ES2299986T3

ES2299986T3 - Disposicion de proteccion frente a sobrecarga para convertidores electronicos, por ejemplo para lamparas halogenas.

Info

Publication number: ES2299986T3
Application number: ES05425133T
Authority: ES
Inventors: Marco Faccin
Original assignee: Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
Current assignee: Osram GmbH
Priority date: 2005-03-09
Filing date: 2005-03-09
Publication date: 2008-06-01
Anticipated expiration: 2025-03-09
Also published as: US20060203399A1; EP1701594B1; DE602005004257T2; ATE383734T1; DE602005004257D1; US7460378B2; EP1701594A1; CA2538210A1

Abstract

Una disposición de circuito para proteger frente a sobrecargas un convertidor electrónico, la disposición incluyendo: - un trayecto de baja impedancia (R7, T1) activable selectivamente para impedir el encendido del mencionado convertidor electrónico, el mencionado trayecto de baja impedancia (R7, T1) incluyendo un conmutador electrónico (T1), - un condensador de control (C2) cuya tensión de carga controla el mencionado conmutador electrónico (T1), mediante lo que es activado el mencionado conmutador electrónico (T1) para impedir el encendido del mencionado convertidor electrónico, si la tensión de carga (Vc2) del mencionado condensador de control (C2) está por encima de un umbral dado, - un primer generador (V+) para cargar el mencionado condensador de control (C2), el mencionado primer generador (V+) siendo activable en el caso de una primera condición de sobrecarga de corriente del mencionado convertidor electrónico, y - un segundo generador (V-) para cargar adicionalmente el mencionado condensador de control (C2), el mencionado segundo generador (V-) siendo activable en el caso de una segunda condición de sobrecarga del mencionado convertidor electrónico, la mencionada segunda condición de sobrecarga siendo más severa que la mencionada primera condición de sobrecarga, caracterizada porque la disposición incluye condensadores de acoplamiento (Ca, Cb) para el mencionado convertidor electrónico, los mencionados condensadores de acoplamiento (Ca, Cb) teniendo un punto intermedio entre ambos, así como respectivos diodos (Da, Db) acoplados a los mencionados condensadores de acoplamiento (Ca, Cb) para controlar la tensión en el mencionado punto intermedio, mediante lo que la mencionada tensión está afectada por una ondulación modulada en amplitud y en frecuencia, la disposición incluyendo un conjunto de circuitos (C1, R1, R2) para manejar el mencionado generador (V+) en función de la mencionada ondulación, el mencionado conjunto de circuitos (C1, R1, R2) para manejar el mencionado primer generador (V+) incluye una red de paso alto (C1, R2 y R3) para bloquear la parte de baja frecuencia de la mencionada ondulación.

Description

Disposición de protección frente a sobrecarga para convertidores electrónicos, por ejemplo para lámparas halógenas.

Campo de la invención

La presente invención se refiere a disposiciones para proteger convertidores electrónicos frente a sobrecargas de corriente, y fue desarrollada prestando especial atención al posible uso para proteger, frente a sobrecargas de corriente, convertidores electrónicos para lámparas halógenas.

Descripción de la tecnología relacionada

Los convertidores electrónicos (utilizados típicamente para alimentar lámparas halógenas de 12 V) tienen que cumplir con normas y/o regulaciones que hacen necesario asegurar un funcionamiento seguro incluso en presencia de condiciones de trabajo anómalas, tales como por ejemplo una carga de corriente de salida superior a la carga nominal. Además, es necesario el reinicio automático después de condiciones anómalas de trabajo.

Un convertidor electrónico está concebido esencialmente como un convertidor AC/AC que proporciona, por medio de un circuito electrónico, una baja tensión aislada, a alta frecuencia, utilizada para alimentar lámparas halógenas de 12 V. Cuando se contempla condiciones operativas anómalas en ausencia de protección alguna, debe utilizarse componentes sobredimensionados al objeto de evitar daños graves, resultantes del sobrecalentamiento y/o de las sobrecargas de corriente. De lo contrario puede no haber compatibilidad con los requisitos de seguridad y/o funcionamiento.

Una disposición común de protección adoptada en la tecnología, implica detectar cualquier flujo de sobrecarga de corriente en los componentes activos, dentro del denominado equipo de control electrónico (ECG, Electronic Control Gear) del convertidor. La topología usada de forma más general para estos dispositivos, es un medio puente auto-oscilante con dos transistores bipolares de unión (BJT, Bipolar Junction Transistor). Una resistencia de detección aplicada entre el emisor y tierra, del transistor del lado bajo, representa una típica solución que proporciona una tensión proporcionada a la corriente del transistor del lado bajo, representa una típica solución que entrega una tensión proporcional a la corriente del transistor del lado bajo (que a su vez es proporcional a la mitad de la corriente de carga). De ese modo, puede detectarse condiciones de funcionamiento anómalo del dispositivo. Se carga un condensador con la tensión generada con la resistencia de detección, y cuando esta tensión excede un valor umbral, un elemento activo "desconecta" el dispositivo hasta que la descarga subsiguiente del condensador devuelve la tensión a valores inferiores al umbral. El tiempo de descarga puede ser muy largo (por lo menos de varios cientos de ms), haciendo así prácticamente obligatorio el uso de condensadores electrolíticos o de tantalio, que pueden tener como resultado una notable limitación en la vida útil del ECG.

