WO2009010091A1 - Schaltungsanordnung und verfahren zum betreiben einer entladungslampe - Google Patents

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WO2009010091A1
WO2009010091A1 PCT/EP2007/057339 EP2007057339W WO2009010091A1 WO 2009010091 A1 WO2009010091 A1 WO 2009010091A1 EP 2007057339 W EP2007057339 W EP 2007057339W WO 2009010091 A1 WO2009010091 A1 WO 2009010091A1
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coupled
output terminal
voltage
capacitor
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PCT/EP2007/057339
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Klaus Fischer
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Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
    • H05B41/2827—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage using specially adapted components in the load circuit, e.g. feed-back transformers, piezoelectric transformers; using specially adapted load circuit configurations

Definitions

  • the present invention relates to a Wegungsanord ⁇ tion for operating a discharge lamp with a rectifier having a first and a second input terminal for coupling with a supply AC voltage and a first and a second output terminal for providing a DC operating voltage, a free-running half-bridge inverter, the series circuit of two voltage controlled electronic switch, which is coupled between the first and the second output terminal of the rectifier, wherein between the first and the second electronic switch, a half-bridge center is formed, a start-up circuit for starting the free-running oscillation of the inverter, wherein the start-up circuit comprises a drive circuit with a first and a second output terminal, wherein the first output terminal of the drive circuit o with the control electrode of the first and the second electronic switch o and a starting capacitor with a first and a second connection. It also relates to a method for operating a discharge lamp on such a circuit arrangement.
  • the present invention relates to circuit arrangements for independently starting a free-running ing half-bridge inverter with voltage-controlled transistors, such as MOSFET or IGBT as Schal ⁇ ter when creating a supply voltage.
  • voltage-controlled transistors such as MOSFET or IGBT as Schal ⁇ ter
  • the half-bridge inverter can also be constructed from complementary transistors (n- and p-channel), wherein both transistors are controlled with the same drive circuit.
  • This principle is known from EP 0 781 077 B1, where a diac was still needed to start the half-bridge inverter.
  • the idea according to EP 0 917 412 B1 can be transferred to the circuit arrangement known from EP 0 781 077 B1, in which the condensation required for starting the circuit is transferred. in series with the one drive circuit is switched. The functionality of the "startup" is fully met.
  • a disadvantage is that the one connection of the resistor, which is required for charging the starting capacitor, is practically at the half-bridge center potential during operation of the discharge lamp.
  • the object of the present invention is therefore to develop a circuit arrangement or a method of the type mentioned in such a way that on the one hand high radio interference can be avoided and on the other hand a safe start-up of the circuit arrangement after applying the mains voltage is still guaranteed.
  • the present invention is based on the finding that a combination of the teachings of EP 0 781 077 Bl and EP 0 917 412 Bl and subsequent reconnection of the starting resistor instead of a power line to the positive rectifier output does not solve the above-mentioned problem because Stable voltage conditions set at the starting capacitor, which prevent a repeated start attempt.
  • the starting capacitor is therefore according to the invention coupled to the half-bridge center point and coupled to the half-bridge center point a pull-down resistor to the second output terminal of the DC ⁇ funnel.
  • Such constellation made ⁇ light that the potential of the half-bridge center point Ü via the pull-down resistor after an unsuccessful attempt to start again on the provided from the second rectifier output, negative reference potential is pulled. This restarts the starting capacitor and allows a new start attempt.
  • the resistor, via which the capacitor is connected to a positive potential capacitor is no longer connected to a power line, but with the positive rectifier output, the transmission of radio interference is prevented in the network.
  • the circuit arrangement further comprises a lamp inductor having at least one primary winding which is coupled in series with a connection for the discharge lamp, wherein the drive circuit has an inductance with a first and a second terminal, which has a secondary winding. represents the lamp inductor, and a series scarf ⁇ tion of a second ohmic resistance and a resonant circuit coupled between the first and second terminals of the inductor.
  • a bypass circuit connected in parallel to the second ohmic resistor, which comprises a capacitor.
  • This particularly preferred exporting ⁇ approximate shape is based on the recognition that the control voltage of after application of the mains voltage first switching-on transistor of the half-bridge inverter must remain large enough to start the circuit arrangement, even if the start-up capacitor already discharged by turning on this transistor and thereby the effective Control voltage, ie the sum of the voltage at the starting capacitor and the output voltage of the drive circuit, would tend to be reduced. Maintaining a sufficient control voltage for the transistor at the beginning of discharge of the starting capacitor is preferably ensured by the fact that the drive circuit quickly provides a sufficient output ⁇ voltage available.
  • this capacitor represents a very low resistance for the high-frequency spectral components of the switch-on pulse
  • the second ohmic resistor which is required for the control of the electronic switches of the half-bridge inverter in continuous operation, is bypassed.
  • the charge carriers flowing across the capacitor thus allow a much faster charging of a capacitor, which is provided in the parallel resonant circuit.
  • This he ⁇ enables rapid deployment of a sufficiently high control voltage for the first to be switched on half-bridge transistor. The risk of an insufficient control voltage at the first turn-on switch of Halbmaschineninverters is thus effectively countered despite discharge of the starting capacitor.
  • the bypass circuit comprises a third ohmic resistor coupled in series with the capacitor.
  • This third ohmic resistance brings two advantages: Firstly, it attenuates the Rechteckantei ⁇ le of the voltage that provides a secondary winding on the LAM pendrossel. Therefore, this move that the lamp ballast is connected both with the half-bridge center point at which a high frequency rectangular signal is present, and on the other hand with the lamp that applies a far ⁇ continuous sinusoidal signal to the other terminal of the lamp inductor.
  • the third ohmic resistance ⁇ it enables that is available in continuous operation a substantially sinusoidal ⁇ shaped signal for controlling the two electronic switches of the half-bridge inverter.
  • the third ohmic resistance increases the potential dead time during the Umschwingens Halbbrü ⁇ ckeninverters. This allows lossless switching of the switches of the half-bridge inverter. Gene ⁇ rell applies that the third ohmic resistance is dimensioned much smaller than the second ohmic resistance.
