EP0693864A2 - Schaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruckentladungslampen - Google Patents

Schaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruckentladungslampen Download PDF

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EP0693864A2
EP0693864A2 EP95110851A EP95110851A EP0693864A2 EP 0693864 A2 EP0693864 A2 EP 0693864A2 EP 95110851 A EP95110851 A EP 95110851A EP 95110851 A EP95110851 A EP 95110851A EP 0693864 A2 EP0693864 A2 EP 0693864A2
Authority
EP
European Patent Office
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circuit
circuit arrangement
heating
voltage
arrangement according
Prior art date
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EP95110851A
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English (en)
French (fr)
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EP0693864B1 (de
EP0693864A3 (de
Inventor
Bernd Rudolph
Alwin Veser
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for operating one or more low-pressure discharge lamps according to the preamble of patent claim 1.
  • Such a circuit arrangement corresponding to the preamble of claim 1, is disclosed, for example, in the PCT application with the international publication number WO 93/12631.
  • This circuit arrangement has an inverter with a downstream resonant circuit for operating one or more low-pressure discharge lamps with preheated lamp electrodes.
  • the preheating phase of the lamp electrodes is ended by a relay or a semiconductor switch which receives its control signal from a threshold or time switch which, in turn, evaluates the voltage drop across the electrode filaments of the lamp during the preheating phase.
  • a relay or a semiconductor switch which receives its control signal from a threshold or time switch which, in turn, evaluates the voltage drop across the electrode filaments of the lamp during the preheating phase.
  • the first heating circuit is formed by the electrode coils E1, E4, the bridge rectifier GL, the primary winding of the transformer TR, the ohmic resistor Z and the drain-source path of the field effect transistor Q3. It is used to heat the lamp electrodes E1 and E4.
  • the ohmic resistor Z and the drain-source path are connected in series and between the DC voltage connections of the bridge rectifier GL, so that the electrode heating current flows through them in the low-resistance state of the heating circuit or the field effect transistor Q3.
  • a voltage divider R1, R2, whose center tap M is connected to the gate electrode of the field effect transistor Q3 and to the collector of a bipolar transistor Q4, is connected in parallel with the series circuit comprising the resistor Z and the drain-source path of the field effect transistor Q3.
  • the collector-emitter path of transistor Q4 is connected in parallel to resistor R2 of the voltage divider.
  • An RC element R3, C5 is also arranged in parallel with the voltage divider R1, R2, and the duration of the preheating phase can be set via its time constant. In particular, the duration of the preheating phase does not depend on the temperature-dependent profile of the electrode coil resistance.
  • the base-emitter path of the transistor Q4, together with a base series resistor R4 and a zener diode D1, is parallel to the Capacitor C5 of the RC element switched.
  • a rectifier diode D2 arranged between the resistors Z and R1 prevents the discharge current of the capacitor C5 from flowing over the switching path of the field effect transistor Q3.
  • the second heating circuit is coupled to the first by means of a transformer and consists of the electrode coils E2, E3, the resistor R5 connected in series and the secondary winding of the transformer TR arranged parallel to the resistor R5.
  • the inverter Q1, Q2, A After commissioning the circuit arrangement, the inverter Q1, Q2, A generates a high-frequency (approx. 50 KHz) alternating voltage between the taps V1, V2.
  • the field effect transistor Q3 is switched on via the voltage divider R1, R2, the resistor Z ensuring that, in the low-resistance state of the field effect transistor Q3, a sufficiently high DC voltage of approximately 10 V is available at the voltage divider R1, R2 in order to use the resistor R2 to gate the gate -Electrode to be controlled so that a high-frequency heating current can flow through the lamp electrodes E1, E4.
  • a heating current for the lamp electrodes E2, E3 is induced in the second heating circuit via the transformer TR.
  • capacitor C5 charges via resistor R3.
  • the zener diode D1 becomes conductive and switches the bipolar transistor Q4 through, so that the now conductive collector-emitter path of the transistor Q4 bridges the resistor R2. This removes the control signal from the gate electrode of field effect transistor Q3, so that its drain-source path and thus also the first heating circuit becomes high-resistance.
  • the second heating circuit is also blocked via the transformer coupling.
  • the electrode preheating phase has ended and the ignition voltage required for the low-pressure discharge lamps LP1, LP2 builds up at the resonance capacitor C2.
  • the capacitor C5 charges up to a direct voltage via the operating voltage of the lamps, which is sufficient via the resistor R4 and the Zener diode D1 to reliably switch on the transistor Q4 and thus to block the field effect transistor Q3 in lamp operation.
  • FIG. 2 shows a second embodiment of the circuit arrangement according to the invention. Similar reference numerals as in FIG. 1 were chosen for functionally identical components.
  • the circuit arrangement has a half-bridge inverter fed by a direct current source, consisting of the two switching transistors Q1 ', Q2' and the control device A '.
  • a series resonance circuit is connected to the center tap V1 'of the inverter and contains a lamp inductor L', a coupling capacitor C3 'and a resonance capacitor C2'.
  • the resonance capacitor C2 ' is connected to the negative pole of the DC voltage source.
  • a low-pressure discharge lamp LP 'with preheatable electrode filaments E1', E2 ' is connected in parallel with the resonance capacitor C2'.
  • Both lamp electrodes are also integrated in an electrode heating circuit which, as further essential components, has a capacitor Z ', a bridge rectifier GL' and a field effect transistor Q3 '.