Adicionalmente, tal disposición exhibe fuertes limitaciones cuando la potencia nominal del ECG está el rango medio-alto (más de 100 W). Utilizar una resistencia de detección de valor alto conduciría a pérdidas excesivas en la propia resistencia de detección (lo que a su vez implicaría una pérdida de eficiencia), y a unas dimensiones indeseablemente grandes. A su vez, esto hace imposible detectar condiciones de sobrecarga leve (es decir, moderada) de corriente, es decir aquellos casos en los que la carga permanece entre el valor nominal y el doble de este valor.

En disposiciones de protección más complicadas, se dedica dos diferentes etapas a detectar respectivamente condiciones de sobrecarga leve y condiciones de sobrecarga de corriente importante (más del doble de la carga de corriente nominal, hasta el cortocircuito). En estas disposiciones se genera esencialmente dos señales, y estas son utilizadas para cargar dos condensadores diferentes que pueden activar dos elementos separados de protección activa.

El documento EP-A-0 647 084, en el que se basa el preámbulo de la reivindicación 1, revela una disposición de circuito eléctrico para manejar lámparas de filamento halógeno de baja tensión, que comprende un filtro de entrada, una disposición de rectificador, un iniciador, un convertidor de medio puente con un transformador de control, un transformador de potencia, y un circuito sensor para detección de sobrecarga o cortocircuito. Este último comprende un diodo detector y una resistencia detectora en serie, paralela al condensador del puente. En el punto de conexión entre el diodo detección y la resistencia de detección, se deriva una señal de detección que activa el elemento de desconexión. El segundo circuito de detección, opcional, comprende un bobinado secundario del transformador de control y un bobinado adicional, y genera una señal del sensor. Esto permite la detección diferenciada de condiciones de sobrecarga y cortocircuito, con un comportamiento de desconexión correspondientemente optimizado.

Se conoce una disposición algo parecida, por ejemplo partir de la publicación DE-A-42 01 744.

El documento EP-A-0 800 334 revela una disposición de circuito para manejar lámparas eléctricas, con un sensor de temperatura (NTC) como componente en un circuito de protección frente a sobrecalentamiento, y al menos un componente térmico adicional. En caso de sobrecarga, este es cruzado por una corriente que tiene una intensidad superior que en el caso de funcionamiento normal, de tal modo que se calienta. El componente térmico (por ejemplo, una o más resistencias de calentamiento) está acoplado térmicamente al sensor de temperatura (NTC); como resultado, en el caso de una sobrecarga se dispara también el circuito de protección frente a sobrecalentamiento.

El documento EP-A-0 825 806 revela una disposición de circuito para manejar bombillas eléctricas incandescentes, en particular bombillas incandescentes halógenas de baja tensión. El circuito comprende un inversor con un circuito en medio puente y un circuito detector de sobrecarga. Incluye un transformador de corriente-tensión, por ejemplo una resistencia, que está conectado en serie entre un primer condensador de medio puente y el potencial de tierra. El transformador de corriente-tensión controla un circuito de acondicionamiento de señal y corte. Preferentemente, el transformador de corriente-tensión del circuito detector de sobrecarga es un componente de un circuito de adaptación de frecuencia, que se opone a una disminución en la frecuencia del inversor, en el rango de conexión de potencia superior. Esta variante es especialmente favorable en coste, puesto que en este caso no se requiere un componente adicional para el circuito detector.

Finalmente, el documento "Electromagnetic compatibility (EMC) requirements for rectifier installations" by W. Sammet et al., publicado en Elektrie, año 2000, volumen 54, número 7-9, páginas 258-63, discute en general los requisitos EMC para accionamientos por motor eléctrico de velocidad variable, haciendo énfasis en los requisitos para las placas de advertencia de interferencia RF. Este documento también trata de elementos de protección frente a sobrecarga, basados en termistor NTC. Se presenta las características del circuito termistor, y se presenta las ventajas de los termistores NTC para conseguir al arranque suave para motores, así como distorsión reducida en la forma de onda de la red eléctrica, y una baja emisión de RF. Se proporciona detalles para un rango de elementos de termistor, en relación con aplicaciones en reguladores de conmutación, controles del motor, accionadores de lámparas fluorescentes, y en la protección de transformadores.