  • a circuit arrangement according to the invention further comprises a diode which is connected in parallel with the first ohmic resistor and is oriented such that it allows the starting capacitor to be discharged via the first electronic switch when the first electronic switch is conductive is switched.
  • the diode discharges the start ⁇ capacitor after a successful start, so then interfere with any further start attempts the operation of the circuit.
  • the first terminal of the starting capacitor is coupled via a further ohmic resistance to the second output terminal of the rectifier.
  • the provision of a diode mentioned in the preceding paragraph can then be dispensed with.
  • the discharge of the starting capacitor takes place here via the first and the further ohmic resistance. This is due to the fact that in operation both terminals of the starting capacitor are on average at egg ⁇ nem potential which corresponds exactly to half the half-bridge voltage, whereby the starting capacitor is discharged during operation.
  • a further capacitor is provided, which is coupled between the first output terminal of the drive circuit and the control electrode of the second electronic switch. Since it takes some time in the pure ohmic discharge of the starting capacitor until the voltage across the starting capacitor is reduced, the output voltage of the drive circuit has a positive offset component. This off-set portion counteracts turning on the second Transis ⁇ tors, since the available control voltage for the second transistor through it is reduced.
  • the proposed further capacitor acts as a coupling capacitor ⁇ and receives the aforementioned offset voltage.
  • the two electronic switches of the half-bridge inverter can be transistors of complementary polarity, but also transistors of the same polarity.
  • the use of transistors of complementary polarity offers the advantage that only one drive circuit has to be provided.
  • 1 shows a schematic representation of a first embodiment of a circuit ⁇ arrangement according to the invention
  • 2 shows a schematic representation of a second embodiment of a circuit arrangement according to the invention ⁇ ;
  • Fig. 3 is a schematic representation of a third exemplary embodiment of an inventive circuit arrangement ⁇ ;
  • Fig. 4 for the embodiment of Figure 1 the ckentransistoren zeitli ⁇ chen course of the voltage across the starting capacitor, the control voltage for the two Halbbrü-, the half-bridge voltage and the current flowing through the lamp inductor load current;
  • Fig. 5 for the embodiment of FIG. 1 tor the zeitli ⁇ chen course of the voltage across the Anertonkondensa-, the control voltage for the two Halbbrü- ckentransistoren, the half-bridge voltage and the current flowing through the lamp inductor load current in a different temporal resolution as Fig. 4, in particular, a successful Anschwingvorgang that takes place after a failed attempt;
  • FIG. 6 shows the temporal course of the variables from FIG. 5 in the region of the failed startup attempt in high time resolution
  • FIG. 7 shows, in a manner analogous to FIG. 4, the time profile of the corresponding quantities for a circuit arrangement according to FIG. 2.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a first exemplary embodiment of a circuit arrangement according to the invention for operating a discharge lamp, which is shown as a load EL.
  • a rectifier GL is supplied with mains voltage via a fuse SI, which supplies an electrolytic capacitor Cl or holds it to voltage.
  • electrolytic capacitor Cl two reliesszwei ⁇ ge are tapped, via a filter from a coil Ll in one of the branches and a two branches connecting capacitor C2.
  • the lower supply branch in FIG. 1 has negative potential and defines the reference potential on the rectified side of the circuit arrangement.
  • the upper one is the positive supply branch on the other hand.
  • Between two supply branches is a half-bridge of an N-channel transistor Tl and a P-channel transistor T2.
  • a load ⁇ circle of a load-serial lamp inductor L2 Between a center HB of the half-bridge and the positive supply branch is a load ⁇ circle of a load-serial lamp inductor L2, the discharge lamp EL and the load-serial coupling capacitor C7. Furthermore, a load-parallel connection with two resonance capacitors C8 and C9 and a thermistor KL for the lamp ignition is provided.
  • the upper half-bridge transistor Tl is a capacitor C6 in parallel.
  • the on ⁇ control circuit AS comprises the parallel connection of a coil L3, a capacitor C3 and a series circuit of a secondary winding HWl a Steuertransforma ⁇ sector whose primary winding is the aforementioned lamp inductor L2, and a resistor R3. Parallel to Wi ⁇ resistance R3, the series circuit of a capacitor C4 and a resistor R4 is connected.
  • a start capacitor C5 is coupled in series with the drive circuit AS.
  • the connection point between the drive circuit AS and the starting capacitor C5 is connected via a resistor Rl to the positive supply branch, while the half-bridge center is connected via a pull-down resistor R2 with the negati ⁇ ven supply branch.
  • the ohmic resistor Rl is a diode Dl connected in parallel.
  • the starting capacitor C5 is charged via the resistor Rl and the pull-down resistor R2. After the start, d. H. When the transistor Tl is fully conductive for the first time, the starting capacitor C5 is substantially discharged again via the diode D1 and the transistor T1.
  • the periodicity of these start attempts is determined by dimensioning the resistors Rl and R2 and the capacitor C5 and the intermediate circuit voltage U zw , which is provided on the capacitor Cl.
  • This capacitive bridging allows by a differentiating behavior a fast charge of the capacitance C3 of the parallel resonant circuit and thus the rapid provision of a sufficiently high control voltage for the half-bridge transistor Tl to be turned on.
  • a purely capacitive bridging of the resistor R3 has the disadvantage that the control voltage turns on in normal operation in the commutation phase of the half-bridge to be switched on depending ⁇ wells transistor too fast, whereby losses occur.
  • a resistor R4 can be connected in series with the capacitor C4.
  • FIG. 2 shows an embodiment of a circuit arrangement according to the invention, in which the discharge of the starting capacitor C5 does not take place by means of a diode, but via the ohmic resistors R1 and R5.
  • both terminals of the starting capacitor C5 are on average at a potential which corresponds exactly to half the half-bridge voltage.
  • the capacitor C5 is discharged.
  • the starting capacitor C5 gela ⁇ since laid a half-bridge side connection on the PuIl- down resistor R2 to the negative supply potential.
