EP1654913A1 - Vorschaltgerät für mindestens eine hochdruckentladungslampe, betriebsverfahren und beleuchtungssystem für eine hochdruckentladungslampe - Google Patents

Vorschaltgerät für mindestens eine hochdruckentladungslampe, betriebsverfahren und beleuchtungssystem für eine hochdruckentladungslampe

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EP1654913A1
EP1654913A1 EP04738920A EP04738920A EP1654913A1 EP 1654913 A1 EP1654913 A1 EP 1654913A1 EP 04738920 A EP04738920 A EP 04738920A EP 04738920 A EP04738920 A EP 04738920A EP 1654913 A1 EP1654913 A1 EP 1654913A1
Authority
EP
European Patent Office
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voltage
pressure discharge
discharge lamp
converter
class
Prior art date
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Application number
EP04738920A
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English (en)
French (fr)
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EP1654913B1 (de
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Bernhard Siessegger
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Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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Publication date
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Publication of EP1654913A1 publication Critical patent/EP1654913A1/de
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Publication of EP1654913B1 publication Critical patent/EP1654913B1/de
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Definitions

  • the invention relates to a standard switching device for at least one high-pressure discharge lamp according to the preamble of claim 1 and an operating method for at least one high-pressure discharge lamp and a lighting system.
  • Such a standard switching device is disclosed, for example, in European laid-open publication EP 0 386990 A2.
  • This document describes a standard switching device which enables the operation of a metal halide high-pressure discharge lamp with a frequency-modulated voltage, which, inter alia, can also be essentially sinusoidal and whose carrier frequency is in the range from 20 kilohertz to 80 kilohertz.
  • the standard switching device is designed in two stages. It essentially consists of a step-up converter with a downstream inverter that applies an alternating current to the lamp.
  • the ignition device essentially consists of a cascade circuit made up of several diodes and capacitors for voltage multiplication.
  • the ballast according to the invention for operating at least one high-pressure discharge lamp has a voltage converter for generating an essentially sinusoidal alternating current, which is designed according to the invention as a class E converter.
  • a class E converter is a converter according to the publication "Class E - A New Class of High-Efficiency Tuned Single-Ended Switching Power Amplifiers" by Nathan O. Sokal and Alan D. Sokal in the IEEE Journal of So - lid-State Circuits, vol. SC-10, No. 3, June 1975.
  • the basic diagram of such a class E converter is shown in Figure 20.
  • a largely sinusoidal alternating current for the at least one high-pressure discharge lamp can be generated in a simple manner by means of the class E converter. As a result, no complex bridge circuits with two or more electronic switches and their control are required.
  • the operation of the at least one high-pressure discharge lamp with an essentially sinusoidal alternating current has the advantage that it has no or only a very small harmonic component and therefore no acoustic resonances are excited in the discharge medium of the high-pressure discharge lamp if the frequency of the alternating current lies outside the acoustic resonances. Due to the very low harmonic content of the largely sinusoidal alternating current, the effort for radio interference suppression of the ballast is also low.
  • the sinusoidal lamp current enables stable, in particular flicker-free lamp operation.
  • the operation of the high-pressure discharge lamp with an alternating current of high frequency, preferably greater than 100 kilohertz, permits miniaturization of the ballast according to the invention, so that it can be accommodated in the lamp base.
  • the ignition of the gas discharge in the high-pressure discharge lamp is problematic, since the inductance of the ignition transformer is of the order of magnitude of the lamp impedance and is no longer negligible.
  • the inductance of the secondary winding of the ignition transformer no longer forms a parasitic element, but rather a functional component of the voltage converter designed as a class E converter, not only during the ignition phase of the high-pressure discharge lamp, but during the entire lamp operation .
  • the ballast according to the invention is particularly well suited for operating low-pressure high-pressure discharge lamps, such as, for example, high-pressure discharge lamps in motor vehicle headlights or in projection applications which have electrical powers between 25 watts and 35 watts, and in particular high-pressure discharge lamps with a comparatively low operating voltage of less than or equal to 100 volts , or even less than or equal to 50 volts, as in the case of mercury-free metal halide high-pressure discharge lamps for motor vehicle headlights.
  • the ballasts of these lamps are operated on the vehicle electrical system voltage.
  • the voltage load of the controllable switch of the voltage converter designed according to the invention as a class E converter can be kept correspondingly low during operation of the aforementioned high-pressure discharge lamps with a low operating voltage, although they are approximately 3.6 times the value at a duty cycle of 0.5 of the controllable switch the input voltage of the voltage converter is reached.
  • the voltage converter of the ballast according to the invention which is designed as a class E converter according to the invention, is supplied with a DC voltage and advantageously has the features described below.
  • An inductance and the switching path of a controllable switch are connected between the DC voltage inputs of this voltage converter or between its positive DC voltage input and the ground potential.
  • a diode is arranged antiparallel to the switching path of this switch. Antiparallel means that the diode is opposite that from the DC voltage source at the DC voltage input.
  • de_s class E converter provided direct current is switched in the reverse direction.
  • a capacitor is arranged parallel to the switching path of the switch and also to the diode.
  • a parallel circuit to the capacitance is designed as a series resonance circuit to which the load to be operated is coupled.
  • the series resonance circuit consists of a coil and a capacitor.
  • the aforementioned inductance at the DC voltage input of the voltage converter is preferably dimensioned such that it works as a constant current source and the current flowing in the closed state via the switching path of the controllable switch or in the open state via the capacitance is composed of a direct current and a sinusoidal alternating current is generated by the series resonance circuit.
  • the controllable switch is preferably switched at a clock frequency which is greater than the resonance frequency of the series resonance circuit, in order to ensure that no voltage is present at the controllable switch during the switching processes and the switching losses of the switch are correspondingly low.
  • the anti-parallel diode prevents a negative voltage from building up across the switching path of the controllable switch of the class E converter.
  • the ballast according to the invention preferably also includes an ignition device for igniting the gas discharge in the high-pressure discharge lamp.
  • This ignition device can be arranged in the same housing as all other components of the ballast or else spatially separated, for example in the lamp base of the high-pressure discharge lamp.
  • the ignition device is advantageously coupled to an inductance for its voltage supply, preferably to the inductance of the class E converter, which works as a constant current source during lamp operation.
  • this inductance of the class E converter is advantageously designed as an autotransformer, in particular if a high supply voltage is required for the ignition device.
  • the ignition device is as
  • Pulse ignition device often referred to in the literature as a superimposed ignition device.
  • the pulse ignition device has a compact structure and can therefore easily be in the lamp base of the high-pressure discharge lamp to get integrated.
  • the secondary winding of the ignition transformer of the pulse ignition device can be formed as part of the series resonant circuit of the class E converter.
  • the inductance of the aforementioned secondary winding is thus also used for the series resonant circuit of the class E converter.
  • the capacitance of the class E converter connected in parallel with the switching path of the controllable switch and the capacitance of the series resonance circuit keep the ignition voltage pulses away from the switch of the class E converter, because these can be approximately regarded as a short circuit for the ignition voltage pulses.
  • a voltage-limiting component can also be used in parallel with the switch or in parallel with the series connection comprising the secondary winding of the ignition transformer and lamp.
  • a Z-diode, a suppressor diode or a gas-filled surge arrester can be used as a voltage-limiting component.
  • the ignition device can also be designed as a DC voltage ignition device or as a resonance ignition device. The aforementioned DC ignition device can advantageously be used for very high operating frequencies of the class E converter and also offers the advantage that it can be coupled to the capacity of the series resonant circuit of the class E converter during the ignition phase of the high-pressure discharge lamp.
  • the electrical connections of the at least one high-pressure discharge lamp can be arranged directly in the series resonant circuit of the class E converter or else can be inductively coupled to the aforementioned series resonant circuit by means of a transformer. Using this transformer, an impedance matching of the high-pressure discharge lamp to the class E converter can be carried out and a galvanic separation between the high-pressure discharge lamp and the class E converter can also be achieved.
  • any direct voltage source can be used for the direct voltage supply of the voltage converter designed according to the invention as a class E converter, for example in the case of a motor vehicle headlight high-pressure discharge lamp also the battery or the alternator of a motor vehicle.
  • a step-up converter is preferably connected upstream of the voltage converter designed as a class E converter in order to supply the class E converter with the most stable DC input voltage possible and to regulate the electrical power consumption of the high-pressure discharge lamp by regulating the DC voltage input of the class E converter can.
  • a step-down converter can also be used instead of a step-up converter to stabilize the supply voltage of the class E converter.
  • the power consumption of the high-pressure discharge lamp is advantageously regulated via the level of the supply voltage of the class E converter in order to ensure the formation of a stable discharge arc.
  • the components of the ionizable filling of the high-pressure discharge lamp evaporate.
  • the high-pressure discharge lamp can be operated in this way with significantly increased power during the transition phase.
  • the high-pressure discharge lamp can also be regulated via the switching frequency or the pulse duty factor of the controllable switch of the class E converter.
  • the switching frequency and the pulse duty factor should be selected so that there is no voltage on the controllable switch of the class E converter during the switching processes.
  • the switch of the class E converter is advantageously switched such that a resonance-exaggerated voltage is made available at the inductor, which is arranged at the DC voltage input becomes.