Objetivo y resumen de la invención

Si bien las disposiciones reveladas en los últimos documentos citados abordan eficazmente los diversos problemas esbozados más arriba, se sigue percibiendo la necesidad de disposiciones mejoradas.

Así, el objetivo de la presente invención es proporcionar una disposición de protección para convertidor, adaptada para cumplir de forma totalmente satisfactoria los requisitos enunciados más arriba.

De acuerdo con la presente invención, tal objetivo se consigue por medio de una disposición que tiene las características enunciadas en las reivindicaciones que siguen. Las reivindicaciones forman una parte integral de la revelación de la invención proporcionada.

Así, una realización preferida de la invención es una disposición de circuito para proteger un convertidor electrónico frente a sobrecargas, incluyendo:

-: un trayecto de baja impedancia, activable selectivamente para impedir el encendido del convertidor electrónico, trayecto de baja impedancia incluyendo un conmutador electrónico,

-: un condensador de control cuya tensión de carga controla el conmutador electrónico, mediante lo que se activa el conmutador electrónico para impedir el encendido del convertidor electrónico, si la tensión de carga del condensador de control está por encima de un umbral dado,

-: un primer generador para cargar el condensador de control, activable en el caso de una primera condición de sobrecarga de corriente del convertidor electrónico, y

-: un segundo generador para recargar el condensador de control, activable en el caso de una segunda condición de sobre la red del convertidor electrónico, la segunda condición de sobrecarga siendo más severa (por ejemplo involucrando una corriente superior) que la primera condición de sobrecarga.

Típicamente, el primer generador y el segundo generador están configurados para cargar el condensador de control siempre que el convertidor electrónico esté encendido. En el caso de la segunda condición de sobrecarga, la tensión de carga del condensador de control alcanza así un nivel superior, y permanece por encima del umbral dado durante un tiempo más largo que en el caso de la primera condición de sobrecarga. En el caso de la segunda condición de sobrecarga, el conmutador electrónico que controla el encendido del convertidor es así activado, para impedir el encendido del convertidor electrónico durante un tiempo más largo que en el caso de la primera condición de sobrecarga.

Preferentemente, el convertidor electrónico está sometido a encendido en cada semiciclo de una respectiva señal de alimentación. El conmutador electrónico es activable para impedir el encendido del convertidor electrónico, durante un semiciclo dado de la señal de alimentación, si la tensión de carga del condensador está por encima del mencionado umbral dado en el comienzo del mencionado semiciclo dado.

Las disposiciones aludidas en lo anterior, evitan que pueda alcanzarse temperaturas demasiado elevadas en los componentes activos dentro del equipo de control electrónico (ECG), cuando a su salida es aplicado un cortocircuito, o en general una sobrecarga de corriente, por ejemplo debido a una instalación incorrecta. Además, en el caso de una sobrecarga de corriente, un brillo intermitente en las lámparas permite al usuario conocer la existencia de condiciones anómalas. De esta forma, puede tomar conocimiento del problema y eliminar su causa.

Esencialmente, la disposición aquí descrita sirve para la integración en una sola etapa, de una pluralidad de diferentes etapas que hacen posible distinguir una condición anómala severa o una sobrecarga leve de corriente. En una realización especialmente preferida dos señales, procedentes de un punto intermedio de los condensadores de acoplamiento y de un diodo en paralelo con los condensadores, cooperan para cargar solo un condensador cuya tensión activa, a su vez, activa solo un elemento activo para desconectar (es decir, apagar) el ECG. El elemento activo puede tener una alta impedancia de entrada, mediante lo que puede reducirse el valor de la capacidad. Esto hace posible evitar el uso de condensadores electrolíticos o de tantalio, y tiene la clara ventaja de ahorrar en espacio y en número de componentes. Adicionalmente, se evita cualquier límite en la vida útil del ECG probablemente derivado del uso de estos tipos de condensadores.

En una realización particularmente preferida, se detecta una condición de sobrecarga de corriente baja-moderada por medio de medir la ondulación de la tensión en un punto intermedio de los condensadores de acoplamiento, mientras que se detecta una sobrecarga de corriente superior cuando comienza a conducir el diodo en paralelo con el condensador de acoplamiento del lado bajo.

Breve descripción de los dibujos anexos

Se describirá ahora la invención, solo a modo de ejemplo, con referencia a los dibujos anexos en los cuales:

- la figura 1 es un primer diagrama de bloques a modo de ejemplo, del principio básico de la invención,

- la figura 2 es un diagrama representativo del comportamiento temporal de una señal generada dentro del circuito del diagrama de bloques de la figura 1, y

- la figura 3 es otro diagrama de bloques más detallado, a modo de ejemplo, de una posible realización práctica de la invención.

Descripción detallada de realizaciones ejemplares de la invención

La figura 1 muestra la estructura básica de un convertidor electrónico como el que aquí se describe.

