EP0693864B1 - Schaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruckentladungslampen - Google Patents

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EP0693864B1
EP0693864B1 EP95110851A EP95110851A EP0693864B1 EP 0693864 B1 EP0693864 B1 EP 0693864B1 EP 95110851 A EP95110851 A EP 95110851A EP 95110851 A EP95110851 A EP 95110851A EP 0693864 B1 EP0693864 B1 EP 0693864B1
Authority
EP
European Patent Office
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circuit arrangement
circuit
voltage
lamp
arrangement according
Prior art date
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Expired - Lifetime
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EP95110851A
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English (en)
French (fr)
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EP0693864A3 (de
EP0693864A2 (de
Inventor
Bernd Rudolph
Alwin Veser
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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Publication date
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Publication of EP0693864A3 publication Critical patent/EP0693864A3/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for operating one or more Low-pressure discharge lamps according to the preamble of patent claim 1.
  • Such a circuit arrangement corresponding to the preamble of claim 1 is, for example, in the PCT application with the international publication number WO 93/12631 discloses.
  • This circuit arrangement has one Inverters with a downstream resonant circuit for operating one or more Low-pressure discharge lamps with preheated lamp electrodes.
  • the preheating phase the lamp electrodes are terminated by a relay or a semiconductor switch, that receives its control signal from a threshold or time switch in turn, during the preheating phase, the voltage drop across the electrode filaments evaluates the lamp.
  • the electrode coils already relatively small tolerances comparatively large scatter of their ohmic Resistance, so that even with electrodes of the same type that are connected to the Heating voltages applied to the electrode filaments are subjected to correspondingly large variations is.
  • the circuit arrangement according to the first embodiment has a a half-bridge inverter connected to a DC voltage source, consisting of two switching transistors Q1, Q2 and a control unit A for these switching transistors.
  • a series resonance circuit at the center tap V1 of the half-bridge inverter connected to a resonance inductor L, a resonance capacitor C2 and two low-pressure discharge lamps LP1 connected in series with one another, LP2 with an electrical power consumption of 58 W each.
  • the sequence start capacitor C1 is parallel to the lamp LP1 and the resonance capacitor C2 arranged parallel to the series connection of both lamps LP1, LP2.
  • the circuit also has two Heating circuits for preheating the lamp electrodes E1, E2, E3, E4.
  • the first heating circuit is operated by the electrode coils E1, E4, the bridge rectifier GL, the primary winding of the transformer TR, the ohmic resistance Z and the drain-source path of the field effect transistor Q3. It serves for Heating the lamp electrodes E1 and E4.
  • the ohmic resistance Z and the drain-source path are in series and between the DC voltage connections of the Bridge rectifier GL switched so that they are in the low-resistance state of the heating circuit or the field effect transistor Q3 flows through the electrode heating current become.
  • Parallel to the series connection of resistor Z and drain-source path of the Field effect transistor Q3 is connected to a voltage divider R1, R2, whose center tap M with the gate electrode of the field effect transistor Q3 and with the collector a bipolar transistor Q4 is connected.
  • the collector-emitter path of the transistor Q4 is connected in parallel to the resistor R2 of the voltage divider. Parallel to Voltage divider R1, R2 is also arranged an RC element R3, C5, via its time constant the duration of the preheating phase can be set. Hangs in particular the duration of the preheating phase does not depend on the temperature-dependent course of the electrode coil resistance from.
  • the base-emitter path of transistor Q4 is together with a basic series resistor R4 and a Zener diode D1, parallel to Capacitor C5 of the RC element switched. One between the resistors Z and R1 arranged rectifier diode D2 prevents the discharge current of the capacitor C5 flows over the switching path of the field effect transistor Q3.
  • the second heating element is coupled to the first and consists of the electrode coils E2, E3, the resistor R5 and the secondary winding of the transformer arranged in parallel with the resistor R5 TR.
  • the inverter After commissioning the circuit arrangement, the inverter generates Q1, Q2, A a high-frequency (approx. 50 KHz) alternating voltage between taps V1, V2.
  • the field effect transistor Q3 is switched on via the voltage divider R1, R2, whereby the resistor Z ensures that in the low-resistance state of the field effect transistor Q3 a sufficiently high DC voltage of approx. 10 V at the voltage divider R1, R2 is available to control the gate electrode via resistor R2, so that a high-frequency heating current through the lamp electrodes E1, E4 can flow.
  • a heating current is generated in the second heating circuit via the transformer TR induced for the lamp electrodes E2, E3.
  • the battery charges during the preheating phase Capacitor C5 through resistor R3.
  • the Zener diode D1 becomes conductive and switches through the bipolar transistor Q4, so that the now conductive collector-emitter path of transistor Q4 bridges resistor R2. This will make the gate electrode the field effect transistor Q3 withdrawn the control signal, so that its drain-source path and thus the first heating circuit also becomes high-resistance. About the transformative Coupling also blocks the second heating circuit.
  • the electrode preheating phase has ended and the resonance capacitor C2 builds up for the low-pressure discharge lamps LP1, LP2 required ignition voltage.
  • the capacitor C5 charges after the ignition of the lamps LP1, LP2 about the operating voltage of the lamps to a DC voltage, which via the resistor R4 and the Zener diode D1 to safe switching of the transistor Q4 and thus to block the field effect transistor Q3 is sufficient in lamp operation.