  • This excessive resonance voltage can advantageously be used to supply the ignition device.
  • the ballast according to the invention enables the generation of a largely sinusoidal lamp alternating current with simple means.
  • the lamp is operated with an essentially sinusoidal alternating current, the frequency of which is slightly above the resonant frequency of the series resonant circuit of the class E converter.
  • the components of the series resonance circuit of the class E converter are preferably matched to the geometry of the discharge vessel and the spacing of the electrodes of the high-pressure discharge lamp in such a way that the resonance frequency of the series resonance circuit of the class E converter is in a frequency range that is free of acoustic resonances the high pressure discharge lamp.
  • the resonance frequency lies in a frequency window that is either located above the acoustic resonances or is arranged between two adjacent acoustic resonances. This ensures that no acoustic resonances are excited in the high-pressure discharge lamp, because the switching frequency of the class E converter is slightly above the resonance frequency during stationary lamp operation. This means that frequency modulation of the lamp current is not absolutely necessary.
  • the discharge vessel is cylindrical at least in the area of the gas discharge.
  • the aspect ratio that is to say the ratio of the electrode spacing and the inner diameter of the cylindrical section of the discharge vessel, is preferably greater than 0.86 and particularly preferably greater than 2. This shifts the longitudinal acoustic resonance to a low frequency and creates sufficiently broad frequency ranges that are free of acoustic resonances.
  • Figure 1 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the first embodiment of the invention
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the second embodiment of the invention.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the third embodiment of the invention.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the fourth embodiment of the invention.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the fifth embodiment of the invention.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the sixth embodiment of the invention.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the seventh embodiment of the invention.
  • FIG. 8 shows the control signal for the MOSFET and the drain-source voltage at the MOSFET during the ignition phase of the high-pressure discharge lamp for the exemplary embodiment shown in FIG.
  • FIG. 9 The control signal for the MOSFET, the drain-source voltage on the MOSFET and the lamp alternating current and the voltage drop across the high-pressure discharge lamp during stationary lamp operation for the exemplary embodiment shown in FIG. 7
  • FIG. 10 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the eighth embodiment of the invention.
  • Figure 11 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the ninth embodiment of the invention
  • Figure 12 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the tenth exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the eleventh embodiment of the invention.
  • Figure 14 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the twelfth embodiment of the invention.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the thirteenth embodiment of the invention.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the fourteenth embodiment of the invention.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the fifteenth embodiment of the invention.
  • Figure 18 is a side view of a high-pressure discharge lamp, which is operated on the ballast device according to the invention, in a schematic, partially sectioned representation
  • Figure 19 is a side view of a high-pressure discharge lamp, which is operated on the ballast according to the invention and which has an ignition device integrated in the base, in a schematic, partially sectioned illustration
  • Figure 20 The circuit diagram of a class E converter (prior art)
  • FIG. 21 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the sixteenth embodiment of the invention.
  • Figure 22 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the seventeenth embodiment of the invention
  • Figure 23 is a circuit diagram of the circuit arrangement of the ballast according to the eighteenth embodiment of the invention
  • FIG. 1 the circuit diagram of the ballast according to the first embodiment of the invention is shown schematically.
  • This ballast has a DC voltage input with two DC voltage connections which are connected to the voltage output of a DC voltage source 100.
  • the positive DC voltage connection is connected via an inductor 101 and the switching path of a controllable switch 102 to the negative DC voltage connection or to the internal ground potential.
  • a diode 103 is connected antiparallel to the switching path of the switch 102.
  • a capacitor 104 is connected in parallel with the switching path of the switch 102 and also in parallel with the diode 103.
  • the capacitor 105 and the secondary winding 106b of a transformer 106 are arranged in a parallel circuit to the capacitor 104.
  • the capacitor 105 and the secondary winding 106b form a series resonance circuit. Electrical connections for a high-pressure discharge lamp LP1 are arranged in the series resonance circuit, so that when the lamp LP1 is connected, its discharge path is connected in series in the series resonance circuit.
  • an ignition device 107 is provided, which has an ignition transformer 106 with a primary winding 106a and a secondary winding 106b. During the ignition phase of the high-pressure discharge lamp, the required ignition voltage is provided on the electrode of the high-pressure discharge lamp connected to the secondary winding 106b.
  • the ignition device 107 can be designed, for example, as a pulse ignition device.
  • the second exemplary embodiment of the ballast according to the invention shown in FIG. 2 differs from the first exemplary embodiment in that the high-pressure discharge lamp LP2 is not connected directly to the series resonant circuit of the class E converter, but is coupled to the aforementioned series resonant circuit via a transformer 208.
  • the transformer 208 with primary winding 208a and secondary winding 208b serves to match the impedance of the lamp LP2 to the class E converter and to electrically isolate the lamp LP2 from the class E converter. Due to the impedance matching, it is also possible to operate high-pressure discharge lamps with a burning voltage that differs greatly from the supply voltage of the class E converter on the class E converter.
  • the arrangement and function of the components 200, 201, 202, 203, 204 and 205 corresponds to the arrangement and function of the components 100, 101, 102, 103, 104 and 105 of the first exemplary embodiment.
  • the ignition device 207 can also be designed as a pulse ignition device. It has an ignition transformer 206 with a primary winding 206a and a secondary winding 206b, the secondary winding 206b being connected together with the high-pressure discharge lamp LP2 in the secondary circuit of the transformer 208.
  • the electrode of the high-pressure discharge lamp LP2 connected to the secondary winding 206b is subjected to high-voltage pulses during the ignition phase.
  • the transmission ratio of the transformer 208 and the value of the capacitance 205 as well as the inductance of the secondary winding 206b of the ignition transformer 206 must be taken into account.
  • the transformer 208 can be inserted into the circuit according to FIG. 1 in different ways for impedance matching in order to arrive at the second exemplary embodiment.
  • the primary winding 208a of the transformer 208 can be inserted at the node between the capacitor 105 and the secondary winding 106b and the node between the capacitor 104 and the high-pressure discharge lamp LP1, as shown in FIG. 2.
  • the primary winding 208a of the transformer 208 can also be inserted at the node between the secondary winding 106b and the high-pressure discharge lamp LPl and the kjote point between the capacitor 104 and the high-pressure discharge lamp LPl (not shown). In the latter case, transformer 208 can contribute to increasing the ignition voltage.
  • the third exemplary embodiment of the ballast according to the invention shown in FIG. 3 is largely identical to the first exemplary embodiment.
  • the arrangement and function of the components 300, 301, 302, 303 correspond to 304, 305, 306, 306a, 306b and LP3 of the arrangement and function of the corresponding components 100, 101, 102, 103, 104, 105, 106, 106a, 106b and LPl of the first embodiment.
  • the only difference between the two exemplary embodiments is the voltage supply to the ignition device 307.
  • the ignition device 307 is supplied with voltage by the class E converter.
  • a voltage input of the ignition device 307 is connected to the node between the inductor 301, the controllable switch 302 and capacitor 304 and the other voltage input is connected to the ground potential or to the negative DC voltage input of the class E converter.
  • the fourth exemplary embodiment of the ballast according to the invention shown in FIG. 4 differs from the third exemplary embodiment only in the use of an autotransformer 401 instead of the inductor 301.
  • the autotransformer has only one winding with two winding sections 401a and 401b.
  • the first winding section 401a is connected to the class E converter and performs the same function as the inductance 301 of the third exemplary embodiment.
  • the second winding section 401b is connected to a voltage input of the ignition device 407 and serves to supply voltage to the ignition device 407.
  • the center tap between the two winding sections 401a, 401b is connected to the node between the switch 402, the cathode of the diode 403 and the capacitor 404.
  • the other voltage input of the ignition device is connected to the ground potential or to the negative DC voltage connection of the DC voltage source 400.
  • the arrangement and function of the components 400, 402, 403, 404, 405, 406, 406a, 406b and LP4 are identical to the arrangement and function of the corresponding components 300, 302, 303, 304, 305, 306, 306a, 306b and LP3 of the third embodiment.
  • a symmetrical voltage doubler circuit or a cascade circuit for supplying voltage to the ignition device can be connected in front of the ignition device if the voltage generated by the class E converter is not sufficient.
  • the fifth exemplary embodiment of the ballast according to the invention shown in FIG. 5 is largely identical to the fourth exemplary embodiment. In contrast to the fourth exemplary embodiment, it shows details of a pulse ignition device and has an additional capacitor 511 which is connected in parallel with the DC voltage input of the class E converter. The capacitor 511 essentially prevents a current from the autotransformer 501 from being fed back into the DC voltage source 500.
  • the primary winding 501a of the autotransformer 501 and the capacitor 504 form a series resonance circuit, since the circuit is interrupted in parallel with the capacitor 504, consisting of the components 505, 506b and LP5, due to the non-conductive discharge path of the high-pressure discharge lamp LP5 , Since the voltage across the capacitance 504 during the ignition phase of the high-pressure discharge lamp LP5 can become greater than the supply voltage in the blocking phase of the switch 502, the current flow in the inductor 501a can be reversed at times.
  • the pulse ignition device consists of the ignition transformer 506, the ignition capacitor 507, the spark gap 508, the resistor 509 and the rectifier diode 510.
  • the voltage input of the pulse ignition device is via the winding 501b of the autotransformer with the node between the switch 502, the diode 503 and the capacitor 504 connected.