En la realización ejemplar mostrada, el convertidor se utiliza para alimentar una o más lámparas halógenas L de 12 V, mediante un bobinado secundario de un transformador TR. Tal convertidor electrónico para lámparas halógenas de 12 V está basado en el uso de conmutador semiconductor controlado, tal como por ejemplo un DIAC (diodo para corriente alterna), al que normalmente se alimenta con la tensión de línea de AC (es decir, el voltaje de la red) por medio de un filtro de línea LF y un rectificador de puente BF, que proporciona alimentación a un medio puente oscilante que consta típicamente de dos conmutadores eléctricos, tales como los transistores bipolares Ta y Tb.

El mayor detalle, el punto de conexión del emisor del transistor del lado alto Ta y el colector del transistor del lado bajo Tb, se utiliza para manejar el bobinado primario del transformador TR.

El DIAC se interpone entre la base del transistor del lado bajo Tb y el ánodo de un diodo Dx, cuyo ánodo está conectado a un punto de conexión del emisor del transistor del lado alto Ta y el colector del transistor del lado bajo Tb.

La y Lb son representativos de impedancias por lo general asociadas con i) la línea entre la base del transistor del lado alto Ta y el punto de conexión del emisor del transistor del lado alto Ta y el colector del transistor del lado bajo Tb, y ii) la línea entre la base y el emisor del transistor del lado bajo Tb. Lc representa un pequeño transformador de corriente que maneja los transistores Ta y Tb, y controla así el transformador de potencia TR.

Finalmente, Ca y Cb son condensadores de acoplamiento del medio puente, que comprenden la recién descrita topología clásica del ECG.

Se apreciará que la disposición de las piezas descritas hasta aquí, es por sí misma convencional en el arte, haciendo así innecesario proporcionar aquí una descripción más detallada.

Las disposiciones del tipo recién revelado no incluyen grandes valores de capacidad después del rectificador de puente. Por lo tanto, necesitan un re-encendido después del cruce por cero de la tensión de alimentación.

Esta acción de re-encendido se lleva a cabo por medio de una red RC conectada a la puerta del DIAC. La red RC en cuestión incluye una resistencia Rs que carga un condensador Cs hasta que su tensión alcanza el umbral del DIAC; a continuación el medio puente está encendido, y sigue funcionando hasta que se produce el siguiente cruce por cero de la tensión de alimentación.

Conectada en paralelo con el condensador Cs, hay una resistencia térmica de coeficiente de temperatura negativo NTC, que proporciona la protección térmica normal requerida en los convertidores electrónicos para lámparas halógenas de 12 V. El encendido del DIAC puede impedirse cortocircuitando el condensador Cs por medio de un trayecto de baja impedancia, que incluye una resistencia R7 y un transistor (típicamente un transistor MOSFET) T1 que actúa como conmutador electrónico. Siempre que el transistor T1 está activado (es decir, el conmutador cerrado haciendo que el transistor T1 conduzca o esté saturado), la resistencia R7 -que tiene un valor generalmente bajo, tal como en torno a 1 kOhm por ejemplo- está cortocircuitada a tierra y hace posible que la tensión de carga a través del condensador Cs alcance el nivel de 32 V necesario para encender el DIAC, con lo que el ECG mostrado sigue apagado.

Las referencias V+ y V- indican dos generadores de tensión que contribuyen juntos a cargar el condensador C2.

Específicamente, el generador V+ está conectado en serie con una resistencia R4 y un diodo D2. El generador V- está, a su vez, conectado en serie con una resistencia R5 y un condensador C2. Como se muestra en la figura 1, las dos ramas del circuito incluyen los generadores de tensión V+ y V- estando dispuestos en paralelo entre sí, y además en paralelo con una resistencia R6 y un diodo D3 conectado entre la puerta del DIAC y tierra.

Los diodos D2 y D3 tienen sus cátodos conectados (a saber, descendiendo) a la puerta del DIAC.

Tal como se detalla mejor en lo que sigue, el generador V- será activado en presencia de condiciones anómalas severas como un cortocircuito, o por ejemplo una corriente de salida superior al doble de la carga nominal.

A la inversa, el generador V+ estará ya activado en presencia de una carga de corriente ligeramente superior a la carga de corriente nominal.

En este caso, el generador V+ cargará el condensador C2 a través de la resistencia R4 y el diodo D2, y si la tensión resultante través de la resistencia R6 que excede el umbral del transistor T1, el transistor T1 será activado.

Este supuesto provocará la desconexión del ECG hasta que el condensador de control C2 se descargue (esencialmente, esto ocurrirá solo a través de la resistencia R6 debido a la presencia de los diodos D2 y D3) hasta el punto en que su tensión de carga caiga por debajo del umbral del transistor T1. A continuación, el ECG se activará de nuevo tras el corte del transistor T1.