  • FIG. 2 shows a second embodiment of the circuit arrangement according to the invention.
  • the circuit arrangement has one fed by a direct current source Half-bridge inverter, consisting of the two switching transistors Q1 ', Q2' and the control device A '.
  • a direct current source Half-bridge inverter consisting of the two switching transistors Q1 ', Q2' and the control device A '.
  • the lamp choke L ' At the center tap V1 'of the inverter a series resonance circuit is connected, the lamp choke L ', a coupling capacitor C3 'and a resonance capacitor C2' contains.
  • the resonance capacitor C2 ' is connected to the negative pole of the DC voltage source.
  • Parallel to Resonance capacitor C2 ' is a low-pressure discharge lamp LP' with preheatable Electrodes coiled E1 ', E2' switched.
  • Both lamp electrodes are also in one Integrated electrode heating circuit, which as a further essential components Capacitor Z ', a bridge rectifier GL' and a field effect transistor Q3 ' having.
  • Capacitor Z ' a bridge rectifier GL' and a field effect transistor Q3 ' having.
  • the drain-source path of the field effect transistor Q3 ' is between the DC voltage connections of the bridge rectifier GL 'integrated during the Capacitor Z 'in series with the AC connections of the bridge rectifier GL 'is arranged so that the capacitor Z' in series with the drain-source path of the field effect transistor Q3 'is connected.
  • the control of the field effect transistor Q3 ' takes place via a rectifier diode connected to a tap V3' in the heating circuit D2 'and a voltage divider R1', R2 ', whose center tap M' to the gate electrode of the field effect transistor Q3 'is connected.
  • Parallel to the voltage divider R1 ', R2' is also, as already described in the first embodiment RC element, consisting of the ohmic resistor R3 'and the capacitor C5', connected.
  • the circuit arrangement has a further switching transistor Q4 ', whose base connection via a Zener diode D1' and a series resistor R4 ', the are both arranged in parallel to the capacitor C5 'is controlled.
  • the emitter of the transistor Q4 ' is connected to the negative pole of the capacitor C5' and to the Bridge rectifier GL 'connected while the collector of transistor Q4' over the center tap M 'of the voltage divider R1', R2 'to the gate electrode of the field effect transistor Q3 'is connected.
  • a lamp voltage monitoring element consisting from the one connected in parallel to the drain-source path of the field effect transistor Q3 ' Voltage divider R6, R7 and the one arranged parallel to the resistor R7 Series connection of rectifier diode D3 and capacitor C6.
  • the inverter After commissioning the circuit arrangement, the inverter generates Q1 ', Q2', A 'in the series resonant circuit a high-frequency (approx. 50 KHz) AC voltage.
  • the Field effect transistor Q3 ' is via the rectifier diode D2' and the voltage divider R1 ', R2' switched on, the capacitor Z 'ensuring that the low-resistance State of the field effect transistor Q3 'a sufficiently high voltage (for example 10 V) is available at the voltage divider R1 ', R2', via the resistor R2 ' to drive the gate electrode, so that a high-frequency heating current through the Lamp electrodes E1 ', E2' flows.
  • a sufficiently high voltage for example 10 V
  • this control voltage is here by means of in the AC circuit of the Bridge rectifier GL 'integrated capacitor Z' generated.
  • the capacitor C5 ' is preheated via the rectifier diode D2' and the ohmic resistor R3 'charged.
  • the electrode preheating phase has ended and the resonance capacitor C2 'builds up for the low-pressure discharge lamp LP 'required ignition voltage.
  • the capacitor C5 'recharges the ignition of the lamp LP 'via the operating voltage of the lamp to a DC voltage on, via the resistor R4 'and the Zener diode D1' for safe Turning on the transistor Q4 'and thus to block the field effect transistor Q3 'is sufficient in lamp operation. So far is the principle of operation of this circuit largely identical to that of the first embodiment.
  • the additional at second embodiment installed lamp voltage monitoring element R6, R7, D3, C6 monitors the ignition and operating voltage on the low-pressure discharge lamp LP '.
  • the voltage drop across capacitor C6 is from a shutdown device evaluated, here for the sake of clarity with the control device A 'is summarized.
  • Low pressure discharge lamps age in the course their operating time, d. that is, they exhibit an increase in ignition voltage and often also asymmetrical burned electrodes. The latter can lead to DC operation of the low pressure discharge lamp.
  • An increase in the ignition or operating voltage on the lamp LP ' is the voltage drop across the capacitor C6 of the shutdown device communicated.
  • the shutdown device usually deprives one of the Switching transistors Q1 or Q2 of the half-bridge inverter have the base signal and thus shuts down the inverter.
  • a description of such a shutdown device can be found, for example, in utility model DE-U 91 14 204.
  • FIG. 3 shows a third exemplary embodiment of the circuit arrangement according to the invention shown.
  • the circuit arrangement has one from a direct current source fed half-bridge inverter, consisting of the two switching transistors Q1 ", Q2" and the control device A ".
  • To the center tap V1" of the Inverter is connected to a series resonance circuit, which is a lamp choke L ", a coupling capacitor C3" and a resonance capacitor C2 "contains.
  • the resonance capacitor C2 is connected to the negative pole of the DC voltage source.
  • a low-pressure discharge lamp is parallel to the resonance capacitor C2 " LP "with preheatable electrode filaments E1", E2 "switched.