  • the other voltage input that is to say the node between the ignition capacitor and the primary winding 506a of the ignition transformer 506, is connected to the ground potential or to the negative DC voltage connection of the DC voltage source 500.
  • the arrangement and function of the components 500, 501, 501a, 501b, 502, 503, 504, 505, 506, 506a, 506b and LP5 agree with the arrangement and function of the corresponding components 400, 401, 401a, 401b, 402, 403, 404, 405, 406, 406a, 406b and LP4 of the fourth embodiment.
  • the ignition capacitor 507 is charged to the breakdown voltage of the spark gap 508 by means of the DC voltage source and the autotransformer 501 via the diode 510 and the resistor 509.
  • the capacitor 507 discharges intermittently via the spark gap 508, the discharge current flowing through the primary winding 506a of the ignition transformer 506. Due to the high High voltage pulses are induced in the secondary winding 506b for the electrode of the high-pressure discharge lamp LP5 connected to the secondary winding 506b, which lead to the ignition of the gas discharge in the lamp LP5.
  • the ignition capacitor 507 is not sufficiently charged to trigger a breakdown of the spark gap 508.
  • the sixth exemplary embodiment of the ballast according to the invention shown in FIG. 6 is identical to the fifth exemplary embodiment.
  • the arrangement and function of the components 600, 601, 601a, 601b, 602, 603, 604, 605, 606, 606a, 606b, 607, 608, 609, 610, 611 and LP6 are identical to the corresponding components 500, 501, 501a, 501b, 502, 503, 504, 505, 506, 506a, 506b, 507, 508, 509, 510, 511 and LP5 of the fifth embodiment.
  • the sixth exemplary embodiment shows details of the controllable switch 602.
  • the controllable switch 602 is designed here as a field effect transistor, in particular as a MOSFET.
  • the diode 603 connected antiparallel to its switching path is already integrated in the MOSFET 602 as a body diode.
  • the MOSFET 602 has a parasitic capacitance 612, which results from the internal structure of the MOSFET parallel to the drain-source path and which at sufficiently high switching frequencies of the field effect transistor 602, that is to say when the high-pressure discharge lamp LP6 is operated with an alternating current of a sufficiently high frequency, can be used instead of the capacitor 604 or must be taken into account when dimensioning the capacitor 604.
  • the gate connection of the field effect transistor 602 is connected to a control circuit 613, which is used to control the switching operations of the transistor 602. Table 1 shows the dimensions of the individual components of the circuit arrangement according to the sixth exemplary embodiment of the invention.
  • the DC voltage source 600 provides a DC voltage of 120 volts at the voltage input of the class E converter.
  • the field effect transistor 602 is controlled by the control circuit 613 with a switching frequency of approximately 87 kilohertz and one Duty cycle of 0.5 switched.
  • the ignition capacitor 607 is charged to the breakdown voltage of the spark gap 608 via the diode 610 and the resistor 609.
  • the ignition capacitor 607 When the breakdown voltage of the spark gap 608 is reached, the ignition capacitor 607 is discharged intermittently via the primary winding 606a of the ignition transformer 606, and high-voltage pulses of up to 40,000 volts are induced in its secondary winding 606b to ignite the gas discharge in the high-pressure discharge lamp.
  • the gas discharge Immediately after the gas discharge is ignited in the high-pressure discharge lamp, the gas discharge is mainly carried by the xenon in the ionizable filling.
  • the other filling components, the metal halides evaporate and contribute to the discharge and to the light emission.
  • the supply voltage of 120 volts provided by the DC voltage source 600 is continuously reduced to a value of 70 volts, so as to set the desired lamp power.
  • the electrical properties, in particular the impedance of the high-pressure discharge lamp LP6, change considerably during the transition from the ignition phase to the stationary operating state.
  • the lamp LP6 is operated with increased power in order to ensure the fastest possible transition to stationary lamp operation.
  • the switching frequency of the field effect transistor 602 is increased from approximately 87 kilohertz to approximately 360 kilohertz.
  • the voltage drop across the ignition capacitor 607 no longer reaches the breakdown voltage of the spark gap 608.
  • the secondary winding 606 of the ignition transformer 606b serves as resonance inductance 606b of the series resonance circuit of the class E converter.
  • the high-pressure discharge lamp LP6 is a mercury-free metal halide high-pressure discharge lamp with an electrical power consumption of 30 watts and a burning voltage of approx. 30 volts. It serves as a motor vehicle headlight lamp.
  • the DC voltage source 600 contains a step-up converter, the voltage output of which forms the DC voltage output of the DC voltage source 600 and which supplies the voltage for the class E converter generated from the vehicle electrical system voltage.
  • the seventh exemplary embodiment shown in FIG. 7 is largely identical to the second exemplary embodiment of the ballast according to the invention shown in FIG.
  • the seventh exemplary embodiment also shows details of the pulse ignition device and the controllable switch.
  • the controllable switch is designed here as a field effect transistor, in particular as a MOSFET 1602. It is controlled by the control circuit 1613.
  • the inductance at the positive DC voltage connection of the DC voltage source 1600 is designed as an autotransformer 1601 and a capacitor 1661 of comparatively high capacitance is connected in parallel with the DC voltage output of the DC voltage source 1600 in order to prevent effects of the autotransformer 1601 on the DC voltage source 1600, as already in the fifth exemplary embodiment of the corresponding component 511 and FIG.
  • the first winding section 1601a of the autotransformer 1601 is connected to the class E converter, so that the positive direct voltage connection of the direct voltage source 1600 via the first winding section 1601a and the drain-source path of the field effect transistor 1602 with the negative direct voltage connection of the direct voltage source 1600 or with is connected to the ground potential.
  • the second winding section 1602b of the autotransformer 1602 serves to supply the pulse ignition device with voltage.
  • a diode 1603 is connected antiparallel to the switching path, that is to say the drain-source path, of transistor 1602, which is integrated here in transistor 1602 as the so-called body diode of transistor 1602.
  • a capacitor 1604 is connected in parallel to the diode 1603 and also to the drain-source path of the transistor 1602, the dimensioning of which takes into account the parasitic capacitance 1612 of the transistor 1602, as has already been explained in the sixth exemplary embodiment with reference to the transistor 602 and FIG.
  • the parallel circuit to the capacitor 1604 consisting of the capacitance 1605 and the primary winding 1614a of the transformer 1614 is designed as a series resonance circuit.
  • the secondary winding 1614b of the transformer 1614 supplies the connected, from the secondary winding 1606b of the ignition transformer mators 1606 and the high-pressure discharge lamp LP 16, or the electrical connections of the high-pressure discharge lamp, existing circuit with energy.
  • the second winding section 1601b of the autotransformer 1601 is connected to the node between the source connection of the transistor 1602, the cathode of the diode 1603 and the capacitor 1604 and the capacitor 1605.
  • the ignition capacitor 1607 is charged via the diode 1610 and the resistor 1609 to the breakdown voltage of the spark gap 1608 connected in parallel with the ignition capacitor 1607.
  • the ignition capacitor 1607 discharges intermittently via the primary winding 1606a of the ignition transformer 1606. This induces high-voltage pulses in the secondary winding 1606b of the ignition transformer 1606 to ignite the gas discharge in the high-pressure discharge lamp.
  • the node between the ignition capacitor 1607 and the primary winding 1606a of the ignition transformer 1606 is connected to the ground potential or to the negative connection of the DC voltage source 1600.
  • the transformer 1614 is used to match the impedance of the flap pressure discharge lamp LP 16 to the class E converter and to provide electrical isolation from the class E converter.
  • the transformer 1614 can also be designed as an autotransformer if galvanic isolation is not required. A dimensioning of the components used is given in Table 2.
  • the DC voltage source 1600 provides a DC voltage of 80 volts at the voltage input of the class E converter.
  • the field effect transistor 1602 is switched by the control circuit 1613 with a switching frequency of approximately 59 kilohertz and a pulse duty factor of 0.5.
  • the ignition capacitor 1607 is charged to the breakdown voltage of the spark gap 1608 via the diode 1610 and the resistor 1609.
  • the ignition capacitor 1607 is discharged intermittently via the primary winding 1606a of the ignition transformer 1606 and high voltages are generated in its secondary winding 1606b.
  • Induction impulses of up to 40,000 volts to ignite the gas discharge in the high pressure discharge lamp Immediately after the gas discharge is ignited in the high-pressure discharge lamp LP 16, the gas discharge is mainly carried by the xenon in the ionizable filling. During the transition from the ignition phase to the stationary lamp operating state, the other filling components, the metal halides, evaporate and contribute to the discharge and light emission. During this time, the supply voltage of 80 volts provided by the DC voltage source 1600 is continuously reduced to a value of 40 volts, so as to set the desired lamp power. The inherent electrical shadows, in particular the impedance of the high-pressure discharge lamp LP 16, change considerably during the transition from the ignition phase to the stationary operating state.
  • the LP 16 lamp is operated with increased power in order to ensure the fastest possible transition to stationary lamp operation.
  • the switching frequency of the field effect transistor 1602 is increased from approximately 59 kilohertz to approximately 215 kilohertz.
  • the voltage drop across the ignition capacitor 1607 no longer reaches the breakdown voltage of the spark gap 1608.