  • FIG. 3 shows an improved embodiment of the circuit arrangement according to FIG. 2. Since, in the case of the purely ohmic
  • Discharge of the starting capacitor C5 takes some time until the voltage across the starting capacitor C5 is reduced, the output voltage of the drive circuit AS has a positive offset portion temporarily. This offset component counteracts a turn-on of the transistor T2, since the available control voltage for the transistor T2 is reduced by it.
  • FIGS. 4 to 7 show the time course of the voltage across the starting capacitor C5, the control voltage UQ S for the two transistors of the half bridge voltage U HB and the current flowing through the lamp inductor L2 load ⁇ current I L in different operating phases for different embodiments the invention.
  • Fig. 4 shows the voltage and current conditions when oscillating the oscillation. It can clearly be seen that the control voltage U GS of the transistors Tl, takes T2 ⁇ , although the voltage U C s is reduced to the starting capacitor C5 from the time tl at which the half-bridge voltage UHB reaches the positive supply potential. This is because the starting capacitor C5 is discharged via the diode D1 and the transistor T1.
  • the gradient of the increase of the control voltage U GS is greater than the gradient of the increase of the load current I L.
  • Fig. 5 shows in another time resolution a successful oscillation process, which takes place after a failed attempt. From this figure it can be seen that even with a failed Anschwing bath the voltage across the starting capacitor C5 drops because the starting capacitor C5 is discharged via the diode Dl at least once. Since the half-bridge voltage U HB is drawn by the pull-down resistor R2 again in the direction of negative supply potential, the original, before the application of the mains voltage existing voltage states are reached and a retry attempt is made automatically. This behavior enables high reliability of the circuit arrangement.
  • Fig. 6 shows the failed Anschwing pulp of FIG. 5 in high time resolution. It can clearly be seen that, although the control voltage U G s is sufficient to the transistor Tl, whereby the half-bridge voltage U HB reaches the level of the positive supply potential and the starting capacitor C5 is discharged via the diode Dl for the first time. However, the negative oscillation of the tax is not sufficient erwear U G s to comport the transistor T2 ⁇ switch. There is an asymptotic decay of the overall vibration. The still occurring oscillation of the load current I L through the lamp inductor L2 cyclically drives the half-bridge voltage U HB to the positive supply potential, whereby a multiple discharge of the starting capacitor C5 takes place.
  • Fig. 7 shows in an analogous manner as Fig. 4, the oscillation of the arrangement, when a circuit arrangement according to Fig. 2 is used. It can clearly be seen that the starting capacitor C5 is no longer discharged suddenly when the half-bridge voltage U HB has reached the level of the positive supply potential.
  • FIGS. 1 to 3 Although embodiments with complementary transistors T1, T2 have been shown in FIGS. 1 to 3, the present invention can also be implemented for half-bridge circuits having two independent drive circuits and transistors of the same polarity. However, this is associated with the presented circuit arrangements with additional costs.

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Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Entladungslampe (EL) mit einem Gleichrichter (GL) mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einer Versorgungswechselspannung und einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss zum Bereitstellen einer Betriebsgleichspannung (UZW), einem freischwingenden Halbbrückeninverter, der die Serienschaltung zweier spannungsgesteuerter elektronischer Schalter (T1, T2) umfasst, die zwischen den ersten und den zweiten Ausgangsanschluss des Gleichrichters (GL) gekoppelt ist, wobei zwischen dem ersten (T1) und dem zweiten elektronischen Schalter (T2) ein Halbbrückenmittelpunkt (HB) gebildet ist, einer Anlaufschaltung zum Starten der freischwingenden Oszillation des Wechselrichters (T1, T2), wobei die Anlaufschaltung eine Ansteuerschaltung (AS) mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss umfasst, wobei der erste Ausgangsanschluss der Ansteuerschaltung (AS) mit der Steuerelektrode des ersten (T1) und des zweiten elektronischen Schalters (T2) gekoppelt ist, sowie einen Anlaufkondensator (C5) mit einem ersten und einem zweiten Anschluss, wobei der erste Anschluss des Anlaufkondensators (C5) zum einen über einen ersten ohmschen Widerstand (R1) mit dem ersten Ausgangsanschluss des Gleichrichters (GL), zum anderen mit dem zweiten Ausgangsanschluss der Ansteuerschaltung (AS) gekoppelt ist, der zweite Anschluss des Anlaufkondensators mit dem Halbbrückenmittelpunkt (HB) gekoppelt ist, und der Halbbrückenmittelpunkt über einen Pull-Down-Widerstand mit dem zweiten Ausgangsanschluss des Gleichrichters (GL) gekoppelt ist. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe an einer derartigen Schaltungsanordnung.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanord¬ nung zum Betreiben einer Entladungslampe mit einem Gleichrichter mit einem ersten und einem zweiten Eingangs- anschluss zum Koppeln mit einer Versorgungswechselspannung und einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss zum Bereitstellen einer Betriebsgleichspannung, einem freischwingenden Halbbrückeninverter, der die Serienschaltung zweier spannungsgesteuerter elektronischer Schalter um- fasst, die zwischen den ersten und den zweiten Ausgangsanschluss des Gleichrichters gekoppelt ist, wobei zwischen dem ersten und dem zweiten elektronischen Schalter ein Halbbrückenmittelpunkt gebildet ist, einer AnlaufSchaltung zum Starten der freischwingenden Oszillation des Wechselrichters, wobei die AnlaufSchaltung eine Ansteuerschaltung mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss um- fasst, wobei der erste Ausgangsanschluss der Ansteuerschaltung mit der Steuerelektrode des ersten und des zwei- ten elektronischen Schalters gekoppelt ist, sowie einen Anlaufkondensator mit einem ersten und einem zweiten An- schluss. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe an einer derartigen Schaltungsanordnung.
Stand der Technik
Generell betrifft die vorliegende Erfindung Schaltungsanordnungen zum selbstständigen Anlaufen eines freischwin- genden Halbbrückeninverters mit spannungsgesteuerten Transistoren, beispielsweise MOSFET oder IGBT als Schal¬ ter beim Anlegen einer Versorgungsspannung.
