontrol- liert, wobei das Gate des Thyristors Th1 seinerseits von der Zenerdiode DZ" und dem Spannungsteiler, be¬ stehend aus den Widerständen R171, R18', angesteuert wird. An der Zenerdiode DZ" und dem Spannungsteiler R17', R181 liegt die vom zweiten Glättungskondensator C4* geglättete Ausgangsspannung des Gleichrichter GL' an. Der Gleichspannungsausgang des Gleichrichters GL', der Glättungskondensator C4' , die Zenerdiode DZ1, der Spannungsteiler R17', R18', die Relaisspule RL1, die Freilauf iode Dl' und der Thyristor Th' sind vollkommen analog zum ersten Ausführungsbeispiel, das in Figur 2a dargestellt ist, verschaltet. Der An¬ schluß 1 des Gleichrichters GL' ist über den Abgriff M3 zum Pluspol des ersten Glättungskondensators C6 geführt, während der Anschluß 2 des Gleichrichters
GL1 über einen ersten Strombegrenzungskondensator C17 mit einem Abgriff M4 im ersten Serienresonanzkreis und über einen zweiten Strombegrenzungskondensator C18 mit einem Abgriff M5 im zweiten Serienresonanz- kreis verbunden ist.
Über den Abgriff M3 ist auch jeweils ein Anschluß der Elektrodenwendeln E20 und Eil zum Pluspol des ersten Glättungskondensators C6 geführt, so daß der Wechsel- Stromeingang 1, 2 des Gleichrichters GL1 parallel zu beiden Lampen LP1 und LP2 geschaltet ist.
Die Schaltungsanordnung besitzt außerdem ein aktives O erwellenfilter, das eine sinusförmige Netzstroment- nähme ermöglicht. Dieses Oberwellenfilter besteht aus dem Dioden D13, D14, D15, D16 und den Kondensatoren C13, C81, C82 und den beiden Resonanzkapazitäten C91, C92. Eine ausführliche Funktionsbeschreibung eines derartigen .Oberwellenfilters findet man in der US-PS 4 808 887 und soll daher hier nicht wiedergegeben werden.
Noch nicht erwähnt wurde das in Figur 3 abgebildete Bauelement R8, das ebenso wie die Primärwicklung RKla des Ringkerntransformators zur Ansteuerungsvorrich- tung A' gehört und hier deshalb nicht näher erläutert werden soll.
Die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltungs- anordnung nach Figur 3 läßt sich folgendermaßen be¬ schreiben:
Nach dem Einschalten und Anlaufen des Gegentaktfre- quenzgenerators fließt vom Mittenabgriff Ml1 über den Kopplungskondensator ein hochfrequenter (größer als 20 kHz) Wechselstrom, der sich am Abgriff M2' in die beiden Serienresonanzkreise verzweigt, so daß über die Resonanzinduktivität LD1 und dem Abgriff M4 ein Heizstrom durch den Heizkreis der Niederdruckentla¬ dungslampe LP1, bestehend aus den Elektrodenwendeln E10, E20 und dem geschlossenen Relaiskontakt Kl, zum Abgriff M3 fließt, wo er sich mit dem Heizstrom, der durch den Heizkreis der zweiten Niederdruckentla- dungslampe LP2, bestehend aus den Elektrodenwendeln Eil, E21 und dem geschlossenen Relaiskontakt K2, fließt, vereinigt.
Bei den beiden Lampen LP1, LP2 handelt es sich um Leuchtstofflampen mit einer Leistungsaufnahme von ca. 9 W und mit gleichartigen Elektrodenwendeln E10, E20 und Eil, E21.
Während der Vorheizphase beträgt der Spannungsabfall über jeder Lampe LP1, LP2 gerade die doppelte Heiz¬ spannung einer Elektrodenwendel E10, E20, Eil, E21.
Da der Gleichrichter GL' parallel zu den Leuchtstoff¬ lampen LP1 und LP2 geschaltet ist, liegt zwischen den Abgriffen M6 und M7 annähernd der Spitzenwert der gleichgerichteten und durch den zweiten Glättungskon¬ densator C ' geglätteten doppelten Elektrodenwendel- spannung an. Mit wachsender Aufheizung der Elektrodenwendeln E10, E20, Eil, E21 nimmt auch deren ohmscher Widerstand und damit der Spannungsabfall über den Lampen LP1, LP2 und auch der Spannungsabfall zwischen den Abgrif- fen M6, M7 zu.