  • the high-pressure discharge lamp LP 16 is a mercury-free metal halide high-pressure discharge lamp with an electrical power consumption of 30 watts and an operating voltage of approximately 30 volts, as has already been described in the sixth exemplary embodiment. It serves as a motor vehicle headlight lamp.
  • the DC voltage source 1600 contains a step-up converter whose voltage output forms the DC voltage output of the DC voltage source 1600 and which generates the supply voltage for the class E converter from the vehicle electrical system voltage.
  • the step-up converter can, however, be dispensed with if the vehicle electrical system voltage is sufficiently high or if the transformer 1614 is suitably dimensioned.
  • FIG. 8 shows as curve A the time course of the control circuit 1613 to the gate of the high-pressure discharge lamp LP6 during the ignition phase Transmitted transistor 1602, substantially rectangular control voltage and curve B shows the time course of the voltage drop across the switching path, that is, the drain-source path of transistor 1602.
  • the zero level of the two voltage curves is identified by the numbers 1 and 2 with an adjoining horizontal arrow.
  • the voltage across the drain-source path reaches a maximum value of 216 volts.
  • the transistor 1602 is only switched on or off while the voltage drop across the drain-source path is zero.
  • the duty cycle of the control voltage for the gate of transistor 1602 is 0.5.
  • the switching frequency of transistor 1602 is 59 kilohertz.
  • Curve C shows the course over time of the essentially rectangular control voltage supplied by control circuit 1613 to the gate of transistor 1602.
  • the drain-source path of transistor 1602 is electrically conductive, while the control voltage for the gate of transistor 1602 is greater than zero volts.
  • the duty cycle of the control voltage is 0.5.
  • the switching frequency of transistor 1602 is 215 kilohertz.
  • Curve F shows the corresponding temporal voltage curve over the drain-source path of transistor 1602. The zero levels of the two voltage curves are identified by digits 1 and 2 with a horizontal arrow placed after them.
  • Curve D shows the time profile of the lamp current and curve E shows the time profile of the voltage over the discharge path of the high-pressure discharge lamp LP6.
  • the zero levels of curves D and E are identified by the number 3 with the horizontal arrow added.
  • the lamp current D and the lamp voltage E are sinusoidal in a very good approximation.
  • the effective value of the lamp current is 932 mA and the effective value of the lamp voltage, that is to say the operating voltage of the lamp LP6, is 32.7 volts.
  • Lamp current D and lamp voltage E are in phase and their frequency is 215 kilohertz.
  • Further exemplary embodiments of the ballast according to the invention are shown in FIGS. 10 to 17.
  • the exemplary embodiments according to FIGS. 10 to 16 differ essentially only in the ignition device.
  • the eighth exemplary embodiment of the ballast according to the invention shown in FIG. 10 is largely identical to the first exemplary embodiment of the invention.
  • the arrangement and function of components 700, 701, 702, 703 and 704 of the eighth exemplary embodiment correspond to the arrangement and function of components 100, 101, 102, 103 and 104 of the first exemplary embodiment.
  • the diode 703 is designed as a Zener diode, the breakdown voltage of which is chosen to be less than the maximum permissible voltage of the switch 702 and greater than the voltage occurring at the switch 702 during operation. It serves as overvoltage protection for switch 702 during the onset of lamp current.
  • a series resonance circuit, which consists of the capacitance 705 and the inductance 706, is connected in parallel with the capacitor 704.
  • the electrical connections of the high-pressure discharge lamp LP7 are also connected in the series resonant circuit.
  • the ignition device is designed here as a DC voltage ignition device 707.
  • the DC voltage output of the ignition device 707 is either connected directly in parallel to the resonance capacitance 705 or in parallel to the series connection of one or both components 701 and 706 with the resonance capacitance 705, as is indicated in FIG. 10 with dashed lines.
  • a DC voltage is superimposed on the capacitance 705 or above the aforementioned series connection, which leads to the ignition of the gas discharge in the high-pressure discharge lamp LP7. After the gas discharge has ignited, the ignition device is deactivated.
  • the ninth exemplary embodiment of the ballast according to the invention shown in FIG. 11 is identical to the eighth exemplary embodiment of the invention.
  • the arrangement and function of components 800, 801, 802, 803, 804, 805 and 806 of the ninth exemplary embodiment correspond to the arrangement and function of the corresponding components 700, 701, 702, 703, 704, 705 and 706 of the eighth exemplary embodiment
  • the ninth embodiment shows details of the same nuancesszündvorraum.
  • the DC voltage ignition device comprises a controllable switch 809, a transformer 808 with a primary winding 808a and a secondary winding 808b wound in opposite directions, and a diode 807. This ignition device is fed by the DC voltage source 800.
  • the primary winding 808a and the switching path of the switch 809 are connected in a circuit connected to the DC voltage connections of the DC voltage source 800.
  • the serially arranged secondary winding 808b and diode 807 are connected in parallel to the resonance capacitance 805 of the series resonance circuit of the class E converter.
  • This ignition device works essentially on the principle of a flyback converter.
  • the switch 809 is clocked at a high frequency.
  • a current flows through the primary winding 808a, which leads to the build-up of a magnetic field in the transformer 808.
  • the secondary winding 808b is dimensioned in such a way that it has a very large inductance, so that due to its large blind resistance during operation, after the gas discharge in the lamp has ignited, no appreciable current flows through it. If this dimensioning requirement for the secondary winding 808b cannot be met, an asymmetry of the lamp current caused by the diode 807 can be prevented by means of the Zener diode 810 shown in FIG. 22, whose Zener voltage is higher than that during lamp operation (after the ignition phase has ended) voltage present across capacitor 805. As a result, no appreciable current flows through the secondary winding 808b during stationary lamp operation (after the ignition phase has ended).
  • the circuits according to FIGS. 11 and 22 correspond in all other details.
  • the tenth embodiment of the ballast according to the invention shown in FIG. 12 is identical to the eighth embodiment of the invention.
  • the arrangement and function of components 900, 901, 902, 903, 904, 905 and 906 of the tenth exemplary embodiment correspond to the arrangement and function of the corresponding components 700, 701, 702, 703, 704, 705 and 706 of the eighth exemplary embodiment.
  • the tenth embodiment shows details of the DC voltage ignition device.
  • the DC voltage ignition device comprises a controllable switch 909, a transformer 908 with a primary winding 908a and a secondary winding 908b wound in the same direction, and a diode 907. This ignition device is fed by the DC voltage source 900.
  • the primary winding 908a and the switching path of the switch 909 are connected in a circuit connected to the DC voltage connections of the DC voltage source 900.
  • the series-arranged secondary winding 908b and diode 907 are connected in parallel with the series connection of the resonance capacitance 905 and the resonance inductance 906 of the series resonance circuit of the class E converter.
  • This ignition device operates essentially on the principle of a forward converter during the ignition phase of the high-pressure discharge lamp LP9. In the conducting phase of the switch 909 clocked at high frequency, a current flows through the primary winding 908a of the transformer 908, which causes an induction voltage in the secondary winding 908b, which is wound in the same direction.
  • the induction voltage in the secondary winding 908b drives a charging current into the resonance capacitance 905 via the diode 907 and the resonance inductance 906.
  • the resonance inductance 906 serves during the ignition phase of the high-pressure discharge lamp LP9 to limit the charging current of the resonance capacity 905.
  • the resonance capacity 905 becomes the high-pressure discharge lamp during the ignition phase charged to the required ignition voltage.
  • the secondary winding 908b is dimensioned in such a way that it has a very large inductance, so that due to its high reactance in operation, after the gas discharge in the lamp has ignited, no appreciable current flows through it.
  • FIGS. 13 to 16 show exemplary embodiments of the ballast according to the invention with a resonance ignition device.
  • the eleventh embodiment of the ballast according to the invention shown in FIG. 13 is largely identical to the first embodiment of the invention.
  • the arrangement and function of components 1000, 1001, 1002, 1003 and 1004 of the eleventh exemplary embodiment correspond to the arrangement and function of components 100, 101, 102, 103 and 104 of the first exemplary embodiment.
  • a series resonance circuit which consists of capacitors 1005, 1007 and inductor 1006, is connected in parallel with capacitor 1004.
  • the electrical connections of the high-pressure discharge lamp LP 10 are also connected in the series resonance circuit.
  • the ignition device is designed here as a resonance ignition device.
  • the capacitance 1007 is connected in parallel to the discharge path of the high-pressure discharge lamp LP 10.
  • the switch 1002 is clocked at a frequency close to the resonance frequency of the series resonance circuit 1005, 1006, 1007 of the class E converter, so that the required ignition voltage for the high-pressure discharge lamp LP 10 is increased at the capacitor 1007 by increasing the resonance provided.
  • the switch 1002 is clocked at a frequency above the resonance frequency of the series resonance circuit, consisting of the components 1005 and 1006, since after the gas discharge has been ignited, the capacity 1007 is discharged through the discharge path of the high-pressure discharge lamp LP 10 is short-circuited.
  • the twelfth embodiment of the ballast according to the invention shown in FIG. 14 is almost identical to the eleventh embodiment. par- the others correspond to the arrangement and function of components 1100, 1101, 1102, 1103, 1104, 1105 and 1106 of the twelfth embodiment of the arrangement and function of the corresponding components 1000, 1001, 1002, 1003, 1004, 1005 and 1006 of the eleventh embodiment.