  • Both lamp electrodes E1 “, E2” are also integrated in an electrode heating circuit, which acts as another essential components a capacitor Z "and a field effect transistor Q3" having.
  • the capacitor Z " is in series with the drain-source path of the field effect transistor Q3 "is switched on.
  • the field effect transistor Q3" is activated via a rectifier diode D2 connected to a tap V3 "in the heating circuit and one Voltage divider R1 ", R2", the center tap M “to the gate electrode of the Field effect transistor Q3 "is connected.
  • an RC element from the ohmic resistor R3 "and the capacitor C5" In parallel to the voltage divider R1", R2 " furthermore, as already described in the first exemplary embodiment, an RC element from the ohmic resistor R3 "and the capacitor C5".
  • the circuit arrangement has a further switching transistor Q4 ", the Base connection via a Zener diode D1 "and a series resistor R4", both are arranged in parallel to the capacitor C5 "is driven.
  • the emitter of the Transistor Q4 " is with the negative pole of the capacitor C5" and with the lamp electrode E1 "connected while the collector of transistor Q4" through the center tap M “of the voltage divider R1", R2 "to the gate electrode of the field effect transistor Q3 "is connected.
  • the operation of the third embodiment differs slightly from that of the previously explained exemplary embodiments.
  • the third embodiment is the field effect transistor Q3, as in the first two embodiments described, integrated in the DC circuit of a bridge rectifier GL, GL ', but directly into the one with high-frequency alternating current Heating circuit switched.
  • the electrode preheater works here also without rectifier GL or GL '.
  • the inverter After commissioning the circuit arrangement, the inverter generates Q1 ", Q2", A "in the series resonance circuit a high frequency (approx. 50 KHz) AC voltage Field effect transistor Q3 "is via the rectifier diode D2" and the voltage divider R1 “, R2” turned on, the capacitor Z "ensures that in the low-resistance State of the field effect transistor Q3 "a sufficiently high voltage (for example 10 V) on the voltage divider R1 ", R2" is available to switch over the Resistor R2 "to drive the gate electrode, so that a high-frequency heating current flows through the lamp electrodes E1 ", E2". Unlike the previous ones In both exemplary embodiments, the field effect transistor Q3 sees an alternating current here.
  • a sufficiently high voltage for example 10 V
  • the positive half-wave of the heating current over the drain-source path of the field effect transistor Q3 passesed during the negative half-wave of the heating current via the parallel to the drain-source path, in the Field effect transistor Q3 "integrated free-wheeling diode (shown in broken lines in FIG. 3) flows.
  • the capacitor C5 is also on the Rectifier diode D2 "and the ohmic resistor R3" charged.
  • the electrode preheating phase has now ended and is being built on the resonance capacitor C2 " the ignition voltage required for the low-pressure discharge lamp LP ".
  • the capacitor C5 discharges after the lamp LP has been ignited” via the operating voltage the lamp to a DC voltage which is connected via the resistor R4 "and the Zener diode D1 "for safely switching on the transistor Q4" and thus for Blocking the field effect transistor Q3 "in lamp operation is sufficient.
  • the preheating phase is created with the help of the freewheeling diode on the drain-source path of the field effect transistor Q3 "a reverse voltage, which is approximately the ignition or operating voltage corresponds to the lamp LP ". Therefore, when selecting the field effect transistor Q3 "to ensure that this has sufficient dielectric strength has.
  • the voltage loading of the field effect transistor Q3 can also with the help of an additional capacitor connected in parallel to the drain-source path C "(shown in dashed lines in Figure 3), so that it with the capacitor Z" one capacitive voltage divider forms can be reduced.
  • the RC element R3, C5 can also take on the function of the lamp voltage monitoring unit R6, R7, C6, D3 in addition to its function described above, with suitable dimensions.
  • the switch-off device monitors the voltage drop across capacitor C5.

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  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruckentladungslampen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Eine derartige, dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 entsprechende Schaltungsanordnung ist beispielsweise in der PCT-Anmeldung mit der internationalen Veröffentlichungsnummer WO 93/12631 offenbart. Diese Schaltungsanordnung besitzt einen Wechselrichter mit nachgeschaltetem Resonanzkreis zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruckentladungslampen mit vorgeheizten Lampenelektroden. Die Vorheizphase der Lampenelektroden wird durch ein Relais oder einen Halbleiterschalter beendet, das bzw. der sein Steuersignal von einem Schwellwert- oder Zeitschalter erhält, der seinerseits, während der Vorheizphase, den Spannungsabfall über den Elektrodenwendeln der Lampe auswertet. Bei der Herstellung der Elektrodenwendeln verursachen bereits relativ geringe Toleranzen vergleichsweise große Streuungen ihres ohmschen Widerstandes, so daß auch, selbst bei Elektroden des gleichen Typs, die an den Elektrodenwendeln anliegende Heizspannung entsprechend großen Streuungen unterworfen ist. Diese Streuungen können nun dazu führen, daß manche Niederdruckentladungslampen mit kalten Lampenelektroden, also ohne ausreichende Elektrodenvorheizung, zünden. Lange Zuleitungen zu den Lampen können ebenfalls eine ungenügende Elektrodenvorheizung verursachen. Werden lange Zuleitungen zu den Lampen verwendet, so kann, insbesondere bei niederohmigen Elektrodenwendeln, deren Impedanz warme Lampenelektroden vortäuschen, weil sich die Zuleitungsimpedanzen zum Widerstand der Elektrodenwendeln addieren.
Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruckentladungslampen bereitzustellen, die eine ausreichende Vorheizung der Lampenelektroden bei geringem Schaltungsaufwand gewährleistet.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Weitere vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung besitzt einen Wechselrichter mit nachgeschaltetem Serienresonanzkreis, der mindestens eine Niederdruckentladungslampe mit vorheizbaren Elektrodenwendeln betreibt. Die Lampenelektroden sind in einen oder mehreren Heizkreisen integriert. Einer der Heizkreise enthält einen Halbleiterschalter, der diesen Heizkreis unmittelbar über seine Schaltstrecke und die anderen Heizkreise durch transformatorische Kopplung am Ende der Elektrodenvorheizphase zum Zünden der Niederdruckendadungslampen vom niederohmigen in den hochohmigen Zustand umschaltet. In Serie zur Schaltstrecke dieses Halbleiterschalters ist ein Widerstandselement geschaltet, dessen Widerstandswert derart gewählt ist, daß über der Serienschaltung aus diesem Widerstandselement und der Halbleiterschaltstrecke im niederohmigen Zustand der Schaltstrecke eine zur Steuerung des Halbleiterschalters, d. h., eine zum Durchschalten des Halbleiterschalters ausreichende Spannung abfällt. Der Halbleiterschalter ist, aufgrund der Spannungsbelastung beim Zünden der Niederdruckendadungslampe, zweckmäßigerweise in den Gleichstromzweig eines Brükkengleichrichters geschaltet, wie weiter unten im Text anhand der ersten beiden Ausführungsbeispiele erläutert. Allerdings läßt sich der Halbleiterschalter auch direkt, ohne Brückengleichrichter, in den Heizkreis einfügen, wie das dritte Ausführungsbeispiel zeigt. Das Widerstandselement kann im Gleichstrom- oder im Wechselstromkreis des Brückengleichrichters integriert sein. Vorteilhafterweise werden als Halbleiterschalter ein Feldeffekttransistor und als Widerstandselement ein ohmscher Widerstand oder ein Kondensator verwendet, der in Serie zur Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors geschaltet ist. Die Impedanz des Widerstandselementes wird derart gewählt, daß der Spannungsabfall über der Serienschaltung aus Widerstandselement und Drain-Source-Strecke im niederohmigen Zustand ca. 10 V beträgt. Durch diese Wahl wird beim Einschalten der Schaltungsanordnung bzw. der Lampen ein sicheres Durchschalten des Feldeffekttransistors in den niederohmigen Zustand gewährleistet und ein Kaltstart der Niederdruckendadungslampen verhindert. Besonders vorteilhaft, da kostengünstig und mit geringen Verlustleistungen arbeitend, läßt sich diese Schaltungsanordnung bei mehreren in Serie zueinander geschalteten Niedeidruckentladungslampen verwenden.
Nachstehend wird die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung anhand mehrerer bevorzugter Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen:
Figur 1
Die Schaltungsanordnung gemäß des ersten Ausführungsbeispiels zum Betrieb zweier in Serie geschalteter Niederdruckentladungslampen
Figur 2
Die Schaltungsanordnung gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels zum Betrieb einer Niederdruckentladungslampe
Figur 3
Die Schaltungsanordnung gemäß des dritten Ausführungsbeispiels zum Betrieb einer Niederdruckentladungslampe
Die Schaltungsanordnung gemäß des ersten Ausführungsbeispiels besitzt einen mit einer Gleichspannungsquelle verbundenen Halbbrückenwechselrichter, bestehend aus zwei Schalttransistoren Q1, Q2 und einer Ansteuerungseinheit A für diese Schalttransistoren. An den Mittenabgriff V1 des Halbbrückenwechselrichters ist ein Serienresonanzkreis angeschlossen, der eine Resonanzinduktivität L, einen Resonanzkondensator C2 und zwei in Serie zueinander geschaltete Niederdruckentladungslampen LP1, LP2 mit einer elektrischen Leistungsaufnahme von jeweils 58 W enthält. Der Sequenzstartkondensator C1 ist parallel zur Lampe LP1 und der Resonanzkondensator C2 parallel zur Serienschaltung beider Lampen LP1, LP2 angeordnet. Über den Kopplungskondensator C3, der an den Pluspol der Gleichspannungsquelle angeschlossen ist, wird der Stromkreis geschlossen. Die Schaltung besitzt ferner zwei Heizkreise zum Vorheizen der Lampenelektroden E1, E2, E3, E4.