  • the drain-source path of the field effect transistor Q3 ' is integrated between the DC voltage connections of the bridge rectifier GL', while the capacitor Z 'is arranged in series with the AC voltage connections of the bridge rectifier GL', so that the capacitor Z 'is connected in series with the drain-source Route of the field effect transistor Q3 'is switched.
  • the field effect transistor Q3 ' is controlled via a rectifier diode D2' connected to a tap V3 'in the heating circuit and a voltage divider R1', R2 ', the center tap M' of which is connected to the gate electrode of the field effect transistor Q3 '.
  • an RC element consisting of the ohmic resistor R3 'and the capacitor C5' is also connected, as already described in the first exemplary embodiment.
  • the circuit arrangement has a further switching transistor Q4 ', the base connection of which is controlled via a zener diode D1' and a series resistor R4 ', both of which are arranged in parallel with the capacitor C5'.
  • the emitter of the transistor Q4 ' is connected to the negative pole of the capacitor C5' and to the bridge rectifier GL ', while the collector of the transistor Q4' via the center tap M 'of the voltage divider R1', R2 'to the gate electrode of the field effect transistor Q3' connected.
  • the circuit arrangement according to the second exemplary embodiment has a lamp voltage monitoring element, consisting of the one connected in parallel to the drain-source path of the field effect transistor Q3 ' Voltage divider R6, R7 and the series connection of rectifier diode D3 and capacitor C6 arranged parallel to resistor R7.
  • the inverter Q1 ', Q2', A ' generates a high-frequency (approx. 50 KHz) AC voltage in the series resonance circuit.
  • the field effect transistor Q3 ' is switched on via the rectifier diode D2' and the voltage divider R1 ', R2', the capacitor Z 'ensuring that in the low-resistance state of the field effect transistor Q3' a sufficiently high voltage (for example 10 V) at the voltage divider R1 ', R2 'is available to control the gate electrode via the resistor R2', so that a high-frequency heating current flows through the lamp electrodes E1 ', E2'.
  • a sufficiently high voltage for example 10 V
  • this control voltage is generated here by means of the capacitor Z 'integrated in the alternating current circuit of the bridge rectifier GL'.
  • the capacitor C5 ' is charged via the rectifier diode D2' and the ohmic resistor R3 '. If the voltage across the capacitor C5 'exceeds a critical value, the zener diode D1' becomes conductive and switches the bipolar transistor Q4 'through, so that the now conductive collector-emitter path of the transistor Q4' bridges the resistor R2 '.
  • the electrode preheating phase has ended and the ignition voltage required for the low-pressure discharge lamp LP 'builds up at the resonance capacitor C2'.
  • the capacitor C5' charges itself to a DC voltage via the operating voltage of the lamp, which, via the resistor R4 'and the Zener diode D1', ensures that the transistor Q4 'is switched on and thus blocks the field-effect transistor Q3' in Lamp operation is sufficient.
  • the functional principle of this circuit is largely identical to that of the first exemplary embodiment.
  • the lamp voltage monitoring element R6, R7, D3, C6 additionally installed in the second exemplary embodiment monitors the ignition and operating voltage at the low-pressure discharge lamp LP '.
  • the voltage drop across the capacitor C6 is evaluated by a shutdown device, which is summarized here for the sake of clarity with the control device A '.
  • Low-pressure discharge lamps age over the course of their operating time, ie they have an increase in the ignition voltage and often also asymmetrically burned-off electrodes. The latter can lead to DC operation of the low pressure discharge lamp.
  • An increase in the ignition or operating voltage at the lamp LP ' is reported to the shutdown device via the voltage drop across the capacitor C6.
  • the disconnection device switches off the inverter Q1 ', Q2'.
  • the disconnection device usually extracts the base signal from one of the switching transistors Q1 or Q2 of the half-bridge inverter and thus shuts down the inverter.
  • a description of such a shutdown device can be found, for example, in utility model DE-U 91 14 204.
  • FIG. 3 shows a third exemplary embodiment of the circuit arrangement according to the invention.
  • the circuit arrangement has a half-bridge inverter fed by a direct current source, consisting of the two switching transistors Q1 ′′, Q2 ′′ and the control device A ′′.
  • a series resonance circuit is connected to the center tap V1 ′′ of the inverter and contains a lamp inductor L ′′, a coupling capacitor C3 ′′ and a resonance capacitor C2 ′′.
  • the resonance capacitor C2 ′′ is connected to the negative pole of the DC voltage source.
  • a low-pressure discharge lamp LP '' with preheatable electrode filaments E1 '', E2 '' is connected in parallel with the resonance capacitor C2 ''.
  • Both lamp electrodes E1 ′′, E2 ′′ are also integrated in an electrode heating circuit which has a capacitor Z ′′ and a field effect transistor Q3 ′′ as further essential components.
  • the capacitor Z ′′ is connected in series with the drain-source path of the field effect transistor Q3 ′′.
  • the field effect transistor Q3 '' is controlled via a rectifier diode D2 '' connected to a tap V3 '' in the heating circuit and a voltage divider R1 '', R2 '', the center tap M '' of which is connected to the gate electrode of the field effect transistor Q3 '' connected.
  • an RC element consisting of the ohmic resistor R3 ′′ and the capacitor C5 ′′, is also connected, as already described in the first exemplary embodiment.
  • the circuit arrangement has a further switching transistor Q4 ′′, the base connection of which is driven via a zener diode D1 ′′ and a series resistor R4 ′′, both of which are arranged in parallel with the capacitor C5 ′′.
  • the emitter of the transistor Q4 is connected to the negative pole of the capacitor C5" and to the lamp electrode E1 ", while the collector of the transistor Q4" is connected to the center tap M "of the voltage divider R1", R2 " Gate electrode of the field effect transistor Q3 '' is connected.