  • the series resonant circuit of the class E converter has an additional inductor 1107 instead of the additional capacitance 1007, which is connected in parallel to the discharge path of the high-pressure discharge lamp LP 11.
  • the switch 1102 is clocked at a frequency close to the resonance frequency of the series resonance circuit 1105, 1106, 1107 of the class E converter, so that the required ignition voltage for the high-pressure discharge lamp LP 11 is provided at the inductor 1107 by resonance increase.
  • the switch 1102 is clocked at a frequency above the resonance frequency of the series resonance circuit, consisting of the components 1105 and 1106.
  • the thirteenth embodiment of the ballast according to the invention shown in FIG. 15 is almost identical to the eleventh embodiment.
  • the arrangement and function of the components 1200, 1201, 1202, 1203, 1204, 1205, 1206 and 1207 of the thirteenth embodiment correspond to the arrangement and function of the corresponding components 1000, 1001, 1002, 1003, 1004, 1005, 1006 and 1007 des eleventh embodiment.
  • the diode 1203 can be designed as a zener diode in order to ensure overvoltage protection for the switch 1202.
  • the resonant circuit components 1206 and 1207 are excited during the ignition phase of the high-pressure discharge lamp LP 12 by an external AC voltage source 1208 and not by the DC voltage source of the class E converter.
  • the fourteenth embodiment of the ballast according to the invention shown in FIG. 16 is almost identical to the twelfth embodiment.
  • the arrangement and function of the components 1300, 1301, 1302, 1303, 1304, 1305, 1306 and 1307 of the fourteenth exemplary embodiment correspond to the arrangement and function of the corresponding components 1100, 1101, 1102, 1103, 1104, 1105, 1106 and 1107 of the twelfth embodiment.
  • the resonance circuit components 1306 and 1307 are excited during the ignition phase of the high-pressure discharge lamp LP 13 by an external AC voltage source 1308 and not by the DC voltage source of the class E converter.
  • FIG 17 the circuit diagram of the ballast according to the fifteenth embodiment of the invention is shown schematically.
  • This ballast has a DC voltage input with two DC voltage connections, which are connected to the voltage output of a DC voltage source 1400.
  • the positive DC voltage connection is connected to the negative DC voltage connection or to the internal circuit potential via the primary winding 1401b of a transformer 1401 and the switching path of a controllable switch 1402.
  • a diode 1403 is connected in antiparallel to the switching path of the switch 1402.
  • a capacitor 1404 is connected in parallel with the switching path of the switch 1402 and also in parallel with the diode 1403.
  • the capacitor 1405 and the inductance 1406 are arranged in a parallel circuit to the capacitor 1404.
  • the capacitor 1405 and the inductor 1406 form a series resonance circuit. Electrical connections for a high-pressure discharge lamp LP 14 are arranged in the series resonance circuit, so that when the lamp LP 14 is connected, its discharge path is connected in series in the series resonance circuit.
  • An auxiliary voltage is generated by means of the secondary winding 1401 a, which can be used, for example, to supply voltage to the control circuit of the switch 1402 or to supply voltage to one of the ignition devices described above.
  • FIG. 18 shows a preferred exemplary embodiment of a high-pressure discharge lamp which is operated using the ballast according to the invention.
  • This lamp is a mercury-free high-pressure discharge lamp with a power consumption of 25 watts to 35 watts, which is intended for use in a motor vehicle headlight.
  • the discharge vessel 1 of this lamp has a tubular, cylindrical middle section 10, which consists of sapphire.
  • the open ends of section 10 are each through a ceramic closure piece 11 and 12 closed from polycrystalline aluminum oxide.
  • the inner diameter of the circular cylindrical section 10 is 1.5 millimeters.
  • Two electrodes 2, 3 are arranged in the longitudinal axis of the discharge vessel 1, so that their discharge-side ends protrude into the interior of the central, cylindrical section 10 and are spaced 4.2 mm apart.
  • the ionizable filling enclosed in the discharge vessel 1 consists of xenon with a cold filling pressure of 5000 hectopascals and a total of 4 milligrams of the iodides of sodium, dysprosium, holmium, thulium and thallium.
  • the electrodes 2 and 3 are each connected to an electrical connection 16 and 17 of the lamp base 15 via a power supply 4 and 5, respectively.
  • the discharge vessel 1 is surrounded by a translucent outer bulb 14.
  • the acoustic resonance frequencies of the high-pressure discharge lamp can be calculated from the electrode spacing, the inner diameter of the cylindrical section 10 and from the speed of sound in the discharge medium, which is approximately 560 m / s.
  • the fundamental frequency of the longitudinal acoustic resonance is 70 kilohertz.
  • the fundamental frequency of the azimuthal acoustic resonance is 230 kilohertz and the fundamental frequency of the radial acoustic resonance is 476 kilohertz. This means that the fundamental frequency of the above-mentioned acoustic resonances in the discharge space are each excited by an alternating current with a frequency that is half as large as that of the above-mentioned resonances.
  • the acoustic resonances are far apart. Between the aforementioned acoustic resonances there is a resonance-free frequency range in which stable lamp operation is possible without frequency modulation of the lamp alternating current.
  • the switching frequencies of the MOSFET switch and AC frequencies of 360 kilohertz and 215 kilohertz disclosed in the sixth and seventh exemplary embodiment of the ballast according to the invention are thus in a resonance-free frequency range.
  • FIG. 19 shows the high-pressure discharge lamp shown in FIG. 18 with a circuit arrangement 18 arranged in the lamp base 15.
  • Ordinance 18 includes either the complete ballast of the high-pressure discharge lamp including the ignition device or only the ignition device of the high-pressure discharge lamp.
  • FIG. 20 shows the structure of a class E converter according to the state of the art.
  • the structure and function of this class E converter are on pages 271 to 273 of the book "Power electronics: Converters, applications, and design” by the authors Ned Mohan, Tore M. Undeland and William P. Robbins, second edition 1995, John Wiley & Sons, Inc.
  • This class E converter has a DC voltage input with two DC voltage connections which are connected to the voltage output of a DC voltage source 1500.
  • the positive DC voltage connection is connected via an inductance 1501 and the switching path of a controllable switch 1502 to the negative DC voltage connection or to the internal ground potential.
  • a diode 1503 is connected antiparallel to the switching path of the switch 1502.
  • a capacitor 1504 is connected in parallel with the switching path of the switch 1502 and also in parallel with the diode 1503.
  • the capacitor 1505 and the inductor 1506 are arranged in a parallel circuit to the capacitor 1504.
  • the capacitor 1505 and the inductor 1506 are dimensioned such that the parallel circuit is a series resonance circuit.
  • the load RL is connected in series in the series resonance circuit.
  • the protective diodes P6KE440 mentioned in Tables 1 and 2 can also be dispensed with.
  • FIG. 21 schematically shows the circuit diagram of the ballast according to the sixteenth embodiment of the invention.
  • This ballast has a DC voltage input with two DC voltage connections +, -, which are connected to the voltage output of a DC voltage source.
  • the DC voltage source generates an input voltage of 42 volts for the class E converter on the capacitor C4 connected in parallel with the voltage input of the class E converter.
  • the positive DC voltage connection can be th winding section of the autotransformer L2 and the switching path of the controllable field-effect transistor T are connected to the negative DC voltage connection or to the internal ground potential.
  • the body diode of the MOSFET transistor T which is connected antiparallel to the switching path of the transistor T takes over the function of the diode 1503 of the class E converter shown in FIG.
  • a capacitor C2 is connected in parallel with the switching path of the transistor T and also in parallel with its body diode.
  • the capacitor C5 and the primary winding n1 of a transformer Trl are arranged in a parallel circuit to the capacitor C2.
  • the transformer Trl is used to match the impedance of the lamp La to the class E converter.
  • the secondary winding n2 of the transformer Trl is connected in series to the capacitor Cl, the secondary winding of the ignition transformer Ll, the discharge path of the high-pressure discharge lamp La and the resistor R3.
  • a suppressor diode D5 for example a transile diode, is used in parallel with the series circuit consisting of the secondary winding of the ignition transformer L1 and the discharge path of the lamp La, which serves to limit the voltage.
  • the pulse ignition device consisting of the diode D2, the resistor R2, the spark gap FS, the ignition capacitor C3 and the ignition transformer L1 is connected to the second winding section L2b of the autotransformer L2.
  • the ignition capacitor C3 is connected in parallel to the series circuit consisting of the spark gap FS and the primary winding Llb of the ignition transformer Ll.
  • the voltage drop across the ignition capacitor C3 is monitored by the control circuit of the transistor T by means of the voltage divider resistors R4, R5.
  • the control circuit of the transistor T also monitors the lamp current by means of the resistor R3.
  • the control circuit of the transistor T consists of a logic part and driver circuits for the transistor T. Table 3 shows a dimensioning of the components of the sixteenth embodiment.
  • the lamp La is a mercury-free metal halide high-pressure discharge lamp with a discharge vessel made of quartz glass, which has an electrical power consumption of approx. 35 watts and an operating voltage of approx. 45 volts.