Si la sobrecarga de corriente que conduce a la activación del generador V+ no desaparece, el condensador C2 está siempre recargado y se inicia un nuevo ciclo. Debido a la alta impedancia exhibida por el transistor T1, la capacidad del condensador C2 puede mantenerse en un valor que hace posible utilizar condensadores de película normales.

Adicionalmente, este comportamiento con re-encendidos cortos seguidos de largas interrupciones en el funcionamiento oscilatorio del ECG, conduce a que las temperaturas de los componentes de potencia activos permanezcan bajas; esto evita posibles daños debidos a sobrecalentamiento. Además este comportamiento se hace evidente mediante un centelleo (parpadeo) de las lámparas, que permite advertir al usuario de que está produciéndose una situación anómala.

Cuando la sobrecarga de corriente, es decir la intensidad de corriente de salida, es demasiado elevada, (hasta el cortocircuito) se hace necesario tener un tiempo más largo entre el re-encendido del ECG, para evitar el sobrecalentamiento de los componentes de potencia; por lo tanto es necesaria una carga superior del condensador C2.

Con comportamientos anómalos más severos, también es activado el generador V- y fluye más carga el condensador C2 a través del bucle formado por la resistencia R5 y el diodo D3. De esta forma, aparece una tensión superior a través del condensador de control C2, y es necesario un tiempo mayor para descargarlos durante la interrupción del funcionamiento.

El proceso de carga del condensador de control C2 puede comprenderse mejor en referencia al diagrama de tiempo de la figura 2. Este muestra el típico comportamiento temporal de la señal de tensión suministrada al medio puente comprendido por los transistores Ta y Tb.

Si aparece una sobrecarga de corriente durante un semiperíodo S1, por ejemplo en el momento tx, el generador (o generadores) -concretamente V+, o bien tanto V+ como V-, dependiendo de la naturaleza de la sobrecarga- comenzarán a cargar el condensador C2 a través de la resistencia R4 (o de ambas resistencias R4 y R5).

Asumiendo que al término del semiperíodo S1 la tensión de carga Vc2 sobre el condensador C2 (para ser más preciso, la tensión a través de la resistencia R6) sigue siendo inferior a la tensión umbral Vth del MOSFET T1, el medio puente reiniciará su funcionamiento (es decir, proporcionará una señal de salida diferente de cero) al comienzo del semiperíodo S2, y además fluirá carga al condensador C2.

Esto puede conducir, al término del semiperíodo S2, a que la tensión a través de la resistencia R6 (y por tanto esencialmente la tensión de carga Vc2 del condensador C2) supere la tensión umbral Vth del MOSFET T1, mediante lo que se activa el MOSFET T1.

En este caso se provoca la desconexión del ECG, de modo que durante el semiperíodo S3 la tensión de carga Vc2 del C2 comenzará a disminuir, según se descargue el condensador C2. Como se ha indicado, esencialmente esto ocurre solo a través de la resistencia R6, debido a la presencia de los diodos D2 y D3. La tensión de carga Vc2 sobre el condensador C2, disminuirá entonces bajando del umbral del MOSFET T1. A continuación, el ECG se activará de nuevo desde el semiperíodo subsiguiente.

Las personas de cualificación ordinaria en el arte apreciarán inmediatamente que la tensión de carga Vc2 sobre el condensador C2, y la tensión a través de la resistencia R6, están relacionadas entre sí simplemente por un factor de escala. Por este motivo se puede aludir indistintamente a estas dos tensiones, como la entidad que controla la activación/desactivación del MOSFET T1.

Dicho de otra forma, en la disposición mostrada, el comportamiento del ECG (operativo o desconectado) sobre un semiperíodo entero vendrá dictado en función de si la tensión de carga Vc2 sobre el condensador C2 (es decir, la tensión a través de la resistencia R6) es menor o mayor que el umbral del MOSFET T1 al comienzo (es decir, el cruce inicial por cero) del semiperíodo en cuestión.

Por ejemplo, el ECG trabajará a través de un semiperíodo completo, incluso aunque entretanto la tensión a través de R6 haya alcanzado la tensión umbral del transistor T1, por ejemplo durante exactamente ese semiperíodo. De hecho, el ECG será desconectado solo al término de tal semiperíodo. Como consecuencia de esto, la tensión sobre C2 está en posición de incrementarse adicionalmente hasta una cantidad definida en función de si está activado solo V+, o conjuntamente V+ y V-. Así, el tiempo durante el que estará desactivado el ECG dependerá (también) de la cantidad de sobrecarga de corriente, y por lo tanto representa una indicación de tal sobrecarga y de su naturaleza.