  • the mode of operation of the third exemplary embodiment differs slightly from that of the previously explained exemplary embodiments.
  • the field effect transistor Q3 is not integrated into the direct current circuit of a bridge rectifier GL, GL ', as described in the first two exemplary embodiments, but is directly connected to the heating circuit to which high-frequency alternating current is applied.
  • the electrode preheater also works here without a rectifier GL or GL '.
  • the inverter Q1 '', Q2 '', A '' After commissioning the circuit arrangement, the inverter Q1 '', Q2 '', A '' generates a high-frequency (approx. 50 KHz) AC voltage in the series resonance circuit.
  • the field effect transistor Q3 '' is switched on via the rectifier diode D2 '' and the voltage divider R1 '', R2 '', the capacitor Z '' ensuring that a sufficiently high voltage (for example 10 V) in the low-resistance state of the field effect transistor Q3 '' at the voltage divider R1 ′′, R2 ′′ is available to control the gate electrode via the resistor R2 ′′, so that a high-frequency heating current flows through the lamp electrodes E1 ′′, E2 ′′.
  • a sufficiently high voltage for example 10 V
  • the field effect transistor Q3 sees an alternating current here.
  • the positive half-wave of the heating current is conducted over the drain-source path of the field effect transistor Q3 ′′, while the negative half-wave of the heating current is conducted over the parallel to the drain-source path switched, in the field effect transistor Q3 '' integrated free-wheeling diode (shown in dashed lines in Figure 3) flows.
  • the capacitor C5 ′′ is also charged via the rectifier diode D2 ′′ and the ohmic resistor R3 ′′.
  • the zener diode D1 ′′ becomes conductive and switches the bipolar transistor Q4 ′′ through, so that the now conductive collector-emitter path of the transistor Q4 ′′ bridges the resistor R2 ′′ .
  • the electrode preheating phase has now ended and the ignition voltage required for the low-pressure discharge lamp LP '' builds up at the resonance capacitor C2 ′′.
  • the capacitor C5 '' charges itself to a DC voltage via the operating voltage of the lamp, via the resistor R4 '' and the Zener diode D1 '' for safely switching through the transistor Q4 '' and thus for blocking the field effect transistor Q3 '' is sufficient in lamp operation.
  • the freewheeling diode is used to create the drain-source path of the field effect transistor Q3 '' has a blocking voltage which corresponds approximately to the ignition or operating voltage of the lamp LP ''. Therefore, when selecting the field effect transistor Q3 ′′, care must be taken to ensure that it has sufficient dielectric strength.
  • the voltage load of the field effect transistor Q3 ′′ can also be reduced with the aid of an additional capacitor C ′′ (shown in broken lines in FIG. 3) connected in parallel with the drain-source path, so that it forms a capacitive voltage divider with the capacitor Z ′′ become.
  • the RC element R3, C5 can also take on the function of the lamp voltage monitoring unit R6, R7, C6, D3 in addition to its function described above, with suitable dimensions.
  • the switch-off device monitors the voltage drop across capacitor C5.
  • Table 1 Dimensioning of the electrical components for two 58 W fluorescent lamps connected in series according to the first exemplary embodiment Q1, Q2 BUF644 Q3 BUZ80 Q4 BC547B L 1.25 mH C1 100 pF C2 7.5 nF C3 200 nF C5 2.2 ⁇ F Z. 6.8 ⁇ R1 240 K ⁇ R2 1 M ⁇ R3 480 K ⁇ R4 10 K ⁇ R5 2.2 K ⁇

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehrerer in Serie geschalteter Niederdruckentladungslampen, die von einem Wechselrichter (Q1; Q2) mit nachgeschaltetem Resonanzkreis versorgt werden. Die Schaltungsanordnung besitzt mindestens einen Heizkreis zum Vorheizen der Lampenelektroden (E1, E2; E3, E4). Einer der Heizkreise enthält einen Halbleiterschalter (Q3), der die Heizkreise zwischen einem niederohmigen und einem hochohmigen Zustand schaltet. In Serie zur Schaltstrecke des Halbleiters (Q3) ist ein Widerstandselement (Z) geschaltet, derart, daß der Spannungsabfall über der Serienschaltung aus Widerstandselement (Z) und Halbleiterschaltstrecke im niederohmigen Zustand ausreicht, um den Halbleiterschalter (Q3) niederohmig zu steuern. <IMAGE>

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruckentladungslampen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
  • Eine derartige, dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 entsprechende Schaltungsanordnung ist beispielsweise in der PCT-Anmeldung mit der internationalen Veröffentlichungsnummer WO 93/12631 offenbart. Diese Schaltungsanordnung besitzt einen Wechselrichter mit nachgeschaltetem Resonanzkreis zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruckentladungslampen mit vorgeheizten Lampenelektroden. Die Vorheizphase der Lampenelektroden wird durch ein Relais oder einen Halbleiterschalter beendet, das bzw. der sein Steuersignal von einem Schwellwert- oder Zeitschalter erhält, der seinerseits, während der Vorheizphase, den Spannungsabfall über den Elektrodenwendeln der Lampe auswertet. Bei der Herstellung der Elektrodenwendeln verursachen bereits relativ geringe Toleranzen vergleichsweise große Streuungen ihres ohmschen Widerstandes, so daß auch, selbst bei Elektroden des gleichen Typs, die an den Elektrodenwendeln anliegende Heizspannung entsprechend großen Streuungen unterworfen ist. Diese Streuungen können nun dazu führen, daß manche Niederdruckentladungslampen mit kalten Lampenelektroden, also ohne ausreichende Elektrodenvorheizung, zünden. Lange Zuleitungen zu den Lampen können ebenfalls eine ungenügende Elektrodenvorheizung verursachen. Werden lange Zuleitungen zu den Lampen verwendet, so kann, insbesondere bei niederohmigen Elektrodenwendeln, deren Impedanz warme Lampenelektroden vortäuschen, weil sich die Zuleitungsimpedanzen zum Widerstand der Elektrodenwendeln addieren.
  • Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruckentladungslampen bereitzustellen, die eine ausreichende Vorheizung der Lampenelektroden bei geringem Schaltungsaufwand gewährleistet. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Weitere vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.
  • Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung besitzt einen Wechselrichter mit nachgeschaltetem Serienresonanzkreis, der mindestens eine Niederdruckentladungslampe mit vorheizbaren Elektrodenwendeln betreibt. Die Lampenelektroden sind in einen oder mehreren Heizkreisen integriert. Einer der Heizkreise enthält einen Halbleiterschalter, der diesen Heizkreis unmittelbar über seine Schaltstrecke und die anderen Heizkreise durch transformatorische Kopplung am Ende der Elektrodenvorheizphase zum Zünden der Niederdruckentladungslampen vom niederohmigen in den hochohmigen Zustand umschaltet. In Serie zur Schaltstrecke dieses Halbleiterschalters ist ein Widerstandselement geschaltet, dessen Widerstandswert derart gewählt ist, daß über der Serienschaltung aus diesem Widerstandselement und der Halbleiterschaltstrecke im niederohmigen Zustand der Schaltstrecke eine zur Steuerung des Halbleiterschalters, d. h., eine zum Durchschalten des Halbleiterschalters ausreichende Spannung abfällt. Der Halbleiterschalter ist, aufgrund der Spannungsbelastung beim Zünden der Niederdruckentladungslampe, zweckmäßigerweise in den Gleichstromzweig eines Brückengleichrichters geschaltet, wie weiter unten im Text anhand der ersten beiden Ausführungsbeispiele erläutert. Allerdings läßt sich der Halbleiterschalter auch direkt, ohne Brückengleichrichter, in den Heizkreis einfügen, wie das dritte Ausführungsbeispiel zeigt. Das Widerstandselement kann im Gleichstrom- oder im Wechselstromkreis des Brückengleichrichters integriert sein. Vorteilhafterweise werden als Halbleiterschalter ein Feldeffekttransistor und als Widerstandselement ein ohmscher Widerstand oder ein Kondensator verwendet, der in Serie zur Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors geschaltet ist. Die Impedanz des Widerstandselementes wird derart gewählt, daß der Spannungsabfall über der Serienschaltung aus Widerstandselement und Drain-Source-Strecke im niederohmigen Zustand ca. 10 V beträgt. Durch diese Wahl wird beim Einschalten der Schaltungsanordnung bzw. der Lampen ein sicheres Durchschalten des Feldeffekttransistors in den niederohmigen Zustand gewährleistet und ein Kaltstart der Niederdruckentladungslampen verhindert. Besonders vorteilhaft, da kostengünstig und mit geringen Verlustleistungen arbeitend, läßt sich diese Schaltungsanordnung bei mehreren in Serie zueinander geschalteten Niederdruckentladungslampen verwenden.
    Nachstehend wird die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung anhand mehrerer bevorzugter Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen:
    • Figur 1
    Die Schaltungsanordnung gemäß des ersten Ausführungsbeispiels zum Betrieb zweier in Serie geschalteter Niederdruckentladungslampen
    Figur 2
    Die Schaltungsanordnung gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels zum Betrieb einer Niederdruckentladungslampe
    Figur 3
    Die Schaltungsanordnung gemäß des dritten Ausführungsbeispiels zum Betrieb einer Niederdruckentladungslampe
    Die Schaltungsanordnung gemäß des ersten Ausführungsbeispiels besitzt einen mit einer Gleichspannungsquelle verbundenen Halbbrückenwechselrichter, bestehend aus zwei Schalttransistoren Q1, Q2 und einer Ansteuerungseinheit A für diese Schalttransistoren. An den Mittenabgriff V1 des Halbbrückenwechselrichters ist ein Serienresonanzkreis angeschlossen, der eine Resonanzinduktivität L, einen Resonanzkondensator C2 und zwei in Serie zueinander geschaltete Niederdruckentladungslampen LP1, LP2 mit einer elektrischen Leistungsaufnahme von jeweils 58 W enthält. Der Sequenzstartkondensator C1 ist parallel zur Lampe LP1 und der Resonanzkondensator C2 parallel zur Serienschaltung beider Lampen LP1, LP2 angeordnet. Über den Kopplungskondensator C3, der an den Pluspol der Gleichspannungsquelle angeschlossen ist, wird der Stromkreis geschlossen. Die Schaltung besitzt ferner zwei Heizkreise zum Vorheizen der Lampenelektroden E1, E2, E3, E4.