Überschreitet der Spannungsabfall an den Elektroden¬ wendeln E10, E20, Eil, E21 einen kritischen Wert, so wird die Zenerdiode DZ1 leitend und steuert auch die Schaltstrecke des Thyristors Th' über dessen Gate und den Spannungsabfall an Widerstand R18' in die Leitfä¬ higkeit. Als Folge fließt durch die Relaisspule RL' ein Strom und die Relaiskontakte Kl, K2 werden geöff¬ net, so daß beide Heizkreise unterbrochen sind.
Damit endet die Vorheizphase für die Elektroden E10, E20, Eil, E21. Die Resonanzkapazitäten C91, C92 wer¬ den nun durch die Heizkreise nicht länger überbrückt, so daß aufgrund der höheren Güte der Serienresonanz¬ kreise an den Resonanzkapazitäten C91, C92 die Zünd- Spannung für die Leuchtstofflampen LP1, LP2 bereitge¬ stellt werden kann.
Nach erfolgter Zündung der Lampen LP1, LP2 wird die Relaisspule RL1 noch mit dem Halte- oder Ruhestrom versorgt, der ausreicht, um die Relaiskontakte Kl, K2 in geöffneter Stellung zu halten. Erst beim Ausschal¬ ten der Lampen LP1, LP2 werden die Relaiskontakte Kl, K2 wieder geschlossen. Das Funktionsprinzip ist also vollkommen analog zu dem des ersten Ausführungsbeispiels gemäß Figur 2a.
Die Tabelle I gibt eine geeignete Dimensionierung der Bauelemente für das Ausführungsbeispiel gemäß der Fi¬ gur 3 an. 2,2 nF
4.7 nF
6.8 nF 470 pF
BZX55/C24
3,1 mH
0,47 Ω 1,8 kΩ
10 μF 2N5061
Figure imgf000017_0001
1N4148
Figur 4 zeigt eine schematische Darstellung einer er¬ findungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Niederdruckentladungslampe entsprechend eines weite¬ ren Ausführungsbeispiels.
Die beiden Bipolartransistoren Tl und T2 bilden einen mit Gleichspannung gespeisten Halbbrückenwechselrich¬ ter, wie das bereits beim ersten Ausführungsbeispiel beschrieben wurde. Sie werden von der Ansteuerungs- vorrichtung A, die mit den Basisanschlüssen der Bipolartransistoren Tl, T2 verbunden ist, alternie¬ rend geschaltet. Der Halbbrückenwechselrichter ver¬ sorgt einen Serienresonanzkreis, der am Mittenabgriff Ml zwischen den Transistoren Tl, T2 angeschlossen ist und aus dem Kopplungskondensator C3, der Resonanzin- duktivität LD und der Resonanzkapazität Cl sowie einer parallel zur Resonanzkapazität Cl geschalteten Niederdruckentladungslampe LP besteht, mit einer hochfrequenten Wechselspannung. Ein Anschluß der Re¬ sonanzkapazität Cl ist zum Minuspol (Masse) der Gleichspannungsversorgung zurückgeführt. Bis hierher ist die Schaltungsanordnung dieses Aus¬ führungsbeispiels identisch mit der des ersten Aus¬ führungsbeispiels. Aus diesem Grund werden in Figur 4 für identische elektrische Bauteile dieselben Bezugs¬ zeichen wie in Figur 1 gewählt.
Die Elektrodenwendeln El, E2 der Niederdruckentla¬ dungslampe LP sind in einem Heizkreis integriert, der außerdem noch einen Brückengleichrichter GL1 und die Schaltstrecke eines Feldeffekttransistors T enthält. Die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors T wird von einem elektronischen Schalter S' gesteuert. Der elektronische Schalter S' verfügt über Anschlüsse zum Heizkreis und zum Verbindungspunkt M, um den Span- nungsabfall über der Elektrodenwendel El auszuwerten und ein Steuersignal für die Gate-Elektrode des Feld¬ effekttransistors T bereitzustellen.