En otras palabras, en la realización mostrada el primer generador V+ y el segundo generador V- están configurados para cargar el condensador de control C2 siempre que el convertidor electrónico esté encendido. Como consecuencia, el condensador de control C2 alcanzará diferentes niveles de tensión de carga Vc2 en presencia de una primera condición de sobrecarga moderada, y de una segunda condición de sobrecarga más severa, respectivamente.

En concreto, en la realización mostrada el convertidor eléctrico es sometido a encendido en cada semiciclo (S1, S2, S3) de la respectiva señal de alimentación semi-rectificada, y el MOSFET T1 es activable para impedir el encendido del convertidor electrónico durante un semiciclo dado de la señal de alimentación, si la tensión de carga Vc2 del condensador de control Cs está por encima del umbral dado al comienzo (es decir, en el punto del cruce inicial por cero) del semiciclo.

La constante de tiempo introducida por R4 y R5 durante la carga de C2, es necesaria para tener en cuenta la sobrecarga de corriente (transitoria) provocada por la muy baja resistencia de filamento, de las lámparas halógenas durante su encendido cuando el filamento está frío, lo que tiene como resultado una corriente que tiene un valor mayor que el valor nominal esperado. Este retardo introducido en la carga de C2 hace posible activar el ECG también con la carga nominal.

El diagrama de bloques de la figura 3 detalla en mayor medida una posible realización práctica, de la disposición ya descrita en relación con la figura 1. Ciertos elementos mostrados en la figura 1 han sido omitidos en la figura 3, por claridad en la presentación.

Esencialmente, el diagrama de bloques de la figura 3 detalla posibles realizaciones de los generadores V+ y V-. Por tal motivo los componentes, piezas o elementos idénticos o equivalentes a los ya descritos en relación con la figura 1, se han designado en la figura 2 con las mismas referencias y no serán descritos de nuevo.

Hay dos diodos Da y Db típicamente acoplados a los condensadores Ca y Cb, para evitar que la tensión en el punto intermedio entre los condensadores Ca y Cb se incremente o disminuya demasiado, cuando el medio puente empieza a resonar en presencia de una resistencia demasiado baja a la salida, lo que significa una carga aplicada demasiado alta.

De hecho, en los convertidores electrónicos para lámparas halógenas del tipo aquí ejemplificado, el comportamiento de la tensión en el punto intermedio de los condensadores de acoplamiento Ca y Cb es muy dependiente de la carga de salida.

Esta tensión está afectada por ondulaciones de alta frecuencia moduladas en amplitud y en frecuencia, que dependen tanto de la amplitud de la tensión de alimentación, como de la carga aplicada a la salida. Esta dependencia puede utilizarse para manejar el generador V+.

Si la sobrecarga de corriente es muy elevada (hasta el cortocircuito) en términos de la corriente de salida, la tensión en el punto intermedio de los condensadores de acoplamiento Ca y Cb puede alcanzar cero, y en este caso el diodo Db empezará a conducir, lo que provoca que aparezca una tensión negativa a través de una resistencia R1 conectada en serie con el diodo Db. Esta dependencia puede utilizarse para manejar el generador V-.

La medida de la tensión en el punto intermedio de los condensadores de acoplamiento Ca y Cb para manejar el generador V+, se realiza por medio de una red de paso alto formada por un condensador C1 y las resistencias R2 y R3.

Esencialmente, el condensador C1 y las dos resistencias R2 y R3 están conectados al punto intermedio de los condensadores de acoplamiento Ca y Cb en la forma de un divisor de tensión, del cual el condensador C1 más la resistencia R2 y la resistencia R3 forman respectivamente las ramas superior e inferior.

Una primera función del condensador C1, es bloquear la componente de baja frecuencia de la ondulación, en el punto intermedio de los condensadores de acoplamiento Ca y Cb; de esta forma, la tensión a través de la serie de R2 y R3 incluye solo la ondulación de alta frecuencia. Así, las dos resistencias R2 y R3 actúan como un divisor de tensión para poner a escala la tensión aplicada a un diodo Zener D1, que de hecho actúa como la fuente de tensión para el generador de tensión V+.

La impedancia (reactancia) de C1 es dependiente de la frecuencia, y por tanto la señal a través de R3 puede depender de la frecuencia de funcionamiento del dispositivo.

De hecho, el modulador de la tensión a través de R3 es igual a:

|VR3| = |Vcb| * \frac{\omega * C1 * R3}{\sqrt{1 + \omega^{2} * C1^{2} * (R2 + R3)^{2}}},

donde \omega = 2 * \pi * f, y f es la frecuencia.

Si el término \omega * C1 * (R2 + R3) es mucho menor que 1, la fórmula dependerá directamente de la frecuencia. Una disminución de \omega = 2 * \pi * f debida a una mayor corriente de sobrecarga, compensará el valor mayor de la ondulación Vcb. Puesto que cuanto mayor es la carga de corriente menor es la frecuencia, la tensión a través de R3 podría ser incluso menor cuando la sobrecarga de corriente se hace mayor.