  • Der erste Heizkreis wird von den Elektrodenwendeln E1, E4, dem Brückengleichrichter GL, der Primärwicklung des Transformators TR, dem ohmschen Widerstand Z und der Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3 gebildet. Er dient zum Heizen der Lampenelektroden E1 und E4. Der ohmsche Widerstand Z und die Drain-Source-Strecke sind in Reihe und zwischen die Gleichspannungsanschlüsse des Brückengleichrichters GL geschaltet, so daß sie im niederohmigen Zustand des Heizkreises bzw. des Feldeffekttransistors Q3 vom Elektrodenheizstrom durchflossen werden. Parallel zur Serienschaltung aus Widerstand Z und Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3 ist ein Spannungsteiler R1, R2 geschaltet, dessen Mittenabgriff M mit der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q3 und mit dem Kollektor eines Bipolartransistors Q4 verbunden ist. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q4 ist parallel zum Widerstand R2 des Spannungsteilers geschaltet. Parallel zum Spannungsteiler R1, R2 ist ferner ein RC-Glied R3, C5 angeordnet, über dessen Zeitkonstante die Dauer der Vorheizphase eingestellt werden kann. Insbesondere hängt die Dauer der Vorheizphase hier nicht vom temperaturabhängigen Verlauf des Elektrodenwendelwiderstandes ab. Die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q4 ist, zusammen mit einem Basisvorwiderstand R4 und einer Zenerdiode D1, parallel zum Kondensator C5 des RC-Gliedes geschaltet. Eine zwischen den Widerständen Z und R1 angeordnete Gleichrichterdiode D2 verhindert, daß der Entladestrom des Kondensators C5 über die Schaltstrecke des Feldeffekttransistors Q3 fließt.
  • Der zweite Heizkreis ist transformatorisch an den ersten gekoppelt und besteht aus den Elektrodenwendeln E2, E3, dem dazu in Serie geschalteten Widerstand R5 und der parallel zum Widerstand R5 angeordneten Sekundärwicklung des Transformators TR.
  • Nach Inbetriebnahme der Schaltungsanordnung erzeugt der Wechselrichter Q1, Q2, A zwischen den Abgriffen V1, V2 eine hochfrequente (ca. 50 KHz) Wechselspannung. Der Feldeffekttransistor Q3 wird über den Spannungsteiler R1, R2 eingeschaltet, wobei der Widerstand Z gewährleistet, daß im niederohmigen Zustand des Feldeffekttransistors Q3 eine ausreichend hohe Gleichspannung von ca. 10 V am Spannungsteiler R1, R2 zur Verfügung steht, um über den Widerstand R2 die Gate-Elektrode anzusteuern, so daß ein hochfrequenter Heizstrom durch die Lampenelektroden E1, E4 fließen kann. Über den Transformator TR wird im zweiten Heizkreis ein Heizstrom für die Lampenelektroden E2, E3 induziert. Während der Vorheizphase lädt sich der Kondensator C5 über den Widerstand R3 auf. Überschreitet die Spannung am Kondensator C5 einen kritischen Wert, so wird die Zenerdiode D1 leitend und schaltet den Bipolartransistor Q4 durch, so daß die nun leitfähige Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q4 den Widerstand R2 überbrückt. Dadurch wird der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q3 das Steuersignal entzogen, so daß seine Drain-Source-Strecke und damit auch der erste Heizkreis hochohmig wird. Über die transformatorische Kopplung wird auch der zweite Heizkreis gesperrt. Die Elektrodenvorheizphase ist beendet und am Resonanzkondensator C2 baut sich die für die Niederdruckentladungslampen LP1, LP2 erforderliche Zündspannung auf. Der Kondensator C5 lädt sich nach dem Zünden der Lampen LP1, LP2 über die Betriebsspannung der Lampen auf eine Gleichspannung auf, die über den Widerstand R4 und die Zenerdiode D1 zum sicheren Durchschalten des Transistors Q4 und damit zum Sperren des Feldeffekttransistors Q3 im Lampenbetrieb ausreicht.
  • Einzelheiten über die Funktionsweise des Halbbrückenwechselrichters Q1, Q2, A sollen hier nicht erläutert werden. Diese findet man beispielsweise in dem Buch "Elektronikschaltungen" von W. Hirschmann (Siemens AG) auf den Seiten 147-148 und in der EP-OS 276 460.
  • Eine Dimensionierung der in diesem Ausführungsbeispiel verwendeten elektrischen Bauteile ist in Tabelle 1 angegeben.
  • Figur 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Für funktionsgleiche Bauteile wurden ähnliche Bezugszeichen wie in Figur 1 gewählt. Die Schaltungsanordnung besitzt einen von einer Gleichstromquelle gespeisten Halbbrückenwechselrichter, bestehend aus den beiden Schalttransistoren Q1', Q2' und der Ansteuerungsvorrichtung A'. An den Mittenabgriff V1' des Wechselrichters ist ein Serienresonanzkreis angeschlossen, der eine Lampendrossel L', einen Koppelkondensator C3' und einen Resonanzkondensator C2' enthält. Der Resonanzkondensator C2' ist mit dem Minuspol der Gleichspannungsquelle verbunden. Parallel zum Resonanzkondensator C2' ist eine Niederdruckentladungslampe LP' mit vorheizbaren Elektrodenwendeln E1', E2' geschaltet. Beide Lampenelektroden sind außerdem in einen Elektrodenheizkreis integriert, der als weitere wesentliche Bestandteile einen Kondensator Z', einen Brückengleichrichter GL' und einen Feldeffekttransistor Q3' aufweist. Die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3' ist zwischen die Gleichspannungsanschlüsse des Brückengleichrichters GL' integriert, während der Kondensator Z' in Reihe zu den Wechselspannungsanschlüssen des Brückengleichrichters GL' angeordnet ist, so daß der Kondensator Z' in Serie zur Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3' geschaltet ist. Die Ansteuerung des Feldeffekttransistors Q3' erfolgt über eine, mit einem Abgriff V3' im Heizkreis verbundene Gleichrichterdiode D2' und einen Spannungsteiler R1', R2', dessen Mittenabgriff M' an die Gate-Elektrode des Feldeffekttranssitors Q3' angeschlossen ist. Parallel zum Spannungsteiler R1', R2' ist ferner, wie bereits beim ersten Ausführungsbeispiel beschrieben, ein RC-Glied, bestehend aus dem ohmschen Widerstand R3' und dem Kondensator C5', geschaltet. Außerdem besitzt die Schaltungsanordnung einen weiteren Schalttransistor Q4', dessen Basisanschluß über eine Zenerdiode D1' und einen Vorwiderstand R4', die beide parallel zum Kondensator C5' angeordnet sind, angesteuert wird. Der Emitter des Transistors Q4' ist mit dem Minuspol des Kondensators C5' und mit dem Brückengleichrichter GL' verbunden, während der Kollektor des Transistors Q4' über den Mittenabgriff M' des Spannungsteilers R1', R2' an die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q3' angeschlossen ist. Zusätzlich besitzt die Schaltungsanordnung gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels ein Lampenspannungsüberwachungsglied, bestehend aus dem parallel zur Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3' geschalteten Spannungsteiler R6, R7 und der parallel zum Widerstand R7 angeordneten Reihenschaltung aus Gleichrichterdiode D3 und Kondensator C6.