Der erste Heizkreis wird von den Elektrodenwendeln E1, E4, dem Brückengleichrichter GL, der Primärwicklung des Transformators TR, dem ohmschen Widerstand Z und der Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3 gebildet. Er dient zum Heizen der Lampenelektroden E1 und E4. Der ohmsche Widerstand Z und die Drain-Source-Strecke sind in Reihe und zwischen die Gleichspannungsanschlüsse des Brückengleichrichters GL geschaltet, so daß sie im niederohmigen Zustand des Heizkreises bzw. des Feldeffekttransistors Q3 vom Elektrodenheizstrom durchflossen werden. Parallel zur Serienschaltung aus Widerstand Z und Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3 ist ein Spannungsteiler R1, R2 geschaltet, dessen Mittenabgriff M mit der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q3 und mit dem Kollektor eines Bipolartransistors Q4 verbunden ist. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q4 ist parallel zum Widerstand R2 des Spannungsteilers geschaltet. Parallel zum Spannungsteiler R1, R2 ist ferner ein RC-Glied R3, C5 angeordnet, über dessen Zeitkonstante die Dauer der Vorheizphase eingestellt werden kann. Insbesondere hängt die Dauer der Vorheizphase hier nicht vom temperaturabhängigen Verlauf des Elektrodenwendelwiderstandes ab. Die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q4 ist, zusammen mit einem Basisvorwiderstand R4 und einer Zenerdiode D1, parallel zum Kondensator C5 des RC-Gliedes geschaltet. Eine zwischen den Widerständen Z und R1 angeordnete Gleichrichterdiode D2 verhindert, daß der Entladestrom des Kondensators C5 über die Schaltstrecke des Feldeffekttransistors Q3 fließt.
Der zweite Heizbeis ist transformatorisch an den ersten gekoppelt und besteht aus den Elektrodenwendeln E2, E3, dem dazu in Serie geschalteten Widerstand R5 und der parallel zum Widerstand R5 angeordneten Sekundärwicklung des Transformators TR.
Nach Inbetriebnahme der Schaltungsanordnung erzeugt der Wechselrichter Q1, Q2, A zwischen den Abgriffen V1, V2 eine hochfrequente (ca. 50 KHz) Wechselspannung. Der Feldeffekttransistor Q3 wird über den Spannungsteiler R1, R2 eingeschaltet, wobei der Widerstand Z gewährleistet, daß im niederohmigen Zustand des Feldeffekttransistors Q3 eine ausreichend hohe Gleichspannung von ca. 10 V am Spannungsteiler R1, R2 zur Verfügung steht, um über den Widerstand R2 die Gate-Elektrode anzusteuern, so daß ein hochfrequenter Heizstrom durch die Lampenelektroden E1, E4 fließen kann. Über den Transformator TR wird im zweiten Heizkreis ein Heizstrom für die Lampenelektroden E2, E3 induziert. Während der Vorheizphase lädt sich der Kondensator C5 über den Widerstand R3 auf. Überschreitet die Spannung am Kondensator C5 einen kritischen Wert, so wird die Zenerdiode D1 leitend und schaltet den Bipolartransistor Q4 durch, so daß die nun leitfähige Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q4 den Widerstand R2 überbrückt. Dadurch wird der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q3 das Steuersignal entzogen, so daß seine Drain-Source-Strecke und damit auch der erste Heizkreis hochohmig wird. Über die transformatorische Kopplung wird auch der zweite Heizkreis gesperrt. Die Elektrodenvorheizphase ist beendet und am Resonanzkondensator C2 baut sich die für die Niederdruckentladungslampen LP1, LP2 erforderliche Zündspannung auf. Der Kondensator C5 lädt sich nach dem Zünden der Lampen LP1, LP2 über die Betriebsspannung der Lampen auf eine Gleichspannung auf, die über den Widerstand R4 und die Zenerdiode D1 zum sicheren Durchschalten des Transistors Q4 und damit zum Sperren des Feldeffekttransistors Q3 im Lampenbetrieb ausreicht.
Einzelheiten über die Funktionsweise des Halbbrückenwechselrichters Q1, Q2, A sollen hier nicht erläutert werden. Diese findet man beispielsweise in dem Buch "Elektronikschaltungen" von W. Hirschmann (Siemens AG) auf den Seiten 147-148 und in der EP-OS 276 460.
Eine Dimensionierung der in diesem Ausführungsbeispiel verwendeten elektrischen Bauteile ist in Tabelle 1 angegeben.
Figur 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Für funktionsgleiche Bauteile wurden ähnliche Bezugszeichen wie in Figur 1 gewählt. Die Schaltungsanordnung besitzt einen von einer Gleichstromquelle gespeisten Halbbrückenwechselrichter, bestehend aus den beiden Schalttransistoren Q1', Q2' und der Ansteuerungsvorrichtung A'. An den Mittenabgriff V1' des Wechselrichters ist ein Serienresonanzkreis angeschlossen, der eine Lampendrossel L', einen Koppelkondensator C3' und einen Resonanzkondensator C2' enthält. Der Resonanzkondensator C2' ist mit dem Minuspol der Gleichspannungsquelle verbunden. Parallel zum Resonanzkondensator C2' ist eine Niederdruckentladungslampe LP' mit vorheizbaren Elektroden wendeln E1', E2' geschaltet. Beide Lampenelektroden sind außerdem in einen Elektrodenheizkreis integriert, der als weitere wesentliche Bestandteile einen Kondensator Z', einen Brückengleichrichter GL' und einen Feldeffekttransistor Q3' aufweist. Die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3' ist zwischen die Gleichspannungsanschlüsse des Brückengleichrichters GL' integriert, während der Kondensator Z' in Reihe zu den Wechselspannungsanschlüssen des Brückengleichrichters GL' angeordnet ist, so daß der Kondensator Z' in Serie zur Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3' geschaltet ist. Die Ansteuerung des Feldeffekttransistors Q3' erfolgt über eine, mit einem Abgriff V3' im Heizkreis verbundene Gleichrichterdiode D2' und einen Spannungsteiler R1', R2', dessen Mittenabgriff M' an die Gate-Elektrode des Feldeffekttranssitors Q3' angeschlossen ist. Parallel zum Spannungsteiler R1', R2' ist ferner, wie bereits beim ersten Ausführungsbeispiel beschrieben, ein RC-Glied, bestehend aus dem ohmschen Widerstand R3' und dem Kondensator C5', geschaltet. Außerdem besitzt die Schaltungsanordnung einen weiteren Schalttransistor Q4', dessen Basisanschluß über eine Zenerdiode D1' und einen Vorwiderstand R4', die beide parallel zum Kondensator C5' angeordnet sind, angesteuert wird. Der Emitter des Transistors Q4' ist mit dem Minuspol des Kondensators C5' und mit dem Brückengleichrichter GL' verbunden, während der Kollektor des Transistors Q4' über den Mittenabgriff M' des Spannungsteilers R1', R2' an die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q3' angeschlossen ist. Zusätzlich besitzt die Schaltungsanordnung gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels ein Lampenspannungsüberwachungsglied, bestehend aus dem parallel zur Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3' geschalteten Spannungsteiler R6, R7 und der parallel zum Widerstand R7 angeordneten Reihenschaltung aus Gleichrichterdiode D3 und Kondensator C6.