Es posible evitar este fenómeno mediante concebir las características de la red RC compuesta por el condensador C1 y las resistencias R2 y R3, mediante localizar el polo con la frecuencia característica Fp = \frac{1}{2 * \pi * C_{1} * (R_{2} + R_{3})}
{}\hskip17cm entre la baja frecuencia de modulación, y la mucho mayor frecuencia de trabajo, que normalmente es de más de
30 - 40 kHz.

De ese modo, el condensador C1 se convierte solo en un condensador de acoplamiento que bloquea la parte de baja frecuencia de la señal, pero no tiene efecto sobre la señal de alta frecuencia aplicada a través de R3. De hecho, la red constituida por C1, R2 y R3 forma un filtro de paso alto con la frecuencia característica Fp. Puesto que la frecuencia de funcionamiento es mayor que Fp, no hay atenuación de la señal procedente del condensador Cb.

Independientemente de la frecuencia de trabajo, cuando la carga es demasiado alta la tensión a través de R3 supera la tensión umbral del diodo Zener D1. En este punto, el diodo Zener D1 empieza a funcionar como una fuente de tensión ideal, y el condensador C2 se carga hasta que su tensión alcanza el umbral del transistor T1. El ECG se apaga hasta que la descarga de C2 devuelve su tensión por debajo del umbral de T1.

Si durante este intervalo no desaparece la condición de sobrecarga de corriente, el ECG se conecta durante un corto periodo y después se desconecta de nuevo.

Según crece la sobrecarga de corriente, la ondulación en el punto intermedio de los condensadores Ca y Cb se hace más significativa, provocando que la tensión a través de los condensadores de acoplamiento Da y Db llegue a cero y/o a la tensión de alimentación actual.

Cuando se alcanza tal condición, los diodos de acoplamiento Da y Db comienzan a conducir, y la ondulación a través de la resistencia R3 no puede incrementarse aunque se requiera más potencia a la salida. Esto significa que la red que consta de C1, R2, R3 y D1 no puede asegurar la protección completamente satisfactoria en condiciones de sobrecarga de alta corriente.

En la situación que se acaba de esbozar, los diodos Da y Db empiezan a conducir. Cuando el diodo Db empieza a conducir en paralelo con el condensador de acoplamiento del lado bajo Cb, aparece una tensión negativa a través de la resistencia R1.

Por tanto la resistencia R1 juega el papel del generador de tensión V- descrito anteriormente. Así, puede fluir carga adicional al condensador C2, incrementando su tensión de carga, tal como se ha descrito previamente. Esto prolonga las pausas entre los re-encendidos del dispositivo, y permite evitar posibles daños debidos al sobrecalentamiento de los componentes activos.

Sin perjudicar los principios subyacentes de la invención, los detalles y las realizaciones pueden variar con respecto a lo que se ha descrito y mostrado, solo a modo de ejemplo, sin apartarse del alcance de la invención tal como se define mediante las reivindicaciones anexas.

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Referencias citadas en la descripción

La lista de referencias citadas por el solicitante es solo para comodidad del lector. No forma parte del documento de Patente Europea. Incluso aunque se ha tomado especial cuidado en recopilar las referencias, no puede descartarse errores u omisiones y la EPO rechaza toda responsabilidad a este respecto.

Documentos de patente citados en la descripción

\bullet EP 0 647 084 A [0007]

\bullet DE 4 201 744 A [0008]

\bullet EP 0 800 334 A [0009]

\bullet EP 0 825 806 A [0010].

Literatura no de patentes citada en la descripción

W. SAMMET et al., Electromagnetic compatibility (EMC) requirements for rectifier installations. publicación Elektrie, 2000, vol. 54, (7-9), 258-63 [0011].

Claims

1. Una disposición de circuito para proteger frente a sobrecargas un convertidor electrónico, la disposición incluyendo:

-: un trayecto de baja impedancia (R7, T1) activable selectivamente para impedir el encendido del mencionado convertidor electrónico, el mencionado trayecto de baja impedancia (R7, T1) incluyendo un conmutador electrónico (T1),

-: un condensador de control (C2) cuya tensión de carga controla el mencionado conmutador electrónico (T1), mediante lo que es activado el mencionado conmutador electrónico (T1) para impedir el encendido del mencionado convertidor electrónico, si la tensión de carga (Vc2) del mencionado condensador de control (C2) está por encima de un umbral dado,

-: un primer generador (V+) para cargar el mencionado condensador de control (C2), el mencionado primer generador (V+) siendo activable en el caso de una primera condición de sobrecarga de corriente del mencionado convertidor electrónico, y