  • Nach Inbetriebnahme der Schaltungsanordnung erzeugt der Wechselrichter Q1', Q2', A' im Serienresonanzkreis eine hochfrequente (ca. 50 KHz) Wechselspannung. Der Feldeffekttransistor Q3' wird über die Gleichrichteriode D2' und den Spannungsteiler R1', R2' eingeschaltet, wobei der Kondensator Z' gewährleistet, daß im niederohmigen Zustand des Feldeffekttransistors Q3' eine ausreichend hohe Spannung (beispielsweise 10 V) am Spannungsteiler R1', R2' zur Verfügung steht, um über den Widerstand R2' die Gate-Elektrode anzusteuern, so daß ein hochfrequenter Heizstrom durch die Lampenelektroden E1', E2' fließt. Im Unterschied zum ersten Ausführungsbeispiel, bei dem der in den Gleichstromkreis des Brückengleichrichters GL integrierte ohmsche Widerstand Z eine ausreichende Steuerspannung für den Feldeffekttransistor Q3 erzeugte, wird diese Steuerspannung hier mittels des in den Wechselstromkreis des Brückengleichrichters GL' integrierten Kondensators Z' erzeugt. Während der Vorheizphase wird der Kondensator C5' über die Gleichrichterdiode D2' und den ohmschen Widerstand R3' aufgeladen. Überschreitet die Spannung am Kondensator C5' einen kritischen Wert, so wird die Zenerdiode D1' leitend und schaltet den Bipolartransistor Q4' durch, so daß die nun leitfähige Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q4' den Widerstand R2' überbrückt. Dadurch wird der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q3' das Steuersignal entzogen, so daß seine Drain-Source-Strecke und damit auch der Heizkreis hochohmig wird. Die Elektrodenvorheizphase ist beendet und am Resonanzkondensator C2' baut sich die für die Niederdruckentladungslampe LP' erforderliche Zündspannung auf. Der Kondensator C5' lädt sich nach dem Zünden der Lampe LP' über die Betriebsspannung der Lampe auf eine Gleichspannung auf, die über den Widerstand R4' und die Zenerdiode D1' zum sicheren Durchschalten des Transistors Q4' und damit zum Sperren des Feldeffekttransistors Q3' im Lampenbetrieb ausreicht. Insoweit ist das Funktionsprinzip dieser Schaltung weitestgehend identisch zu der des ersten Ausführungsbeispiels. Das zusätzlich beim zweiten Ausführungsbeispiel installierte Lampenspannungsüberwachungsglied R6, R7, D3, C6 überwacht die Zünd- und Betriebsspannung an der Niederdruckentladungslampe LP'. Der Spannungsabfall am Kondensator C6 wird von einer Abschaltungsvorrichtung ausgewertet, die hier der Übersichtlichkeit halber mit der Ansteuerungsvorrichtung A' zusammengefaßt ist. Niederdruckentladungslampen altern im Verlauf ihrer Betriebszeit, d. h., sie weisen einen Anstieg der Zündspannung und oft auch unsymmetrisch abgebrannte Elektroden auf. Letzteres kann zu einem Gleichstrombetrieb der Niederdruckentladungslampe führen. Ein Anstieg der Zünd- oder Betriebsspannung an der Lampe LP' wird über den Spannungsabfall am Kondensator C6 der Abschaltungsvorrichtung mitgeteilt. Überschreitet der Spannungsabfall am Kondensator C6 einen bestimmten Wert, so schaltet die Abschaltungsvorrichtung den Wechselrichter Q1', Q2' ab. Die Abschaltungsvorrichtung entzieht üblicherweise einem der Schalttransistoren Q1 oder Q2 des Halbbrückenwechselrichters das Basissignal und legt so den Wechselrichter still. Eine Beschreibung einer derartigen Abschaltungsvorrichtung findet man beispielsweise in dem Gebrauchsmuster DE-U 91 14 204.