  • This mercury-free metal halide high-pressure discharge lamp is also ters of the class E converter operated with an alternating voltage whose frequency is above the acoustic resonances of the lamp.
  • the class E converter is supplied by the DC voltage source with an input voltage of 42 volts.
  • the transistor T is operated by means of the control circuit with a switching frequency of 230 kilohertz. That is, the control circuit of the transistor T slowly reduces the switching frequency of the transistor T from a value slightly above 230 kilohertz until the required breakdown voltage of the spark gap FS has built up on the ignition capacitor C3, which by means of the voltage divider R4, R5 from the control circuit of the Transistor T is detected.
  • the spark gap FS breaks, the ignition capacitor C3 discharges via the primary winding Llb of the ignition transformer Ll.
  • High-voltage pulses for igniting the gas discharge are generated in the high-pressure discharge lamp La in the secondary winding of the ignition transformer L1.
  • a current flows over the discharge path of the high-pressure discharge lamp La.
  • This lamp current is detected by the control circuit of the transistor T by means of the resistor R3 and the switching frequency of the transistor T is then suddenly increased to a value of 925 kilohertz.
  • the so-called power start of the lamp La takes place, during which the lamp La is operated with approximately three times the nominal power in order to achieve rapid evaporation of the metal halides.
  • the switching frequency of the transistor T is increased to the final stationary value of 955 kilohertz in order to operate the lamp La with a power close to its nominal power of 35 watts.
  • the voltage drop across resistor R3, which is proportional to the lamp current, is monitored by means of the control device of transistor T. If this falls below a predetermined value, this is interpreted by the control circuit as an extinction of the lamp La and the switching frequency of the transistor T is automatically reset to a value of approximately 230 kilohertz in order to initiate the ignition phase of the lamp La again , Alternatively, the extinction of the lamp La can also be detected by means of the voltage divider resistors R4, R5 due to a voltage rise at the ignition capacitor C3.
  • the ignition of the lamp La can alternatively also be detected by means of the voltage divider resistors R4, R5 in that the voltage drop across the ignition capacitor C3 remains significantly below the breakdown voltage of the spark gap FS over a longer period, for example 100 ms or 10 period durations.
  • capacitor 1504 or the corresponding capacitors 104, 204, 304, 404, 504, 604, 1604, 704, 804, 904, 1004, 1104, 1204, 1304, 1404 and C2 of the exemplary embodiments described above can be designed as capacitors with variable capacitance.
  • the capacitance can either be changed continuously between a minimum and maximum value or can be switched between some discrete, for example two, values. In this way, high efficiency can be ensured despite a change in the lamp resistance, for example caused by the ignition of the gas discharge in the lamp or the vaporization of the metal halides in the discharge vessel of the lamp, only a slight variation in the switching frequency being required.
  • an adaptation of the resonance circuit by setting the capacitance of the capacitor 1004 or 1104 to a first value during the ignition and switching to a second value after the ignition of the lamp is advantageous.
  • This can be realized, for example, by designing the capacitor 1004 or 1104 as a parallel connection of two capacitors, one of which is activated or deactivated using a switching means.
  • the ignition device 107 can contain a pulse source which emits one or a sequence of voltage pulses for igniting the gas discharge in the
  • this can also contain any AC voltage source that provides voltage.
  • the frequency of this AC voltage is set so high that the capacitors 104, 105 or 204, 205 or 304, 305 or 404, 405 have a very low reactance at this frequency and can be regarded as a short circuit.
  • a suppressor diode can be connected in parallel with one of the two capacitors mentioned above or with both capacitors, in particular if the very low reactance cannot be guaranteed.
  • a piezo transformer can also be used to generate the ignition voltage for the high-pressure discharge lamp.
  • Figure 24 shows an embodiment of the class E converter with a direct voltage ignition in analogy to the embodiment of Figure 10.
  • the class E converter is formed here by the components L200, SlOO, Dl 00, C200, L100 and C100, which the have the same function as the corresponding components 701, 702, 703, 704, 705 and 706 in FIG. 10.
  • a piezo transformer PT is connected in parallel to the switch S 100, which generates the high voltage for charging the capacitor C100 by means of the voltage doubler, consisting of the diodes D700 and D800.
  • the Zener diode D900 prevents a one-sided short circuit of the resonance circuit consisting of L100 and C100 during operation, and has the same function as the Zener diode 910 in FIG , For example, the switch 909 required to generate the ignition voltage according to FIG. 23 can be saved. Due to the input capacitance of the piezo transformer PT, this can take over the function of the capacitor C200 partially or completely. The high voltage generation is switched off by changing the switching frequency of SlOO. A small change in the switching frequency is sufficient, since piezo transformers have very narrow-band resonances due to their high quality.
  • the ballast according to the invention is preferably used to operate a high-pressure discharge lamp for motor vehicle headlights, in particular a halogen lamp.
  • a high-pressure discharge lamp for motor vehicle headlights in particular a halogen lamp.
  • Primary winding 601a 49 turns, 300 ⁇ H
  • Resistor 609 HO kOhm, 0.5 W
  • Diode 610 1500 V, two US IMs in series, parallel to each US IM two P6KE440s in series
  • Capacitance 611 11 ⁇ F, electrolytic capacitor 10 ⁇ F / 100 V in parallel with 1 ⁇ F / 630 V film capacitor
  • Primary winding 1601a 39 turns, 300 ⁇ H
  • Secondary winding 1601b 190 turns
  • Resistor 1609 HO kOhm, 0.5 W

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Description

Norschaltgerät für mindestens eine Hochdruckentladungslampe, Betriebsverfahren und Beleuchtungssystem für eine Hochdruckentladungslampe
Die Erfindung betrifft ein Norschaltgerät für mindestens eine Hochdruckentladungslampe gemäß des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1 und ein Betriebsverfahren für mindestens eine Hochdruckentladungslampe sowie ein Beleuchtungssystem.
I. Stand der Technik
Ein derartiges Norschaltgerät ist beispielsweise in der europäischen Offenlegungs- schrift EP 0 386990 A2 offenbart. Diese Schrift beschreibt ein Norschaltgerät, das den Betrieb einer Metallhalogenid-Hochdruckentladungslampe mit einer frequenzmodulierten Spannung ermöglicht, die unter anderem auch im wesentlichen sinusförmig ausgebildet sein kann und deren Trägerfrequenz im Bereich von 20 Kilohertz bis 80 Kilohertz liegt. Das Norschaltgerät ist zweistufig ausgebildet. Es besteht im wesentlichen aus einem Hochsetzsteller mit einem nachgeschalteten Inverter, der die Lampe mit einem Wechselstrom beaufschlagt. Die Zündvorrichtung besteht im wesentlichen aus einer aus mehreren Dioden und Kondensatoren aufgebauten Kaskadenschaltung zur Spannungsvervielfachung.
II. Darstellung der Erfindung
Es ist die Aufgabe der Erfindung, ein Norschaltgerät zum Betrieb mindestens einer Hochdruckentladungslampe bereitzustellen, das einen einfacheren Aufbau besitzt. Außerdem ist es die Aufgabe der Erfindung ein vereinfachtes Betriebsverfahren für eine Hochdruckentladungslampe anzugeben. Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein verbessertes Beleuchtungssystem bereitzustellen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 bzw. 14 bzw. 23 gelöst. Besonders vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind in den abhängigen Patentansprüchen beschrieben. Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät zum Betrieb mindestens einer Hochdruckentladungslampe besitzt einen Spannungswandler zum Erzeugen eines im wesentlichen sinusförmigen Wechselstroms, der erfindungsgemäß als Klasse-E-Konverter ausgebildet ist. Unter einem Klasse-E-Konverter wird hier ein Konverter gemäß der Publi- kation „Class E - A New Class of High-Efficiency Tuned Single-Ended Switching Power Amplifiers" von Nathan O. Sokal und Alan D. Sokal in IEEE Journal of So- lid-State Circuits, Vol. SC-10, No. 3, Juni 1975 verstanden. Das Grundschema eines solchen Klasse-E-Konverters ist in Figur 20 abgebildet. Der Aufbau und die Funktion des Klasse-E-Konverters, insbesondere für den sogenannten nicht-optimalen Be- trieb, das heißt, mit einem nicht optimierten Lastwiderstand, ist auf den Seiten 271 bis 273 des Buches „Power electronics: Converters, applications, and design" der Autoren Ned Mohan, Tore M. Undeland und William P. Robbins, zweite Auflage 1995, John Wiley & Sons, Inc. beschrieben.