Nach Inbetriebnahme der Schaltungsanordnung erzeugt der Wechselrichter Q1', Q2', A' im Serienresonanzkreis eine hochfrequente (ca. 50 KHz) Wechselspannung. Der Feldeffekttransistor Q3' wird über die Gleichrichteriode D2' und den Spannungsteiler R1', R2' eingeschaltet, wobei der Kondensator Z' gewährleistet, daß im niederohmigen Zustand des Feldeffekttransistors Q3' eine ausreichend hohe Spannung (beispielsweise 10 V) am Spannungsteiler R1', R2' zur Verfügung steht, um über den Widerstand R2' die Gate-Elektrode anzusteuern, so daß ein hochfrequenter Heizstrom durch die Lampenelektroden E1', E2' fließt. Im Unterschied zum ersten Ausführungsbeispiel, bei dem der in den Gleichstromkreis des Brückengleichrichters GL integrierte ohmsche Widerstand Z eine ausreichende Steuerspannung für den Feldeffekttransistor Q3 erzeugte, wird diese Steuerspannung hier mittels des in den Wechselstromkreis des Brückengleichrichters GL' integrierten Kondensators Z' erzeugt. Während der Vorheizphase wird der Kondensator C5' über die Gleichrichterdiode D2' und den ohmschen Widerstand R3' aufgeladen. Überschreitet die Spannung am Kondensator C5' einen kritischen Wert, so wird die Zenerdiode D1' leitend und schaltet den Bipolartransistor Q4' durch, so daß die nun leitfähige Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q4' den Widerstand R2' überbrückt. Dadurch wird der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q3' das Steuersignal entzogen, so daß seine Drain-Source-Strecke und damit auch der Heizkreis hochohmig wird. Die Elektrodenvorheizphase ist beendet und am Resonanzkondensator C2' baut sich die für die Niederdruckentladungslampe LP' erforderliche Zündspannung auf. Der Kondensator C5' lädt sich nach dem Zünden der Lampe LP' über die Betriebsspannung der Lampe auf eine Gleichspannung auf, die über den Widerstand R4' und die Zenerdiode D1' zum sicheren Durchschalten des Transistors Q4' und damit zum Sperren des Feldeffekttransistors Q3' im Lampenbetrieb ausreicht. Insoweit ist das Funktionsprinzip dieser Schaltung weitestgehend identisch zu der des ersten Ausführungsbeispiels. Das zusätzlich beim zweiten Ausführungsbeispiel installierte Lampenspannungsüberwachungsglied R6, R7, D3, C6 überwacht die Zünd- und Beoriebsspannung an der Niederdruckentladungslampe LP'. Der Spannungsabfall am Kondensator C6 wird von einer Abschaltungs-Vorrichtung ausgewertet, die hier der Übersichtlichkeit halber mit der Ansteuerungsvorrichtung A' zusammengefaßt ist. Niederdruckentladungslampen altern im Verlauf ihrer Betriebszeit, d. h., sie weisen einen Anstieg der Zündspannung und oft auch unsymmetrisch abgebrannte Elektroden auf. Letzteres kann zu einem Gleichstrombetrieb der Niederdruckentladungslampe führen. Ein Anstieg der Zünd- oder Betriebsspannung an der Lampe LP' wird über den Spannungsabfall am Kondensator C6 der Abschaltungsvorrichtung mitgeteilt. Überschreitet der Spannungsabfall am Kondensator C6 einen bestimmten Wert, so schaltet die Abschaltungsvorrichtung den Wechselrichter Q1', Q2' ab. Die Abschaltungsvorrichtung entzieht üblicherweise einem der Schalttransistoren Q1 oder Q2 des Halbbrückenwechselrichters das Basissignal und legt so den Wechselrichter still. Eine Beschreibung einer derartigen Abschaltungsvorrichtung findet man beispielsweise in dem Gebrauchsmuster DE-U 91 14 204.