  • In Figur 3 ist ein drittes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt. Die Schaltungsanordnung besitzt einen von einer Gleichstromquelle gespeisten Halbbrückenwechselrichter, bestehend aus den beiden Schalttransistoren Q1'', Q2'' und der Ansteuerungsvorrichtung A''. An den Mittenabgriff V1'' des Wechselrichters ist ein Serienresonanzkreis angeschlossen, der eine Lampendrossel L'', einen Kopplungskondensator C3'' und einen Resonanzkondensator C2'' enthält. Der Resonanzkondensator C2'' ist mit dem Minuspol der Gleichspannungsquelle verbunden. Parallel zum Resonanzkondensator C2'' ist eine Niederdruckentladungslampe LP'' mit vorheizbaren Elektrodenwendeln E1'', E2'' geschaltet. Beide Lampenelektroden E1'', E2'' sind ausserdem in einen Elektrodenheizkreis integriert, der als weitere wesentliche Bestandteile einen Kondensator Z'' und einen Feldeffekttransistor Q3'' aufweist. Der Kondensator Z'' ist in Serie zur Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3'' geschaltet. Die Ansteuerung des Feldeffekttransistors Q3'' erfolgt über eine, mit einem Abgriff V3'' im Heizkreis verbundene Gleichrichterdiode D2'' und einen Spannungsteiler R1'', R2'', dessen Mittenabgriff M'' an die Gate-Elektrode des Feldeffekttranssitors Q3'' angeschlossen ist. Parallel zum Spannungsteiler R1'', R2'' ist ferner, wie bereits beim ersten Ausführungsbeispiel beschrieben, ein RC-Glied, bestehend aus dem ohmschen Widerstand R3'' und dem Kondensator C5'', geschaltet. Ausserdem besitzt die Schaltungsanordnung einen weiteren Schalttransistor Q4'', dessen Basisanschluß über eine Zenerdiode D1'' und einen Vorwiderstand R4'', die beide parallel zum Kondensator C5'' angeordnet sind, angesteuert wird. Der Emitter des Transistors Q4'' ist mit dem Minuspol des Kondensators C5'' und mit der Lampenelektrode E1'' verbunden, während der Kollektor des Transistors Q4'' über den Mittenabgriff M'' des Spannungsteilers R1'', R2'' an die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q3'' angeschlossen ist.
  • Die Funktionsweise des dritten Ausführungsbeispiels unterscheidet sich geringfügig von der der vorher erläuterten Ausführungsbeispiele. Beim dritten Ausführungsbeispiel ist der Feldeffekttransistor Q3 nicht, wie bie den ersten beiden Ausführungsbeispielen beschrieben, in den Gleichstromkreis eines Brückengleichrichters GL, GL' integriert, sondern direkt in den mit hochfrequentem Wechselstrom beaufschlagten Heizkreis geschaltet. Überraschenderweise funktioniert die Elektrodenvorheizung hier auch ohne Gleichrichter GL bzw. GL'.
  • Nach Inbetriebnahme der Schaltungsanordnung erzeugt der Wechselrichter Q1'', Q2'', A'' im Serienresonanzkreis eine hochfrequente (ca. 50 KHz) Wechselspannung. Der Feldeffekttransistor Q3'' wird über die Gleichrichterdiode D2'' und den Spannungsteiler R1'', R2'' eingeschaltet, wobei der Kondensator Z'' gewährleistet, daß im niederohmigen Zustand des Feldeffekttransistors Q3'' eine ausreichend hohe Spannung (beispielsweise 10 V) am Spannungsteiler R1'', R2'' zur Verfügung steht, um über den Widerstand R2'' die Gate-Elektrode anzusteuern, so daß ein hochfrequenter Heizstrom durch die Lampenelektroden E1'', E2'' fließt. Im Unterschied zu den vorherigen beiden Ausführungsbeispielen sieht der Feldeffekttransistor Q3 hier einen Wechselstrom. Im niederohmigen Zustand der Drain-Source-Strecke, d. h. während der Elektrodenvorheizphase, wird die positive Halbwelle des Heizstromes über die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3'' geleitet, während die negative Halbwelle des Heizstromes über die parallel zur Drain-Source-Strecke geschaltete, in den Feldeffekttransistor Q3'' integrierte Freilaufdiode (in Figur 3 gestrichelt abgebildet) fließt. Während der Vorheizphase wird außerdem der Kondensator C5'' über die Gleichrichterdiode D2'' und den ohmschen Widerstand R3'' aufgeladen. Überschreitet die Spannung am Kondensator C5'' einen kritischen Wert, so wird die Zenerdiode D1'' leitend und schaltet den Bipolartransistor Q4'' durch, so daß die nun leitfähige Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q4'' den Widerstand R2'' überbrückt. Dadurch wird der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q3'' das Steuersignal entzogen, so daß seine Drain-Source-Strecke und damit auch der Heizkreis hochohmig wird. Die Elektrodenvorheizphase ist nunmehr beendet und am Resonanzkondensator C2'' baut sich die für die Niederdruckentladungslampe LP'' erforderliche Zündspannung auf. Der Kondensator C5'' lädt sich nach dem Zünden der Lampe LP'' über die Betriebsspannung der Lampe auf eine Gleichspannung die über den Widerstand R4'' und die Zenerdiode D1'' zum sicheren Durchschalten des Transistors Q4'' und damit zum Sperren des Feldeffekttransistors Q3'' im Lampenbetrieb ausreicht. Nach Beendigung der Vorheizphase entsteht mit Hilfe der Freilaufdiode an der Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3'' eine Sperrspannung, die ungefähr der Zünd- bzw. Betriebsspannung der Lampe LP'' entspricht. Daher ist bei der Auswahl des Feldeffekttransistors Q3'' darauf zu achten, daß dieser eine ausreichende Spannungsfestigkeit besitzt. Allerdings kann die Spannungsbelastung des Feldeffekttransistors Q3'' auch mit Hilfe eines zusätzlichen, parallel zur Drain-Source-Strecke geschalteten Kondensators C'' (in Figur 3 gestrichelt abgebildet), so daß er mit dem Kondensator Z'' einen kapazitiven Spannungsteiler bildet, verringert werden.
  • Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die oben näher beschriebenen Ausführungsbeispiele. Beispielsweise kann das RC-Glied R3, C5 zusätzlich zu seiner oben beschriebenen Funktion, bei geeigneter Dimensionierung, auch die Funktion der Lampenspannungsüberwachungeinheit R6, R7, C6, D3 übernehmen. In diesem Fall wird von der Abschaltvorrichtung der Spannungsabfall am Kondensator C5 überwacht. Tabelle 1
    Dimensionierung der elektrischen Bauteile für zwei in Serie geschaltete 58 W-Leuchtstofflampen gemäß des ersten Ausführungsbeispiels
    Q1, Q2 BUF644
    Q3 BUZ80
    Q4 BC547B
    L 1,25 mH
    C1 100 pF
    C2 7,5 nF
    C3 200 nF
    C5 2,2 µF
    Z 6,8 Ω
    R1 240 KΩ
    R2 1 MΩ
    R3 480 KΩ
    R4 10 KΩ
    R5 2,2 KΩ

Claims (12)

  1. Schaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruckentladungslampen, bestehend aus
    - einem Wechselrichter (Q1, Q2; Q1', Q2'; Q1'', Q2'') mit einer Ansteuerungsvorrichtung (A; A'; A'') und einer Gleichspannungsversorgung,
    - einem Resonanzkreis, der an den Wechselrichter (Q1, Q2; Q1', Q2'; Q1'', Q2'') angeschlossen ist und wenigstens eine Resonanzinduktivität (L; L'; L'') sowie einen Resonanzkondensator (C2; C2'; C2'') besitzt,
    - Anschlüsse für mindestens eine Niederdruckentladungslampe (LP1 LP2; LP'; LP''),
    - mindestens einem Heizkreiz zum Vorheizen der Lampenelektroden (E1, E2; E3, E4; E1', E2'; E1'', E2''),
    - einem Halbleiterschalter (Q3; Q3'; Q3''), der den Heizkreis bzw. die Heizkreise zwischen einem niederohmigen und einem hochohmigen Zustand schaltet, und dessen Schaltstrecke in den Heizkreis bzw. in einen der Heizkreise integriert ist,
    dadurch gekennzeichnet, daß in den Heizkreis bzw. in einen der Heizkreise ein Widerstandselement (Z; Z'; Z'') integriert das in Serie zur Schaltstrecke des Halbleiterschalters (Q3; Q3'; Q3'') geschaltet ist, so daß im niederohmigen Zustand der Schaltstrecke an der Serienschaltung, bestehend aus dem Widerstandselement (Z; Z'; Z'') und der Halbleiterschaltstrecke, eine elektrische Spannung anliegt, die ausreicht, um den Halbleiterschalter (Q3; Q3'; Q3'') niederohmig zu steuern.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleiterschalter (Q3; Q3'; Q3'') ein Feldeffekttransistor ist, dessen Drain-Source-Strecke in Serie zum Widerstandselement (Z; Z'; Z'') geschaltet ist.
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandselement (Z) ein ohmscher Widerstand ist.
  4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandselement (Z'; Z'') ein Kondensator ist.
  5. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsabfall über der Serienschaltung aus Widerstandselement (Z; Z'; Z'') und Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors (Q3; Q3'; Q3'') im niederohmigen Zustand der Drain-Source-Strecke ungefähr 10 V beträgt.
  6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleiterschalter (Q3; Q3'; Q3'') mit einem RC-Glied (R3, C5; R3', C5'; R3'', C5'') verbunden ist, dessen Zeitkonstante den Schaltzeitpunkt des Halbleiterschalters (Q3; Q3'; Q3'') bestimmt.
  7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung mindestens zwei in Serie zueinander geschaltete Niederdruckentladungslampen (LP1, LP2) mit transformatorisch vorgeheizten Elektroden (E2, E3) besitzt, wobei die Primärwicklung des Heiztransformators (TR) in Serie zur Schaltstrecke des Halbleiterschalters (Q3) geschaltet ist.
  8. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 1, 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors (Q3'') direkt in den mit Wechselstrom beaufschlagten Heizkreis integriert ist.
  9. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 4 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltunsanordnung parallel zur Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors (Q3'') einen Kondensator (C'') besitzt, der mit dem Widerstandselement (Z'') einen kapazitiven Spannungsteiler bildet.
  10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, daß in den Heizkreis bzw. in einen der Heizkreise ein Brückengleichrichter (GL; GL') integriert ist, wobei der Halbleiterschalter (Q3; Q3') zwischen die Gleichspannungsanschlüsse des Brückengleichrichters (GL; GL') geschaltet ist.
  11. Schaltungsanordnung nach Anspruch und 1, dadurch gekennzeichnet, daß in den Heizkreis bzw. in einen der Heizkreise eine Lampenspannungsüberwachungsglied (R6, R7, C6, D3) integriert ist, die die Schaltungsanordnung in Verbindung mit einer Abschaltungsvorrichtung bei überhöhter Lampenzünd- oder Lampenbetriebsspannung abschaltet.
  12. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 6 und 11, dadurch gekennzeichnet, daß das RC-Glied (R3, C5; R3', C5'; R3'', C5'') als Zündspannungsüberwachungsglied ausgebildet ist.
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