Das Funktionsprinzip der Schaltungsanordnung gemäß Figur 4 läßt sich folgendermaßen verstehen:
Unmittelbar nach dem Einschalten des Halbbrücken¬ wechselrichters wird die Schaltstrecke des Feld¬ effekttransistors T niederohmig, so daß die Reso- nanzkapazität Cl durch den Heizkreis kurzgeschlossen wird. Durch die Elektrodenwendeln El, E2 fließt ein hochfrequenter Heizstrom, der nach Gleichrichtung durch den Gleichrichter GL1 die niederohmige Schalt¬ strecke des Feldeffekttransistors T passiert und der die Elektroden El, E2 aufheizt. Der Spannungsabfall an der Lampe LP beträgt während dieser Vorheizphase gerade die Summe der Spannungsabfälle an den Elektro¬ denwendeln El, E2 und den Bauteilen GL1 und T. Er liegt damit deutlich unterhalb der Zündspannung der Niederdruckentladungslampe LP.
Mit zunehmender Aufheizung der Elektrodenwendeln El, E2 steigen ihr ohmscher Widerstand und damit auch der Spannungsabfall über den Elektroden El, E2 an.
Erreicht der Spannungsabfall über der Elektrodenwen¬ del El einen bestimmten Wert, so schaltet der elek¬ tronische Schalter S' den Feldeffekttransistor T ab, d.h. die Schaltstrecke des Feldeffekttransistors T wird hochohmig. Damit ist der Heizkreis praktisch unterbrochen und der Kurzschluß der Resonanzkapa¬ zität Cl durch den Heizkreis sowie die starke Be- dämpfung des Serienresonanzkreises durch die Wider¬ stände der Elektrodenwendeln El, E2 werden aufgeho- ben, so daß sich nunmehr an der Resonanzkapazität Cl die Zündspannung für die Niederdruckentladungslampe LP aufbauen kann. Die Elektrodenvorheizphase ist da¬ mit zuende. Sie beträgt ca. 0,5 - 1 Sekunde.
Figur 5 zeigt Details einer besonders bevorzugten
Ausführungsform des elektronischen Schalters S' und seiner Vernetzung mit dem Heizkreis. Der Verbindungs¬ punkt M in Figur 5 ist identisch mit dem Verbindungs¬ punkt M der Figur 4. Ebenso bezeichnen die Bezugszif- fern T, GL1, LP, El und E2 in den Figuren 4 und 5 dieselben elektronischen Bauelemente. Der Heizkreis enthält die Elektrodenwendeln El, E2, die jeweils mit einem Wechselstromeingang des Gleich¬ richters GL1 verbunden sind. Außerdem sind in den Heizkreis, zwischen die Gleichstromausgänge 1, 2 des Gleichrichters GL1, eine in Sperrichtung gepolte Ze¬ nerdiode DZ2 und die Schaltstrecke des Feldeffekt¬ transistors T (MOSFET, n-Kanal-Anreicherungstyp) in¬ tegriert. Parallel zur Gate-Source-Strecke des Feld- effekttransistors T ist ein Gate-Widerstand R56 ge¬ schaltet. In einem weiteren Parallelkreis zur Gate- Source-Strecke ist zum Schutz der Steuerstrecke des Feldeffekttransistors T vor Überspannung eine Zener- diode DZ3 angeordnet. Ferner sind in einem Parallel¬ zweig zum Feldeffekttransistor T und zur Zenerdiode DZ2 zwei weitere ohmsche Widerstände R54 und R55 in¬ tegriert, die mit dem Gate-Widerstand R56 einen Span¬ nungsteiler bilden und zusammen mit diesem und der Zenerdiode DZ2 den Arbeitspunkt des Feldeffekttran¬ sistors T festlegen und dessen Ansteuerung überneh¬ men.
Wesentlicher Bestandteil des elektronischen Schalters S1 (Figur 4) ist ein Bipolartransistor T5, dessen Schaltstrecke (Kollektor-Emitter-Strecke) parallel zur Steuerstrecke (Gate-Source-Strecke) des Feldef¬ fekttransistors T und auch parallel zum Gate-Wider¬ stand R56 geschaltet ist. Der Kollektoranschluß des Bipolartransistors T5 ist mit dem Widerstand R55 ver¬ bunden.