-: un segundo generador (V-) para cargar adicionalmente el mencionado condensador de control (C2), el mencionado segundo generador (V-) siendo activable en el caso de una segunda condición de sobrecarga del mencionado convertidor electrónico, la mencionada segunda condición de sobrecarga siendo más severa que la mencionada primera condición de sobrecarga, caracterizada porque la disposición incluye condensadores de acoplamiento (Ca, Cb) para el mencionado convertidor electrónico, los mencionados condensadores de acoplamiento (Ca, Cb) teniendo un punto intermedio entre ambos, así como respectivos diodos (Da, Db) acoplados a los mencionados condensadores de acoplamiento (Ca, Cb) para controlar la tensión en el mencionado punto intermedio, mediante lo que la mencionada tensión está afectada por una ondulación modulada en amplitud y en frecuencia, la disposición incluyendo un conjunto de circuitos (C1, R1, R2) para manejar el mencionado generador (V+) en función de la mencionada ondulación, el mencionado conjunto de circuitos (C1, R1, R2) para manejar el mencionado primer generador (V+) incluye una red de paso alto (C1, R2 y R3) para bloquear la parte de baja frecuencia de la mencionada ondulación.

2. La disposición de la reivindicación 1, caracterizada porque:

-: el mencionado convertidor electrónico está sometido a encendido en cada semiciclo (S1, S2, S3) de una respectiva señal de alimentación,

-: el mencionado conmutador electrónico (T1) es activable para impedir el encendido del mencionado convertidor electrónico durante un semiciclo dado de la mencionada señal de alimentación, si la tensión de carga (Vc2) del mencionado condensador de control (Cs) está por encima del mencionado umbral dado al comienzo del mencionado semiciclo dado.

3. La disposición de la reivindicación 2, caracterizada porque el mencionado primer generador (V+) y el mencionado segundo generador (V-) son activables para cargar el mencionado condensador de control (C2) siempre que el mencionado convertidor electrónico esté encendido, mediante lo que, en el caso de la mencionada segunda condición de sobrecarga, la tensión de carga (Vc2) del mencionado condensador de control (C2) alcanza un nivel superior y permanece por encima del mencionado umbral dado, manteniendo así activado el mencionado conmutador electrónico (T1) para impedir el encendido del mencionado convertidor electrónico, durante un tiempo mayor que en el caso de la mencionada primera condición de sobrecarga.

4. La disposición de cualquiera de las reivindicaciones 1 a 3, caracterizada porque el mencionado trayecto de baja impedancia (R7, T1) incluye una resistencia de cortocircuito (R7), para ser cortocircuitada selectivamente mediante el mencionado conmutador electrónico (T1).

5. La disposición de cualquiera de las reivindicaciones previas, caracterizada porque el mencionado conmutador electrónico (T1) incluye un transistor, tal como un transistor MOSFET (T1).

6. La disposición de cualquiera de las reivindicaciones previas, caracterizada porque el mencionado primer generador (V+) y el mencionado segundo generador (V-) están acoplados a las respectivas resistencias (R4, R5), para retardar la carga del mencionado condensador de control (C2) durante el encendido inicial en frío del mencionado convertidor electrónico.

7. La disposición de cualquiera de las reivindicaciones previas, caracterizada porque el mencionado conjunto de circuitos (C1, R1, R2) para manejar el mencionado primer generador (V+), incluye un divisor de tensión (R2, R3) para poner a escala la tensión aplicada al mencionado primer generador (V+).

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8. La disposición de cualquiera de las reivindicaciones previas, caracterizada porque el mencionado primer generador (V+) incluye un diodo Zener (D1) conectado, por medio del mencionado conjunto de circuitos (C1, R1, R2), al mencionado punto intermedio entre los mencionados condensadores de acoplamiento (Ca, Cb).

9. La disposición de cualquiera de las reivindicaciones previas, caracterizada porque incluye condensadores de acoplamiento (Ca, Cb) con el mencionado convertidor electrónico, los mencionados condensadores de acoplamiento (Ca, Cb) teniendo un punto intermedio entre ambos, así como respectivos diodos (Da, Db) acoplados a los mencionados condensadores de acoplamiento (Ca, Cb) para controlar la tensión en el mencionado punto intermedio, donde uno (Db) de los mencionados diodos tiene asociada una resistencia de detección (R1), donde la tensión a través de la mencionada resistencia de detección (R1) conduce el mencionado segundo generador (V-).

10. La disposición de la reivindicación 9, caracterizada porque la mencionada resistencia de detección (R1) está conectada entre tierra, y el ánodo de uno de los mencionados diodos acoplados con el condensador del lado bajo, de los mencionados condensadores de acoplamiento (Ca, Cb), de modo que en el caso de la mencionada condición de sobrecarga aparece una tensión negativa a través de la mencionada resistencia de detección (R1), la mencionada resistencia de detección (R1) comprendiendo así el mencionado segundo generador (V-).