Aus der EP 0 917 412 Bl, die zur Formulierung des Ober- begriffs der unabhängigen Ansprüche herangezogen wurde, ist bekannt, die zum erstmaligen Einschalten eines Halbbrückentransistors erforderliche Spannung durch Aufladen eines Kondensators bereitzustellen, der in Serie zu einer einen Transistor des Halbbrückeninverters steuernden An- Steuerschaltung geschaltet ist. Zur Vermeidung eines unerwünschten, stabilen Ladezustands dieses seriell eingefügten Kondensators und damit des „Hängenbleibens" des Halbbrückeninverters wurde in dem genannten Patent das Aufladen dieses Kondensators über einen Widerstand direkt aus dem Netz vorgeschlagen. Durch diesen Netzanschluss wurde erreicht, dass Anlaufversuche mit halber Netzfrequenz so lange wiederholt werden, bis die selbstschwingende Oszillation des Halbbrückeninverters gestartet wird. In dem genannten Patent werden nur Ausführungsbei- spiele gezeigt, in denen für beide Halbbrückentransisto¬ ren separate Ansteuerschaltungen vorgesehen sind.
Zur Kostenreduzierung bzw. zur Vereinfachung der Schaltungsanordnung kann der Halbbrückeninverter aber auch aus komplementären Transistoren (n- und p-Kanal) aufgebaut werden, wobei beide Transistoren mit der gleichen Ansteuerschaltung gesteuert werden. Dieses Prinzip ist aus der EP 0 781 077 Bl bekannt, wobei dort zum Starten des Halbbrückeninverters noch ein Diac benötigt wurde. Die Idee gemäß der EP 0 917 412 Bl lässt sich auf die aus der EP 0 781 077 Bl bekannte Schaltungsanordnung übertragen, indem der zum Anlauf der Schaltung erforderliche Konden- sator in Serie zu der einen Ansteuerschaltung geschaltet wird. Dabei ist die Funktionalität des „Netzanlaufs" voll gegeben .
Nachteilig wirkt sich dabei jedoch aus, dass der eine An- Schluss des Widerstands, der zum Laden des Anlaufkonden- sators erforderlich ist, im Betrieb der Entladungslampe praktisch auf dem Halbbrücken-Mittenpotential liegt. Durch die Verbindung des anderen Anschlusses des Anlauf¬ widerstands mit einer der beiden Netzleitungen wird damit aber die hochfrequente Rechteckspannung dieses Mittenpo¬ tentials über den Anlaufwiderstand ans Netz gelegt. Dies hat hohe Funkstörwerte der Gesamtanordnung zur Folge, weil der Strom durch den Anlaufwiderstand und damit ein hochfrequentes, fast rechteckförmiges Störsignal am Funk- störfilter vorbei direkt ins Netz geleitet wird. Wird, um dies zu vermeiden, der Anlaufwiderstand anstatt mit einer der beiden Netzleitungen mit dem Anschluss des Gleichrichters verbunden, der die positive Versorgungsspannung, die so genannte Zwischenkreisspannung bereitstellt, bringt dies den Nachteil mit sich, dass eine derartige Schaltungsanordnung nur einen Startversuch ermöglicht, d. h. bei einem missglückten Startversuch die Schaltung „hängen bleibt".
Darstellung der Erfindung
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, eine Schaltungsanordnung bzw. ein Verfahren der eingangs genannten Art derart weiterzubilden, dass einerseits hohe Funkstörwerte vermieden werden und andererseits ein sicherer Anlauf der Schaltungsanordnung nach Anlegen der Netzspannung dennoch gewährleistet ist. Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zu Grunde, dass eine Kombination der Lehren der EP 0 781 077 Bl und der EP 0 917 412 Bl und anschließendem Umklemmen des AnlaufWiderstands anstelle einer Netzleitung an den posi- tiven Gleichrichterausgang deshalb die oben genannte Aufgabe nicht löst, weil sich am Anlaufkondensator stabile Spannungsverhältnisse einstellen, die einen wiederholten Startversuch verhindern. Erfindungsgemäß ist daher der Anlaufkondensator mit dem Halbbrückenmittelpunkt gekop- pelt und der Halbbrückenmittelpunkt über einen Pull-Down- Widerstand mit dem zweiten Ausgangsanschluss des Gleich¬ richters gekoppelt. Eine derartige Konstellation ermög¬ licht, dass das Potential des Halbbrückenmittelpunkts ü- ber den Pull-Down-Widerstand nach einem missglückten Startversuch wieder auf das vom zweiten Gleichrichterausgang bereitgestellte, negative Bezugspotential gezogen wird. Damit wird der Anlaufkondensator erneut geladen und ein neuer Startversuch ermöglicht. Dadurch, dass bei dieser Schaltungsanordnung der Widerstand, über den der Kon- densator mit einem positiven Potential verbunden ist, nicht mehr mit einer Netzleitung verbunden ist, sondern mit dem positiven Gleichrichterausgang, wird die Übertragung von Funkstörungen ins Netz verhindert.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform weist die Schal- tungsanordnung weiterhin eine Lampendrossel mit zumindest einer Primärwicklung auf, die in Serie mit einem An- schluss für die Entladungslampe gekoppelt ist, wobei die Ansteuerschaltung eine Induktivität mit einem ersten und einem zweiten Anschluss aufweist, die eine Sekundärwick- lung der Lampendrossel darstellt, sowie eine Serienschal¬ tung aus einem zweiten ohmschen Widerstand und einem Pa- rallelschwingkreis, die zwischen den ersten und den zweiten Anschluss der Induktivität gekoppelt ist. Besonders bevorzugt ist dabei zum zweiten ohmschen Widerstand eine Überbrückungsschaltung parallel geschaltet, die einen Kondensator umfasst. Diese besonders bevorzugte Ausfüh¬ rungsform basiert auf der Erkenntnis, dass zum Anlauf der Schaltungsanordnung die Steuerspannung des nach dem Anlegen der Netzspannung zuerst einschaltenden Transistors des Halbbrückeninverters ausreichend groß bleiben muss, auch wenn der Anlaufkondensator durch das Einschalten dieses Transistors bereits entladen wird und dadurch die effektive Steuerspannung, d. h. die Summe aus der Spannung am Anlaufkondensator und die Ausgangsspannung der Ansteuerschaltung, tendenziell reduziert werden würde. Das Aufrechterhalten einer ausreichenden Steuerspannung für den Transistor bei beginnender Entladung des Anlaufkondensators wird bevorzugt dadurch gewährleistet, dass die Ansteuerschaltung schnell eine ausreichende Ausgangs¬ spannung zur Verfügung stellt. Zu diesem Zweck wird, da dieser Kondensator für die hochfrequenten Spektralanteile des Einschaltimpulses einen sehr niedrigen Widerstand darstellt, der zweite ohmsche Widerstand, der für die An¬ steuerung der elektronischen Schalter des Halbbrückeninverters im Dauerbetrieb benötigt wird, überbrückt. Die über den Kondensator fließenden Ladungsträger ermöglichen damit ein sehr viel schnelleres Laden eines Kondensators, der in dem Parallelschwingkreis vorgesehen ist. Dies er¬ möglicht eine schnelle Bereitstellung einer ausreichend hohen Steuerspannung für den zuerst einzuschaltenden Halbbrückentransistor. Der Gefahr einer nicht ausreichenden Steuerspannung am zuerst einschaltenden Schalter des Halbbrückeninverters wird trotz Entladung des Anlaufkondensators damit wirksam begegnet .