Mittels des Klasse-E-Konverters kann auf einfache Weise ein weitgehend sinusför- miger Wechselstrom für die mindestens eine Hochdruckentladungslampe generiert werden. Es werden dadurch keine aufwändigen Brückenschaltungen mit zwei oder mehr elektronischen Schaltern und deren Ansteuerung benötigt. Der Betrieb der mindestens einen Hochdruckentladungslampe mit einem im wesentlichen sinusförmigen Wechselstrom hat den Vorteil, dass dieser keinen oder nur einen sehr geringen Oberwellenanteil aufweist und daher keine akustischen Resonanzen in dem Entladungsmedium der Hochdruckentladungslampe angeregt werden, wenn die Frequenz des Wechselstroms außerhalb der akustischen Resonanzen liegt. Aufgrund des sehr geringen Oberwellenanteils des weitgehend sinusförmigen Wechselstroms ist der Aufwand bei der Funkentstörung des Vorschaltgerätes ebenfalls gering. Der sinus- förmige Lampenstrom ermöglicht einen stabilen, insbesondere flickerfreien Lampenbetrieb. Der Betrieb der Hochdruckentladungslampe mit einem Wechselstrom hoher Frequenz von vorzugsweise größer als 100 Kilohertz erlaubt eine Miniaturisierung des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes, so dass dieses im Lampensockel untergebracht werden kann. Bei sehr hohen Betriebsfrequenzen ist allerdings die Zün- düng der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe problematisch, da die Induktivität des Zündtransformators in der Größenordnung der Lampenimpedanz liegt und nicht mehr vernachlässigbar ist. Es ist bekannt, in einem solchen Fall die Zündung der Gasentladung mittels einer Impulszündvorrichtung über eine Hilfselektrode der Hochdruckentladungslampe vorzunehmen, wie zum Beispiel in der europäischen Offenlegungsschrift EP-A 0 868 833 offenbart. Gemäß einer bevorzugten Ausf h- rungsform des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes bildet die Induktivität der Sekundärwicklung des Zündtransformators kein parasitäres Element mehr, sondern ein funktionales Bestandteil des als Klasse-E-Konverter ausgebildeten Spannungswandlers und zwar nicht nur während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe, sondern während des gesamten Lampenbetriebs. Das erfindungsgemäße Vorschalt- gerät eignet sich besonders gut zum Betrieb von Hochdruckentladungslampen geringer Leistung, wie beispielsweise von Hochdruckentladungslampen in Kraftfahrzeugscheinwerfern oder in Projektionsanwendungen, die elektrische Leistungen zwischen 25 Watt und 35 Watt aufweisen, und insbesondere von Hochdruckentladungslampen vergleichsweise geringer Brennspannung von kleiner oder gleich 100 Volt, oder so- gar kleiner oder gleich 50 Volt, wie bei quecksilberfreien Metallhalogenid-Hoch- druckentladungslampen für Kraftfahrzeugscheinwerfer. Die Vorschaltgeräte dieser Lampen werden an der Bordnetzspannung des Kraftfahrzeugs betrieben. Die Spannungsbelastung des steuerbaren Schalters des erfindungsgemäß als Klasse-E- Konverter ausgebildeten Spannungswandlers kann beim Betrieb der vorgenannten Hochdruckentladungslampen mit geringen Brennspannung entsprechend gering gehalten werden, obwohl sie bei einem Tastverhältnis von 0,5 des steuerbaren Schalters ca. den 3,6-fachen Wert der Eingangsspannung des Spannungswandlers erreicht.
Der erfindungsgemäß als Klasse-E-Konverter ausgebildete Spannungswandler des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes wird mit einer Gleichspannung versorgt und besitzt vorteilhaft die nachstehend beschriebenen Merkmale. Zwischen die Gleichspannungseingänge dieses Spannungswandlers beziehungsweise zwischen seinem positiven Gleichspannungseingang und dem Massepotential sind eine Induktivität und die Schaltstrecke eines steuerbaren Schalters geschaltet. Antiparallel zu der Schaltstrecke dieses Schalters ist eine Diode angeordnet. Antiparallel heißt, dass die Diode gegenüber dem von der Gleichspannungsquelle am Gleichspannungseingang . de_s Klasse-E-Konverters bereitgestellten Gleichstrom in Sperrrichtung geschaltet ist. Parallel zu der Schaltstrecke des Schalters und auch zur Diode ist eine Kapazität angeordnet. Ein Parallelkreis zu der Kapazität ist als Serienresonanzkreis ausgebildet, an den die zu betreibende Last gekoppelt ist. Der Serienresonanzkreis besteht im einfachsten Fall aus einer Spule und einem Kondensator. Die vorgenannte Induktivi- tat am Gleichspannungseingang des Spannungswandlers ist vorzugsweise so dimensioniert, dass sie als Konstantstromquelle arbeitet und der im geschlossenen Zustand über die Schaltstrecke des steuerbaren Schalters bzw. im geöffneten Zustand über die Kapazität fließende Strom sich aus einem Gleichstrom und einem sinusförmigen Wechselstrom, der von dem Serienresonanzkreis generiert wird, zusammensetzt. Der steuerbare Schalter wird vorzugsweise mit einer Taktfrequenz geschaltet, die größer als die Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises ist, um zu gewährleisten, dass an dem steuerbaren Schalter während der Schaltvorgänge keine Spannung anliegt und die Schaltverluste des Schalters entsprechend gering sind. Die antiparallel angeordnete Diode verhindert, dass sich über der Schaltstrecke des steuerbaren Schalters des Klasse-E-Konverters eine negative Spannung aufbaut.
Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät umfasst vorzugsweise auch eine Zündvorrichtung zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe. Diese Zündvorrichtung kann in dem gleichen Gehäuse wie alle anderen Komponenten des Vorschaltgerätes oder aber räumlich getrennt, beispielsweise in dem Lampensockel der Hochdruckentladungslampe angeordnet sein. Um eine eigene Spannungsquelle für die Zündvorrichtung und zusätzliche Bauteile zu vermeiden, ist die Zündvorrichtung zu ihrer Spannungsversorgung vorteilhaft an eine Induktivität, vorzugsweise an die während des Lampenbetriebs als Konstantstromquelle arbeitende Induktivität, des Klasse-E-Konverters gekoppelt. Diese Induktivität des Klasse-E-Konverters ist zu diesem Zweck vorteilhaft als Spartransformator ausgebildet, insbesondere wenn eine hohe Versorgungsspannung für die Zündvorrichtung benötigt wird.
Gemäß der besonders bevorzugten Ausführungsbeispiele ist die Zündvorrichtung als
Impulszündvorrichtung, in der Literatur oft auch als Überlagerungszündvorrichtung bezeichnet, ausgebildet. Die Impulszündvorrichtung besitzt einen kompakten Aufbau und kann daher problemlos in den Lampensockel der Hochdruckentladungslampe integriert werden. Außerdem lässt sich die Sekundärwicklung des Zündtransformators der Impulszündvorrichtung als Bestandteil des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters ausbilden. Die Induktivität der vorgenannten Sekundärwicklung wird somit auch für den Serienresonanzkreis des Klasse-E-Konverters ausgenutzt. Die parallel zu der Schaltstrecke des steuerbaren Schalters geschaltete Kapazität des Klasse-E-Konverters und die Kapazität des Serienresonanzkreises halten die Zündspannungsimpulse von dem Schalter des Klasse-E-Konverters fern, weil diese näherungsweise für die Zündspannungsimpulse als Kurzschluss betrachtet werden können. Sollten die Kapazitäten sehr klein sein, so kann zusätzlich ein spannungsbegren- zendes Bauelement parallel zum Schalter oder parallel zur Reihenschaltung aus Sekundärwicklung des Zündtransformators und Lampe eingesetzt werden. Als span- nungsbegrenzendes Bauelement kann zum Beispiel eine Z-Diode, eine Suppressordi- ode oder ein gasgefüllter Überspannungsabieiter verwendet werden. Alternativ kann die Zündvorrichtung aber auch als Gleichspannungszündvorrichtung oder als Reso- nanzzündvorrichtung ausgebildet werden. Die vorgenannte Gleichspannungszündvorrichtung ist vorteilhaft verwendbar für sehr hohe Betriebsfrequenzen des Klasse- E-Konverters und bietet ferner den Vorteil, dass sie während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe an die Kapazität des Serienresonanzkreises des Klasse- E-Konverters gekoppelt werden kann.
Die elektrischen Anschlüsse der mindestens einen Hochdruckentladungslampe können direkt in dem Serienresonanzkreis des Klasse-E-Konverters angeordnet sein oder aber mittels eines Transformators induktiv an den vorgenannten Serienresonanzkreis gekoppelt sein. Mittels dieses Transformators kann eine Impedanzanpassung der Hochdruckentladungslampe an den Klasse-E-Konverter vorgenommen und auch eine galvanische Trennung zwischen der Hochdruckentladungslampe und dem Klasse-E- Konverter erreicht werden.
Zur Gleichspannungsversorgung des erfindungsgemäß als Klasse-E-Konverter ausgebildeten Spannungswandlers kann eine beliebige Gleichspannungsquelle verwendet werden, beispielsweise im Falle einer Kraftfahrzeugscheinwerfer-Hochdruck- entladungslampe auch die Batterie oder die Lichtmaschine eines Kraftfahrzeuges. Vorzugsweise ist dem als Klasse-E-Konverter ausgebildeten Spannungswandler aber ein Hochsetzsteller vorgeschaltet, um den Klasse-E-Konverter mit einer möglichst stabilen Eingangsgleichspannung zu versorgen und um über die Regelung der Eingangsgleichspannung des Klasse-E-Konverters die elektrische Leistungsaufnahme der Hochdruckentladungslampe regeln zu können. Wird die Gleichspannungsversorgung des Klasse-E-Konverters beispielsweise durch Gleichrichtung aus der Netzwechselspannung gewonnen, kann anstelle eines Hochsetzstellers auch ein Tiefsetz- steller zum Stabilisieren der Versorgungsspannung des Klasse-E-Konverters verwendet werden. Während des Übergangs von der Zündphase in den stationären Be- triebszustand der Hochdruckentladungslampe wird vorteilhaft über die Höhe der Versorgungsspannung des Klasse-E-Konverters die Leistungsaufnahme der Hochdruckentladungslampe geregelt, um die Ausbildung eines stabilen Entladungsbogens zu gewährleisten. Während der Übergangsphase verdampfen die Komponenten der ionisierbaren Füllung der Hochdruckentladungslampe. Um eine möglichst kurze Ü- bergangsphase und eine möglichst sofortige Lichtemission zu gewährleisten, kann die Hochdruckentladungslampe während der Übergangsphase auf diese Weise mit deutlich erhöhter Leistung betrieben werden. Durch Verändern der Versorgungsspannung des Klasse-E-Konverters oder / und der Schaltfrequenz oder / und des Tas- verhältnisses des Schaltmittels des Klasse-E-Konverters kann außerdem eine Anpas- sung des Klasse-E-Konverters an die sich während der unterschiedlichen Betriebsphasen ändernde Impedanz der Hochdruckentladungslampe erreicht werden.