In einem Parallelzweig zur Elektrodenwendel El sind, ausgehend vom Verzweigungspunkt M, ohmsche Widerstän¬ de R50 und R51, eine Gleichrichterdiode D50, eine in Sperrichtung gepolte Zenerdiode DZ1 und ein weiterer ohmscher Widerstand R52 angeordnet. Ein Anschluß des Widerstandes R52 ist über einen Verzweigungspunkt M50 im Heizkreis zum Gleichrichter GLl zurückgeführt. Ein Verzweigungspunkt M' zwischen dem Widerstand R52 und der Zenerdiode DZ2 ist über einen ohmschen Widerstand R53 mit dem Basisanschluß des Bipolartransistors T5 verbunden. Damit befinden sich der Widerstand R52 und der Kondensator C50 jeweils in einem Parallelzweig zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors T5. Der Kondensator C50 bildet mit den Widerständen R50 und R51 einen Tiefpaß.
Die Funktionsweise der Schaltungsanordnung gemäß Fi¬ gur 5 läßt sich folgendermaßen beschreiben:
Unmittelbar nach dem Einschalten des Halbbrücken¬ wechselrichters und dem Durchschalten des Feldeffekt¬ transistors T fließt durch die Elektrodenwendeln El, E2 der Niederdruckentladungslampe LP ein hochfrequen- ter Wechselstrom, der vom Gleichrichter GLl gleich¬ gerichtet wird. Der Feldeffekttransistor T wird über den Spannungsteiler R54, R55, R56 und die Zenerdiode DZ2 eingeschaltet, d.h. die Source-Drain-Strecke wird niederohmig. Die Zenerdiode DZ1 sperrt zunächst den durch die Verzweigungspunkte M und M50 begrenzten Parallelzweig zur Elektrodenwendel El, so daß die Kollektor-Emitter-Strecke des Bipolartransistors T5 ebenfalls gesperrt ist. Durch die Elektrodenwendeln El, E2 fließt ein hochfrequenter Wechselstrom, der die Elektroden El, E2 aufheizt. Dieser Heizstrom wird vom Gleichrichter GLl gleichgerichtet, bevor er die Zenerdiode DZ2 und die niederohmige Schaltstrecke des Feldeffekttransistors T passiert. Mit wachsender Aufheizung der Elektrodenwendeln El, E2 steigt insbesondere auch der Spannungsabfall über der
Elektrodenwendel El, der von der Zenerdiode DZ1 im Parallelzweig detektiert wird. Erreicht der Span¬ nungsabfall über der Elektrodenwendel El einen kriti¬ schen Schwellenwert, so wird die Zenerdiode DZ1 leit- fähig und die Basis des Bipolartransistors T5 erhält über den Verzweigungspunkt M' verzögert ein Steuer¬ signal, das den Bipolartransistor T5 einschaltet, d.h. die Kollektor-Emitter-Strecke wird leitend. Der eingeschaltete Bipolartransistor T5 schließt auf diese Weise den Gate-Widerstand R56 kurz und entzieht damit dem Feldeffekttransistor T das Steuersignal, so daß dessen Schaltstrecke (Drain-Source-Strecke) nun¬ mehr hochohmig wird. Der gesamte Heizkreis wird da- durch hochohmig und unwirksam, so daß sich an der Resonanzkapazität Cl, die nun nicht mehr durch den Heizkreis kurzgeschlossen ist, die Zündspannung für die Niederdruckentladungslampe LP aufbauen kann. Die Vorheizphase für die Elektrodenwendeln El, E2 ist damit beendet. Während des Lampenbetriebes verbleibt der Bipolartransistor T5 im eingeschalteten Zustand. Der dem Bipolartransistor T5 vorgeschaltete Tiefpaß C50, R50, R51 wirkt als Integrierglied und glättet das von der Diode D50 gleichgerichtete Einschaltsig- nal für den Bipolartransistor T5.
Tabelle II gibt eine geeignete Dimensionierung der Bauelemente für das Ausführungsbeispiel gemäß der Fi¬ gur 5 zum Betrieb einer Leuchtstofflampe mit einer Leistungsaufnahme zwischen 9 - 13 Watt an.
Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die beschrie¬ benen Ausführungsbeispiele, sondern kann beispiels¬ weise auch für den Betrieb mehrerer parallel geschal- teter Niederdruckentladungslampen angewendet werden. Es ist natürlich auch möglich, in der erfindungsge¬ mäßen Schaltungsanordnung gemäß Figur 3 die Ansteue- rung der Relaisspule RL' mittels eines Zeitschalters entsprechend Figur 2b auszuführen.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eignet sich auch für mehrere in Reihe geschaltete Niederdruckent- ladungslampen. In diesem Fall wären die Elektroden¬ wendeln aller Lampen in einem einzigen Heizkreis in- tegriert, und das Relais besäße ebenso viele Relais¬ kontakte wie Lampen vorhanden wären, wobei diese Re¬ laiskontakte ebenfalls in dem Heizkreis integriert wären und simultan schalten würden (von derselben Re¬ laisspule angesteuert) , Die Relaiskontakte würden dann am Ende der Vorheizphase den Heizkreis derart unterbrechen, daß die elektrische Verbindung zwischen den zur gleichen Lampe gehörenden Elektrodenwendeln unterbrochen wäre.
Tabelle II
R50, R51 220 kΩ
R52 330 kΩ R53 10 kΩ
R54, R55 100 kΩ
R56 820 kΩ
D50 1N4948GP
C50 100 nF T BUZ78
T5 BC548C
DZ1 BZX55/C18
DZ2 BZX85/C5V1
DZ3 BZX55/C10
Außerdem kann anstatt eines elektromechanischen Re¬ lais auch ein sogenanntes elektronisches Relais ver¬ wendet werden, das aus einem Optokoppler und einem elektronischen Schalter, z.B. einem Thyristor, be- steht. Ferner ist es beispielsweise möglich, bei dem in Figur 5 abgebildeten Ausführungsbeispiel die als Schwellwertschalter arbeitende Zenerdiode DZ1 durch einen Zeitschalter zu ersetzen.

Claims

Patentansprüche
1. Sehaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehre¬ rer Niederdruckentladungslampen, bestehend aus
- einem Gegentaktfrequenzgenerator mit einer Ansteue- rungsvorrichtung (A, A') und einer Gleichspannungs- Versorgung (G) ,
- mindestens einem Serienresonanzkreis, der vom Ge¬ gentaktfrequenzgenerator mit einem HochfrequenzSig¬ nal beaufschlagt wird und der zumindest eine Reso¬ nanzinduktivität (LD, LD1, LD2) sowie eine Reso- nanzkapazität (Cl, C91, C92) enthält,
- Anschlüsse für mindestens eine Niederdruckentla¬ dungslampe (LP, LPl, LP2) ,
- mindestens einem Heizkreis zum Vorheizen der Elek¬ troden (El, E2, ElO, E20, Eil, E21) der Nieder- druckentladungslampen (LP, LPl, LP2) , dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung Schaltmittel (K, Kl, K2, T) zum Schließen und Öffnen der Heizkreise enthält, wobei der Spannungsabfall über den Elektroden (El, E2, ElO, E20, Eil, E21) der Niederdruckentladungslampen (LP, LPl, LP2) zur Steue¬ rung der Schaltmittel (K, Kl, K2, T) dient und wobei außerdem durch diese Schaltmittel (K, Kl, K2, T) die Heizkreise zwischen einem niederohmigen und einem hochohmigen Zustand geschaltet werden und die Güte der Serienresonanzkreise gegenüber der Vorheizphase erhöht wird, so daß am Ende dieser Elektrodenvorheiz- phase an den Resonanzkapazitäten (Cl, C91, C92) die Zündspannung für die Niederdruckentladungslampen (LP, LPl, LP2) bereitgestellt werden kann.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch ge¬ kennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung ein Relais besitzt, dessen Kontakte (K, Kl, K2) jeweils in einen Heizkreis integriert sind, so daß die Heizkreise mit¬ tels der Relaiskontakte (K, Kl, K2) geschlossen (zum Vorheizen der Elektroden der Niederdruckentladungs- lampen) oder unterbrochen (zum Zünden der Nieder¬ druckentladungslampen) werden können, wobei außerdem durch Unterbrechen der Heizkreise mittels Betätigen der Kontakte (K, Kl, K2) die Güte der Serienresonanz¬ kreise gegenüber der Vorheizphase erhöht wird, so daß dann an den Resonanzkapazitäten (Cl, C91, C92) die
Zündspannung für die Niederdruckentladungslampen (LP, LPl, LP2) bereitgestellt werden kann.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch ge- kennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung für jeden
Heizkreis einen Feldeffekttransistor (T) besitzt, wo¬ bei die Schaltstrecke des jeweiligen Feldeffekttran¬ sistors (T) in den betreffenden Heizkreis integriert ist, der Spannungsabfall über den Elektroden (El, E2) der Niederdruckentladungslampen zur Steuerung der
Gate-Elektroden der Feldeffekttransistoren (T) heran¬ gezogen wird, und wobei außerdem mittels der Feldef¬ fekttransistoren (T) die Heizkreise von einem nieder- ohmigen in einen hochohmigen Zustand geschaltet wer- den und die Güte der Serienresonanzkreise gegenüber der Vorheizphase erhöht wird, so daß dann an den Re¬ sonanzkapazitäten (Cl) die Zündspannung für die Nie¬ derdruckentladungslampen (LP) bereitgestellt werden kann.