Bevorzugt umfasst die Überbrückungsschaltung einen dritten ohmschen Widerstand, der zum Kondensator in Serie gekoppelt ist. Dieser dritte ohmsche Widerstand bringt zwei Vorteile mit sich: Zum einen dämpft er die Rechteckantei¬ le der Spannung, die eine Sekundärwicklung auf der Lam- pendrossel bereitstellt. Diese rühren daher, dass die Lampendrossel einerseits mit dem Halbbrückenmittelpunkt verbunden ist, an dem ein hochfrequentes Rechtecksignal vorliegt, sowie andererseits mit der Lampe, die ein weit¬ gehend sinusförmiges Signal an den anderen Anschluss der Lampendrossel anlegt. Der dritte ohmsche Widerstand er¬ möglicht, dass im Dauerbetrieb ein im Wesentlichen sinus¬ förmiges Signal zur Steuerung der beiden elektronischen Schalter des Halbbrückeninverters zur Verfügung steht. Zum anderen verlängert der dritte ohmsche Widerstand die mögliche Totzeit während des Umschwingens des Halbbrü¬ ckeninverters. Dadurch wird ein verlustfreies Schalten der Schalter des Halbbrückeninverters ermöglicht. Gene¬ rell gilt, dass der dritte ohmsche Widerstand sehr viel kleiner dimensioniert ist als der zweite ohmsche Wider- stand.
Es ist weiterhin bevorzugt, wenn eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weiterhin eine Diode umfasst, die zum ersten ohmschen Widerstand parallel geschaltet ist und derart orientiert ist, dass sie ein Entladen des Anlauf- kondensators über den ersten elektronischen Schalter ermöglicht, wenn der erste elektronische Schalter leitend geschaltet ist. Damit entlädt die Diode den Anlauf¬ kondensator nach erfolgtem Start, so dass dann keine weiteren Startversuche den Betrieb der Schaltungsanordnung stören .
Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist der erste An- schluss des Anlaufkondensators über einen weiteren ohm- schen Widerstand mit dem zweiten Ausgangsanschluss des Gleichrichters gekoppelt. Bei dieser Ausführungsform kann dann das Vorsehen einer im vorhergehenden Absatz erwähn- ten Diode entfallen. Die Entladung des Anlaufkondensators erfolgt hier über den ersten und den weiteren ohmschen Widerstand. Dies hat seine Ursache darin, dass im Betrieb beide Anschlüsse des Anlaufkondensators im Mittel auf ei¬ nem Potential liegen, das exakt der halben Halbbrücken- Spannung entspricht, wodurch der Anlaufkondensator im Betrieb entladen wird.
Dabei ist es bevorzugt, wenn ein weiterer Kondensator vorgesehen ist, der zwischen den ersten Ausgangsanschluss der Ansteuerschaltung und die Steuerelektrode des zweiten elektronischen Schalters gekoppelt ist. Da es bei der rein ohmschen Entladung des Anlaufkondensators einige Zeit dauert, bis die Spannung über dem Anlaufkondensator abgebaut ist, weist die Ausgangsspannung der Ansteuerschaltung einen positiven Offset-Anteil auf. Dieser Off- set-Anteil wirkt einem Einschalten des zweiten Transis¬ tors entgegen, da die zur Verfügung stehende Steuerspannung für den zweiten Transistor durch ihn reduziert wird. Der vorgeschlagene weitere Kondensator wirkt als Koppel¬ kondensator und nimmt die erwähnte Offset-Spannung auf. Durch einen optionalen weiteren ohmschen Widerstand, der zwischen die Steuerelektrode und die Arbeitselektrode des zweiten elektronischen Schalters gekoppelt ist, fällt dann der reine Wechselspannungsanteil der Ausgangsspannung der Ansteuerschaltung ab, wodurch sofort ausreichend negative Spannungen zum Steuern des zweiten Transistors erzielbar sind.
Die beiden elektronischen Schalter des Halbbrückeninver- ters können Transistoren von komplementärer Polarität, jedoch auch Transistoren von gleicher Polarität sein. Die Verwendung von Transistoren komplementärer Polarität bie- tet den Vorteil, dass nur eine Ansteuerschaltung vorgesehen werden muss.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die mit Bezug auf die erfindungsgemäße Schaltungsanord- nung vorgestellten bevorzugten Ausführungsformen und deren Vorteile gelten, soweit anwendbar, auch für das erfindungsgemäße Verfahren.
Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)
Im Nachfolgenden werden nunmehr Ausführungsbeispiele von erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen :
Fig. 1 in schematischer Darstellung ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungs¬ anordnung; Fig. 2 in schematischer Darstellung ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungs¬ anordnung;
Fig. 3 in schematischer Darstellung ein drittes Ausfüh- rungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungs¬ anordnung;
Fig. 4 für das Ausführungsbeispiel von Fig. 1 den zeitli¬ chen Verlauf der Spannung über dem Anlaufkondensator, der Steuerspannung für die beiden Halbbrü- ckentransistoren, der Halbbrückenspannung und des durch die Lampendrossel fließenden Laststroms;
Fig. 5 für das Ausführungsbeispiel von Fig. 1 den zeitli¬ chen Verlauf der Spannung über dem Anlaufkondensa- tor, der Steuerspannung für die beiden Halbbrü- ckentransistoren, der Halbbrückenspannung und des durch die Lampendrossel fließenden Laststroms in anderer zeitlicher Auflösung als Fig. 4, insbesondere einen gelungenen Anschwingvorgang, der nach einem missglückten Versuch erfolgt;
Fig. 6 zeigt den zeitlichen Verlauf der Größen aus Fig. 5 im Bereich des misslungenen Anschwingversuchs in hoher Zeitauflösung; und
Fig. 7 zeigt in zu Figur 4 analoger Weise den zeitlichen Verlauf der entsprechenden Größen für eine Schal- tungsanordnung nach Fig. 2. Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Im Folgenden werden für gleiche und gleichwirkende Bau¬ elemente dieselben Bezugszeichen verwendet, die der Übersichtlichkeit wegen nur einmal eingeführt werden.
Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung ein erstes Aus- führungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanord¬ nung zum Betreiben einer Entladungslampe, die als Last EL dargestellt ist. Dabei wird über eine Sicherung SI ein Gleichrichter GL mit Netzspannung versorgt, der einen E- lektrolytkondensator Cl speist bzw. auf Spannung hält. An dem Elektrolytkondensator Cl werden zwei Versorgungszwei¬ ge abgegriffen, über einen Filter aus einer Spule Ll in einem der Zweige und einen beide Zweige verbindenden Kondensator C2. Der in der Fig. 1 untere Versorgungszweig hat negatives Potential und definiert das Bezugspotential auf der gleichgerichteten Seite der Schaltungsanordnung. Der obere ist der demgegenüber positive Versorgungszweig. Zwischen beiden Versorgungszweigen liegt eine Halbbrücke aus einem N-Kanal-Transistor Tl und einem P-Kanal- Transistor T2. Zwischen einem Mittelpunkt HB der Halbbrü- cke und dem positiven Versorgungszweig liegt ein Last¬ kreis aus einer lastseriellen Lampendrossel L2, der Entladungslampe EL und dem lastseriellen Koppelkondensator C7. Ferner ist eine lastparallele Verschaltung mit zwei Resonanzkondensatoren C8 und C9 und einem Kaltleiter KL für die Lampenzündung vorgesehen.
Zur Schaltentlastung der MOSFET-Transistoren Tl und T2 liegt dem oberen Halbbrückentransistor Tl ein Kondensator C6 parallel. Zwischen dem Source-Anschluss der Transistoren Tl und T2 als transistorinternem Bezugspotential und dem jeweiligen Gate-Anschluss liegt eine Ansteuerschaltung AS. Die An¬ steuerschaltung AS umfasst die Parallelschaltung einer Spule L3, eines Kondensators C3 und einer Serienschaltung aus einer Sekundärwicklung HWl eines Steuertransforma¬ tors, dessen Primärwicklung die bereits erwähnte Lampendrossel L2 ist, und einem Widerstand R3. Parallel zum Wi¬ derstand R3 ist die Serienschaltung eines Kondensators C4 und eines Widerstands R4 geschaltet.
Zwischen dem Gate- und dem Source-Anschluss des Transis¬ tors Tl ist seriell zur Ansteuerschaltung AS ein Anlaufkondensator C5 gekoppelt. Der Verbindungspunkt zwischen der Ansteuerschaltung AS und dem Anlaufkondensator C5 ist über einen ohmschen Widerstand Rl mit dem positiven Versorgungszweig verbunden, während der Halbbrückenmittelpunkt über einen Pull-Down-Widerstand R2 mit dem negati¬ ven Versorgungszweig verbunden ist.
Dem ohmschen Widerstand Rl ist eine Diode Dl parallel ge- schaltet.
Zum Anlauf der Schaltung wird der Anlaufkondensator C5 über den Widerstand Rl und den Pull-Down-Widerstand R2 geladen. Nach erfolgtem Anlauf, d. h. wenn der Transistor Tl erstmalig voll leitend ist, wird der Anlaufkondensator C5 im Wesentlichen über die Diode Dl und den Transistor Tl wieder entladen.
Bei einem missglückten Startversuch wird das Potential am Halbbrückenmittelpunkt HB über den Pull-Down-Widerstand R2 wieder auf das negative Bezugspotential gezogen, wo- durch der Anlaufkondensator C5 erneut geladen wird und ein neuer Startversuch ermöglicht wird.
Die Periodizität dieser Startversuche wird festgelegt durch Dimensionierung der Widerstände Rl und R2 sowie des Kondensators C5 und der Zwischenkreisspannung Uzw, die am Kondensator Cl bereitgestellt wird. Der Widerstand R3, über den der Parallelschwingkreis, der die Spule L3 und den Kondensator C3 umfasst, mit der Sekundärwicklung HWl der Lampendrossel L2 verbunden ist, wird kapazitiv über- brückt. Diese kapazitive Überbrückung ermöglicht durch ein differenzierendes Verhalten eine schnelle Ladung der Kapazität C3 des Parallelschwingkreises und damit die schnelle Bereitstellung einer ausreichend hohen Steuerspannung für den einzuschaltenden Halbbrückentransistor Tl.
Eine rein kapazitive Überbrückung des Widerstands R3 hat jedoch den Nachteil, dass im normalen Betrieb die Steuerspannung in der Kommutierungsphase der Halbbrücke den je¬ weils einzuschaltenden Transistor zu schnell einschaltet, wodurch Verluste entstehen. Um diesen Effekt abzuschwächen, kann in Serie zu der Kapazität C4 noch ein Widerstand R4 geschaltet werden. Durch geeignete Dimensionie¬ rung der Bauteile R3, R4 und C4 kann ein hinsichtlich Anlauf und Betrieb optimales Verhalten der Gesamtschaltung definiert werden.
Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform einer erfindungemäßen Schaltungsanordnung, bei der die Entladung des Anlaufkondensators C5 nicht mittels einer Diode erfolgt, sondern über die ohmschen Widerstände Rl und R5. Im Betrieb liegen beide Anschlüsse des Anlaufkondensators C5 im Mittel auf einem Potential, das exakt der halben Halbbrückenspannung entspricht. Dadurch wird der Kondensator C5 entladen. Während der Zeit, in der die Halbbrü- cke nicht oszilliert, wird der Anlaufkondensator C5 gela¬ den, da ein halbbrückenseitiger Anschluss über den PuIl- Down-Widerstand R2 an das negative Versorgungspotential gelegt ist.
Fig. 3 zeigt eine verbesserte Ausführungsform der Schal- tungsanordnung nach Fig. 2. Da es bei der rein ohmschen
Entladung des Anlaufkondensators C5 einige Zeit dauert, bis die Spannung über den Anlaufkondensator C5 abgebaut ist, weist die Ausgangsspannung der Ansteuerschaltung AS zeitweise einen positiven Offset-Anteil auf. Dieser Off- set-Anteil wirkt einem Einschalten des Transistors T2 entgegen, da die zur Verfügung stehende Steuerspannung für den Transistor T2 durch ihn reduziert wird.
Deshalb wird ein weiterer Kondensator ClO vorgeschlagen, der als Koppelkondensator die oben genannte Offset- Spannung aufnimmt. Am Widerstand RIO fällt dann der reine Wechselspannungsanteil der Ausgangsspannung der Ansteuerschaltung AS ab, wodurch sofort ausreichend negative Spannungen zum Steuern des Transistors T2 erzielbar sind.
Die Fig. 4 bis 7 zeigen den zeitlichen Verlauf der Span- nung über dem Anlaufkondensator C5, der Steuerspannung UQS für die beiden Transistoren, der Halbbrückenspannung UHB und des durch die Lampendrossel L2 fließenden Last¬ stroms IL in verschiedenen Betriebsphasen für unterschiedliche Ausführungsbeispiele der Erfindung. Fig. 4 zeigt die Spannungs- und Stromverhältnisse beim Anschwingen der Oszillation. Deutlich ist zu erkennen, dass die Steuerspannung UGs der Transistoren Tl, T2 zu¬ nimmt, obwohl die Spannung UCs über dem Anlaufkondensator C5 ab dem Zeitpunkt tl sinkt, bei dem die Halbbrückenspannung UHB das positive Versorgungspotential erreicht. Dadurch wird nämlich der Anlaufkondensator C5 über die Diode Dl und den Transistor Tl entladen. Der Gradient des Anstiegs der Steuerspannung UGS ist größer als der Gra- dient des Anstiegs des Laststroms IL. Durch die Überbrü¬ ckung des Widerstands R3 durch die Serienschaltung des Kondensators C4 und des Widerstands R4 wird der sprung- förmige Anstieg der Spannung an der Sekundärwicklung HWl differenziell auf den Parallelschwingkreis C3, L3 über- tragen.
Fig. 5 zeigt in anderer Zeitauflösung einen gelungenen Anschwingvorgang, der nach einem missglückten Versuch erfolgt. Aus dieser Figur ist ersichtlich, dass auch bei einem misslungenen Anschwingversuch die Spannung über den Anlaufkondensator C5 sinkt, weil der Anlaufkondensator C5 über die Diode Dl mindestens einmal entladen wird. Da die Halbbrückenspannung UHB durch den Pull-Down-Widerstand R2 wieder in Richtung negatives Versorgungspotential gezogen wird, werden die ursprünglichen, vor dem Anliegen der Netzspannung vorhandenen Spannungszustände erreicht und ein erneuter Anlaufversuch erfolgt automatisch. Dieses Verhalten ermöglicht eine hohe Betriebssicherheit der Schaltungsanordnung.
Fig. 6 zeigt den misslungenen Anschwingversuch aus Fig. 5 in hoher Zeitauflösung. Deutlich ist zu erkennen, dass zwar die Steuerspannung UGs ausreicht, um den Transistor Tl einzuschalten, wodurch die Halbbrückenspannung UHB die Höhe des positiven Versorgungspotentials erreicht und der Anlaufkondensator C5 über die Diode Dl erstmalig entladen wird. Allerdings reicht die negative Schwingung der Steu- erspannung UGs nicht aus, um den Transistor T2 einzu¬ schalten. Es erfolgt ein asymptotisches Ausschwingen der GesamtSchwingung. Die dennoch einsetzende Schwingung des Laststroms IL durch die Lampendrossel L2 treibt zyklisch die Halbbrückenspannung UHB auf das positive Versorgungs- potential, wodurch ein mehrfaches Entladen des Anlaufkondensators C5 erfolgt.
Fig. 7 zeigt in analoger Weise wie Fig. 4 das Anschwingen der Anordnung, wenn eine Schaltungsanordnung nach Fig. 2 verwendet wird. Es ist deutlich zu erkennen, dass der An- laufkondensator C5 nicht mehr schlagartig entladen wird, wenn die Halbbrückenspannung UHB die Höhe des positiven Versorgungspotentials erreicht hat.
Wenngleich in den Fig. 1 bis 3 Ausführungsformen mit komplementären Transistoren Tl, T2 gezeigt wurden, so kann die vorliegende Erfindung auch für Halbbrückenschaltungen mit zwei unabhängigen Ansteuerschaltungen und Transistoren gleicher Polarität realisiert werden. Allerdings ist dies gegenüber den vorgestellten Schaltungsanordnungen mit Mehrkosten verbunden.