In Figur 3 ist ein drittes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt. Die Schaltungsanordnung besitzt einen von einer Gleichstromquelle gespeisten Halbbrückenwechselrichter, bestehend aus den beiden Schalttransistoren Q1", Q2" und der Ansteuerungsvorrichtung A". An den Mittenabgriff V1" des Wechselrichters ist ein Serienresonanzkreis angeschlossen, der eine Lampendrossel L", einen Kopplungskondensator C3" und einen Resonanzkondensator C2" enthält. Der Resonanzkondensator C2" ist mit dem Minuspol der Gleichspannungsquelle verbunden. Parallel zum Resonanzkondensator C2" ist eine Niederdruckentladungslampe LP" mit vorheizbaren Elektrodenwendeln E1", E2" geschaltet. Beide Lampenelektroden E1", E2" sind ausserdem in einen Elektrodenheizkreis integriert, der als weitere wesentliche Bestandteile einen Kondensator Z" und einen Feldeffekttransistor Q3" aufweist. Der Kondensator Z" ist in Serie zur Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3" geschaltet. Die Ansteuerung des Feldeffekttransistors Q3" erfolgt über eine, mit einem Abgriff V3" im Heizkreis verbundene Gleichrichterdiode D2" und einen Spannungsteiler R1", R2", dessen Mittenabgriff M" an die Gate-Elektrode des Feldeffekttranssitors Q3" angeschlossen ist. Parallel zum Spannungsteiler R1", R2" ist ferner, wie bereits beim ersten Ausführungsbeispiel beschrieben, ein RC-Glied, bestehend aus dem ohmschen Widerstand R3" und dem Kondensator C5", geschaltet. Ausserdem besitzt die Schaltungsanordnung einen weiteren Schalttransistor Q4", dessen Basisanschluß über eine Zenerdiode D1" und einen Vorwiderstand R4", die beide parallel zum Kondensator C5" angeordnet sind, angesteuert wird. Der Emitter des Transistors Q4" ist mit dem Minuspol des Kondensators C5" und mit der Lampenelektrode E1" verbunden, während der Kollektor des Transistors Q4" über den Mittenabgriff M" des Spannungsteilers R1", R2" an die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q3" angeschlossen ist.
Die Funktionsweise des dritten Ausführungsbeispiels unterscheidet sich geringfügig von der der vorher erläuterten Ausführungsbeispiele. Beim dritten Ausführungsbeispiel ist der Feldeffekttransistor Q3 nicht, wie bie den ersten beiden Ausführungsbeispielen beschrieben, in den Gleichstromkreis eines Brückengleichrichters GL, GL' integriert, sondern direkt in den mit hochfrequentem Wechselstrom beaufschlagten Heizkreis geschaltet. Überraschenderweise funktioniert die Elektrodenvorheizung hier auch ohne Gleichrichter GL bzw. GL'.
Nach Inbetriebnahme der Schaltungsanordnung erzeugt der Wechselrichter Q1", Q2", A" im Serienresonanzkreis eine hochfrequente (ca. 50 KHz) Wechselspannung. Der Feldeffekttransistor Q3" wird über die Gleichrichterdiode D2" und den Spannungsteiler R1", R2" eingeschaltet, wobei der Kondensator Z" gewährleistet, daß im niederohmigen Zustand des Feldeffekttransistors Q3" eine ausreichend hohe Spannung (beispielsweise 10 V) am Spannungsteiler R1", R2" zur Verfügung steht, um über den Widerstand R2" die Gate-Elektrode anzusteuern, so daß ein hochfrequenter Heizstrom durch die Lampenelektroden E1", E2" fließt. Im Unterschied zu den vorherigen beiden Ausführungsbeispielen sieht der Feldeffekttransistor Q3 hier einen Wechselstrom. Im niederohmigen Zustand der Drain-Source-Strecke, d. h. während der Elektrodenvorheizphase, wird die positive Halbwelle des Heizstromes über die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3" geleitet, während die negative Halbwelle des Heizstromes über die parallel zur Drain-Source-Strecke geschaltete, in den Feldeffekttransistor Q3" integrierte Freilaufdiode (in Figur 3 gestrichelt abgebildet) fließt. Während der Vorheizphase wird außerdem der Kondensator C5" über die Gleichrichterdiode D2" und den ohmschen Widerstand R3" aufgeladen. Überschreitet die Spannung am Kondensator C5" einen kritischen Wert, so wird die Zenerdiode D1" leitend und schaltet den Bipolartransistor Q4" durch, so daß die nun leitfähige Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q4" den Widerstand R2" überbrückt. Dadurch wird der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q3" das Steuersignal entzogen, so daß seine Drain-Source-Strecke und damit auch der Heizkreis hochohmig wird. Die Elektrodenvorheizphase ist nunmehr beendet und am Resonanzkondensator C2" baut sich die für die Niederdruckentladungslampe LP" erforderliche Zündspannung auf. Der Kondensator C5" lädt sich nach dem Zünden der Lampe LP" über die Betriebsspannung der Lampe auf eine Gleichspannung auf, die über den Widerstand R4" und die Zenerdiode D1" zum sicheren Durchschalten des Transistors Q4" und damit zum Sperren des Feldeffekttransistors Q3" im Lampenbetrieb ausreicht. Nach Beendigung der Vorheizphase entsteht mit Hilfe der Freilaufdiode an der Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q3" eine Sperrspannung, die ungefähr der Zünd- bzw. Betriebsspannung der Lampe LP" entspricht. Daher ist bei der Auswahl des Feldeffekttransistors Q3" darauf zu achten, daß dieser eine ausreichende Spannungsfestigkeit besitzt. Allerdings kann die Spannungsbelastung des Feldeffekttransistors Q3" auch mit Hilfe eines zusätzlichen, parallel zur Drain-Source-Strecke geschalteten Kondensators C" (in Figur 3 gestrichelt abgebildet), so daß er mit dem Kondensator Z" einen kapazitiven Spannungsteiler bildet, verringert werden.
Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die oben näher beschriebenen Ausführungsbeispiele. Beispielsweise kann das RC-Glied R3, C5 zusätzlich zu seiner oben beschriebenen Funktion, bei geeigneter Dimensionierung, auch die Funktion der Lampenspannungsüberwachungeinheit R6, R7, C6, D3 übernehmen. In diesem Fall wird von der Abschaltvorrichtung der Spannungsabfall am Kondensator C5 überwacht.
Dimensionierung der elektrischen Bauteile für zwei in Serie geschaltete 58 W-Leuchtstofflampen gemäß des ersten Ausführungsbeispiels
Q1, Q2 BUF644
Q3 BUZ80
Q4 BC547B
L 1,25 mH
C1 100 pF
C2 7,5 nF
C3 200 nF
C5 2,2 µF
Z 6,8 Ω
R1 240 KΩ
R2 1 MΩ
R3 480 KΩ
R4 10 KΩ
R5 2,2 KΩ

Claims (10)

  1. Schaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehrerer Niederdruckentladungslampen, bestehend aus
    einem Wechselrichter (Q1, Q2; Q1', Q2'; Q1", Q2") mit einer Ansteuerungsvorrichtung (A; A'; A")
    einer Gleichspannungsversorgung für den Wechselrichter,
    einem Resonanzkreis, der an den Wechselrichter (Q1, Q2; Q1', Q2'; Q1", Q2") angeschlossen ist und wenigstens eine Resonanzinduktivität (L; L'; L") sowie einen Resonanzkondensator (C2; C2'; C2") besitzt und mindestens eine, mit vorheizbaren Elektrodenwendeln (E1, E2, E3, E4; E1', E2'; E1", E2") ausgestattete Niederdruckentladungslampe (LP1, LP2; LP'; LP") betreibt,
    einem Heizschaltkreis zum Vorheizen von Lampenelektroden (E1, E4; E1', E2'; E1", E2"),
    einem Halbleiterschalter (Q3; Q3'; Q3"), der den Heizschaltkreis zwischen einem niederohmigen und einem hochohmigen Zustand schaltet, und dessen Schaltstrecke in den Heizschaltkreis integriert ist,
    einem Widerstandselement (Z; Z'; Z"), das in den Heizschaltkreis integriert und in Serie zur Schaltstrecke des Halbleiterschalters (Q3; Q3'; Q3") geschaltet ist,
    dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstandswert des Widerstandselementes (Z; Z'; Z") so dimensioniert ist, dass im niederohmigen Zustand der Schaltstrecke an der Serienschaltung, bestehend aus dem Widerstandselement (Z; Z'; Z") und der Halbleiterschaltstrecke, eine elektrische Spannung anliegt, die den Halbleiterschalter (Q3; Q3'; Q3") niederohmig steuert, und die Schaltungsanordnung ein RC-Glied (R3, C5; R3', C5'; R3", C5") aufweist, das parallel zu der aus dem Widerstandselement (Z; Z'; Z") und der Halbleiterschaltstrecke des Halbleiters (Q3; Q3'; Q3") bestehenden Serienschaltung angeordnet ist und über dessen Zeitkonstante die Dauer der Vorheizphase eingestellt wird.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleiterschalter (Q3; Q3'; Q3") ein Feldeffekttransistor ist, dessen Drain-Source-Strecke in Serie zum Widerstandselement (Z; Z'; Z") geschaltet ist.
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandselement (Z) ein ohmscher Widerstand ist.
  4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandselement (Z'; Z") ein Kondensator ist.
  5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsabfall über der Serienschaltung aus Widerstandselement (Z; Z'; Z") und Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors (Q3; Q3'; Q3") im niederohmigen Zustand der Drain-Source-Strecke ungefähr 10 V beträgt.
  6. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors (Q3") direkt in den mit Wechselstrom beaufschlagten Heizschaltkreis integriert ist.
  7. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 2, 4 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung parallel zur Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors (Q3") einen Kondensator (C") besitzt, der mit dem Widerstandselement (Z") einen kapazitiven Spannungsteiler bildet.
  8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, daß in den Heizschaltkreis ein Brückengleichrichter (GL; GL') integriert ist, wobei der Halbleiterschalter (Q3; Q3') zwischen die Gleichspannungsanschlüsse des Brückengleichrichters (GL; GL') geschaltet ist.
  9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in den Heizschaltkreis ein Lampenspannungsüberwachungsglied (R6, R7, C6, D3) integriert ist, das die Schaltungsanordnung in Verbindung mit einer Abschaltungsvorrichtung bei überhöhter Lampenzünd- oder Lampenbetriebsspannung abschaltet.
  10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das RC-Glied (R3, C5; R3', C5'; R3", C5") als Lampenspannungsüberwachungsglied ausgebildet ist, das die Schaltungsanordnung in Verbindung mit einer Abschaltungsvorrichtung bei überhöhter Lampenzünd- oder Lampenbetriebsspannung abschaltet.
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