4. Schaltun'gsanordnung nach Anspruch 1, dadurch ge¬ kennzeichnet, daß die Schaltmittel von einem steuer¬ baren elektronischen Schalter (S, S1) betrieben wer¬ den, der seinerseits die Spannung an zumindest einer der Elektroden (El, E2, ElO, E20, Eil, E21) der Nie¬ derdruckentladungslampen (LP, LPl, LP2) detektiert.
5. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet daß der steuerbare elektro¬ nische Schalter (S) als Schwellwertschalter ausge¬ bildet ist und aus einem Thyristor (Th, Th') einer Zenerdiode (DZ, DZ') sowie einem Spannungsteiler (R17, R18, R17', R18') besteht, wobei die Zenerdiode (DZ, DZ') nach Überschreiten der Schwellenspannung den Thyristor (Th, Th1) durchsteuert und dieser sei¬ nerseits das Relais schaltet.
6. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare elektro¬ nische Schalter (S) als Zeitschalter ausgebildet ist und aus einem Thyristor (Thl) sowie einem RC-Glied
(R20, C20) besteht, das als Zeitglied wirkt und den Thyristor (Thl) steuert, der seinerseits das Relais schaltet.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch ge¬ kennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung einen Gleichrichter (GL, GL', GL2) zur Spannungsversorgung des Relais und einen zweiten Glättungskondensator (C4, C4*, C7) parallel zum Gleichstromausgang des Gleichrichters (GL, GL", GL2) enthält und wobei am Wechselspannungseingang (1, 2) des Gleichrichters (GL, GLr, GL2) während der Vorheizphase die Heizspan- nung der Elektroden (El, E2, ElO, E20, Eil, E21) über einen Strombegrenzungskondensator (C5, C17, C18) an¬ liegt.
8. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 2 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung mindestens einen Strombegrenzungskondensator (C5, C17, C18) aufweist, der mit dem Wechselstromeingang des Gleichrichters (GL, GL', GL2) verbunden ist.
9. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung mindestens zwei parallel zueinander geschaltete Nie¬ derdruckentladungslampen (LPl, LP2) enthält, die je- weils einen Heizkreis zum Vorheizen ihrer Elektroden (ElO, E20, Eil, E21) besitzen.
10. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung mindestens zwei in Reihe geschaltete Niederdruckent¬ ladungslampen enthält, wobei die Elektrodenwendeln dieser Lampen in einem gemeinsamen Heizkreis zum Vorheizen der Elektrodenwendeln integriert sind, der mittels der Relaiskontakte zum Zünden der Nieder- druckentladungslampen unterbrochen werden kann.
11. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare elektro¬ nische Schalter (S1) als Schwellwert- und/oder Zeit- Schalter ausgebildet ist.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 dadurch ge¬ kennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung genau eine Niederdruckentladungslampe (LP) enthält, die einen Heizkreis zum Vorheizen ihrer Elektroden (El, E2) besitzt.
13. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 11 und 12, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare elek- tronische Schalter (S1) im wesentlichen aus einem Schalttransistor (T5) besteht, dessen Schaltstrecke parallel zur Steuerstrecke des Feldeffekttransistors (T) geschaltet ist und dessen Steuerelektrode, evtl. über ein RC-Glied (R50, R51, C50) , mit einer Zener¬ diode (DZ1) verbunden ist, die ihrerseits den Span¬ nungsabfall über zumindest einer der Elektroden (El) detektiert und den Schaltzustand des Schalttransis¬ tors (T5) bestimmt.
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