Claims

Ansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Entladungslampe (EL) mit
- einem Gleichrichter (GL) mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einer Ver- sorgungswechselspannung und einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss zum Bereitstellen einer Betriebsgleichspannung (Uzw) ;
- einem freischwingenden Halbbrückeninverter, der die Serienschaltung zweier spannungsgesteuerter elektro- nischer Schalter (Tl, T2) umfasst, die zwischen den ersten und den zweiten Ausgangsanschluss des Gleich¬ richters (GL) gekoppelt ist, wobei zwischen dem ers¬ ten (Tl) und dem zweiten elektronischen Schalter (T2) ein Halbbrückenmittelpunkt (HB) gebildet ist; - einer AnlaufSchaltung zum Starten der freischwingenden Oszillation des Wechselrichters (Tl, T2) , wobei die AnlaufSchaltung eine Ansteuerschaltung (AS) mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss umfasst, wobei der erste Ausgangsanschluss der Ansteu- erschaltung (AS) mit der Steuerelektrode des ersten (Tl) und des zweiten elektronischen Schalters (T2) gekoppelt ist, sowie einen Anlaufkondensator (C5) mit einem ersten und einem zweiten Anschluss; dadurch gekennzeichnet, dass der erste Anschluss des Anlaufkondensators (C5) zum einen über einen ersten ohmschen Widerstand (Rl) mit dem ersten Ausgangsanschluss des Gleichrichters
(GL) , zum anderen mit dem zweiten Ausgangsanschluss der Ansteuerschaltung (AS) gekoppelt ist; dass der zweite Anschluss des Anlaufkondensators mit dem Halbbrückenmittelpunkt (HB) gekoppelt ist; und dass der Halbbrückenmittelpunkt über einen Pull-Down- Widerstand (R2) mit dem zweiten Ausgangsanschluss des Gleichrichters (GL) gekoppelt ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung weiterhin eine Lampendrossel (L2) mit zumindest einer Primärwicklung um- fasst, die in Serie mit einem Anschluss für die Ent¬ ladungslampe (LA) gekoppelt ist, wobei die Ansteuer¬ schaltung (AS) eine Induktivität (HWl) mit einem ers¬ ten und einem zweiten Anschluss aufweist, die eine Sekundärwicklung der Lampendrossel darstellt, sowie eine Serienschaltung aus einem zweiten ohmschen Wi¬ derstand (R3) und einem Parallelschwingkreis (C3, L3) , die zwischen den ersten und den zweiten An¬ schluss der Induktivität (HWl) gekoppelt ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass zum zweiten ohmschen Widerstand (R2) eine Über- brückungsschaltung (C4, R4) parallel geschaltet ist, die einen Kondensator (C4) umfasst.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Überbrückungsschaltung einen dritten ohmschen Widerstand (R4) umfasst, der zum Kondensator (C4) in Serie gekoppelt ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sie weiterhin eine Diode (Dl) umfasst, die zum ersten ohmschen Widerstand (Rl) parallel geschaltet ist und derart orientiert ist, dass sie ein Entladen des Anlaufkondensators (C5) über den ersten elektroni¬ schen Schalter (Tl) ermöglicht, wenn der erste elektronische Schalter (Tl) leitend geschaltet ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Anschluss des Anlaufkondensators (C5) über einen weiteren ohmschen Widerstand (R5) mit dem zweiten Ausgangsanschluss des Gleichrichters (GL) ge- koppelt ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass sie einen weiteren Kondensator (ClO) umfasst, der zwischen den ersten Ausgangsanschluss der Ansteuer- Schaltung (AS) und die Steuerelektrode des zweiten e- lektronischen Schalters (T2) gekoppelt ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass sie einen weiteren ohmschen Widerstand (RIO) um- fasst, der zwischen die Steuerelektrode und die Ar¬ beitselektrode des zweiten elektronischen Schalters (T2) gekoppelt ist.
9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden elektronischen Schalter (Tl, T2) des Halbbrückeninverters Transistoren von komplementärer Polarität sind.
10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden elektronischen Schalter (Tl, T2) des Halbbrückeninverters Transistoren von gleicher Polarität sind.
11. Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe (EL) an einer Schaltungsanordnung mit - einem Gleichrichter (GL) mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einer Versorgungswechselspannung und einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss zum Bereitstellen einer Betriebsgleichspannung (Uzw) ; - einem freischwingenden Halbbrückeninverter, der die Serienschaltung zweier spannungsgesteuerter elektro¬ nischer Schalter (Tl, T2) umfasst, die zwischen den ersten und den zweiten Ausgangsanschluss des Gleich¬ richters (GL) gekoppelt ist, wobei zwischen dem ers- ten (Tl) und dem zweiten elektronischen Schalter
(T2) ein Halbbrückenmittelpunkt (HB) gebildet ist; - einer AnlaufSchaltung zum Starten der freischwingenden Oszillation des Wechselrichters (Tl, T2) , wobei die AnlaufSchaltung eine Ansteuerschaltung (AS) mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss um- fasst, wobei der erste Ausgangsanschluss der Ansteu¬ erschaltung (AS) mit der Steuerelektrode des ersten (Tl) und des zweiten elektronischen Schalters (T2) gekoppelt ist, sowie einen Anlaufkondensator (C5) mit einem ersten und einem zweiten Anschluss; gekennzeichnet durch folgende Schritte: a) Laden des Anlaufkondensators (C5) , dessen erster Anschluss mit dem zweiten Ausgangsanschluss der Ansteuerschaltung (AS) und dessen zweiter An- Schluss mit dem Halbbrückenmittelpunkt (HB) gekop¬ pelt ist, über einen ersten ohmschen Widerstand (Rl), der mit der Betriebsgleichspannung gekoppelt ist, und einen Pull-Down-Widerstand (R2), der zwi¬ schen den Halbbrückenmittelpunkt (HB) und den zweiten Ausgangsanschluss des Gleichrichters (GL) gekoppelt ist, solange bis ein Schaltvorgang des ersten elektronischen Schalters (Tl) ausgeführt wird und dadurch der Anlaufkondensator (C5) zumindest teilweise entladen wird; b) Wiederholen von Schritt a) bis die Oszillation des Wechselrichters (Tl, T2) gestartet ist.
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