Eine Leistungsregelung der Hochdruckentladungslampe ist auch über die Schaltfrequenz oder das Tastverhältnis des steuerbaren Schalters des Klasse-E-Konverters möglich. Die Schaltfrequenz und das Tastverhältnis sollten zur Vermeidung hoher Schaltverluste allerdings so gewählt werden, dass an dem steuerbaren Schalter des Klasse-E-Konverters während der Schaltvorgänge keine Spannung anliegt.
Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe wird der Schalter des Klasse-E-Konverters vorteilhaft derart geschaltet, dass an der Induktivität, die am Gleichspannungseingang angeordnet ist, eine resonanzüberhöhte Spannung bereitgestellt wird. Diese resonanzüberhöhte Spannung kann vorteilhaft zur Versorgung der Zündvorrichtung verwendet werden.
Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät ermöglicht mit einfachen Mitteln die Erzeugung eines weitgehend sinusförmigen Lampenwechselstroms. Während des stationä- ren Betriebszustandes der Hochdruckentladungslampe wird die Lampe mit einem im wesentlichen sinusförmigen Wechselstrom betrieben, dessen Frequenz geringfügig oberhalb der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters liegt. Die Bauteile des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters sind vorzugsweise derart auf die Geometrie des Entladungsgefäßes und den Abstand der E- lektroden der Hochdruckentladungslampe abgestimmt, dass die Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters in einem Frequenzbereich liegt, der frei von akustischen Resonanzen der Hochdruckentladungslampe ist. Das heißt, dass die Resonanzfrequenz in einem Frequenzfenster liegt, das sich entweder oberhalb der akustischen Resonanzen befindet oder zwischen zwei benachbarten akusti- sehen Resonanzen angeordnet ist. Dadurch ist gewährleistet, dass in der Hochdruckentladungslampe keine akustischen Resonanzen angeregt werden, weil die Schaltfrequenz des Klasse-E-Konverters während des stationären Lampenbetriebs geringfügig oberhalb der Resonanzfrequenz liegt. Dadurch ist auch eine Frequenzmodulation des Lampenstroms nicht unbedingt erforderlich. Um möglichst große Frequenzbereiche zu erhalten, die frei von akustischen Resonanzen sind, ist das Entladungsgefäß zumindest in dem Bereich der Gasentladung zylindrisch ausgebildet. Das Aspektverhältnis, das heißt, das Verhältnis von Elektrodenabstand und Innendurchmesser des zylindrischen Abschnitts des Entladungsgefäßes, ist vorzugsweise größer als 0,86 und besonders bevorzugt größer als 2. Dadurch wird die longitudinale akustische Resonanz zu einer tiefen Frequenz verschoben und es werden ausreichend breite Frequenzbereiche geschaffen, die frei von akustischen Resonanzen sind.
III. Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
Nachstehend wird die Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen: Figur 1 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung
Figur 2 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung
Figur 3 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des dritten Ausführungsbeispiels der Erfindung
Figur 4 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des vierten Ausführungsbeispiels der Erfindung
Figur 5 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des fünften Ausführungsbeispiels der Erfindung
Figur 6 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des sechsten Ausführungsbeispiels der Erfindung
Figur 7 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des siebten Ausführungsbeispiels der Erfindung
Figur 8 Das Steuersignal für den MOSFET und die Drain-Source-Spannung am MOSFET während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe für das in Figur 7 dargestellte Ausführungsbeispiel
Figur 9 Das Steuersignal für den MOSFET, die Drain-Source-Spannung am MOSFET sowie den Lampenwechselstrom und den Spannungsabfall über der Hochdruckentladungslampe während des stationären Lampenbetriebs für das in Figur 7 dargestellte Ausführungsbeispiel
Figur 10 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des achten Ausführungsbeispiels der Erfindung
Figur 11 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des neunten Ausführungsbeispiels der Erfindung Figur 12 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des zehnten Ausftihrungsbeispiels der Erfindung
Figur 13 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des elften Ausführungsbeispiels der Erfindung
Figur 14 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des zwölften Ausführungsbeispiels der Erfindung
Figur 15 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des dreizehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung
Figur 16 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des vierzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung
Figur 17 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des fünfzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung
Figur 18 Eine Seitenansicht einer Hochdruckentladungslampe, die an dem erfindungsgemäßen Vorschal -gerät betrieben wird, in schematischer, teilweise geschnittener Darstellung
Figur 19 Eine Seitenansicht einer Hochdruckentladungslampe, die an dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät betrieben wird und die eine im Sockel integrierte Zündvorrichtung aufweist, in schematischer, teilweise geschnittener Darstellung
Figur 20 Die Schaltskizze eines Klasse-E-Konverters (Stand der Technik)
Figur 21 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des sechzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung
Figur 22 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des siebzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung Figur 23 Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des achtzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung
In Figur 1 ist schematisch die Schaltskizze des Vorschaltgerätes gemäß des ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt. Dieses Vorschaltgerät besitzt einen Gleichspannungseingang mit zwei Gleichspannungsanschlüssen, die an den Spannungsausgang einer Gleichspannungsquelle 100 angeschlossen sind. Der positive Gleichspannungsanschluss ist über eine Induktivität 101 und die Schaltstrecke eines steuerbaren Schalters 102 mit dem negativen Gleichspannungsanschluss bzw. mit dem schaltungsinternen Massepotential verbunden. Antiparallel zu der Schaltstrecke des Schalters 102 ist eine Diode 103 geschaltet. Parallel zu der Schaltstrecke des Schalters 102 und auch parallel zu der Diode 103 ist ein Kondensator 104 geschaltet. In einem Parallelkreis zu dem Kondensator 104 sind der Kondensator 105 und die Sekundärwicklung 106b eines Transformators 106 angeordnet. Der Kondensator 105 und die Sekundärwicklung 106b bilden einen Serienresonanzkreis. In dem Serienre- sonanzkreis sind elektrische Anschlüsse für eine Hochdruckentladungslampe LP1 angeordnet, so dass bei angeschlossener Lampe LP1 ihre Entladungsstrecke seriell in dem Serienresonanzkreis geschaltet ist. Zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe LP1 ist eine Zündvorrichtung 107 vorgesehen, die einen Zündtransformator 106 mit einer Primärwicklung 106a und einer Sekundärwicklung 106b aufweist. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe wird an der mit der Sekundärwicklung 106b verbundenen Elektrode der Hochdruckentladungslampe die erforderliche Zündspannung bereitgestellt. Die Zündvorrichtung 107 kann beispielsweise als Impulszündvorrichtung ausgebildet sein.
Das in Figur 2 abgebildete zweite Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vor- schaltgerätes unterscheidet sich von dem ersten Ausführungsbeispiel dadurch, dass die Hochdruckentladungslampe LP2 nicht unmittelbar in den Serienresonanzkreis des Klasse-E-Konverters geschaltet ist, sondern über einen Transformator 208 an den vorgenannten Serienresonanzkreis gekoppelt ist. Der Transformator 208 mit Primärwicklung 208a und Sekundärwicklung 208b dient zur Impedanzanpassung der Lam- pe LP2 an den Klasse-E-Konverter und zur galvanischen Trennung der Lampe LP2 von dem Klasse-E-Konverter. Durch die Impedanzanpassung ist auch ein Betrieb von Hochdruckentladungslampen, die eine von der Versorgungsspannung des Klasse-E-Konverters stark abweichende Brennspannung besitzen, an dem Klasse-E- Konverter möglich. Die Anordnung und Funktion der Bauteile 200, 201, 202, 203, 204 und 205 entspricht der Anordnung und Funktion der Bauteile 100, 101, 102, 103, 104 und 105 des ersten Ausführungsbeispiels. Die Zündvorrichtung 207 kann ebenfalls als Impulszündvorrichtung ausgebildet sein. Sie besitzt einen Zündtransformator 206 mit einer Primärwicklung 206a und einer Sekundärwicklung 206b, wobei die Sekundärwicklung 206b zusammen mit der Hochdruckentladungslampe LP2 in dem Sekundärkreis des Transformators 208 geschaltet ist. Die mit der Sekundärwicklung 206b verbundene Elektrode der Hochdruckentladungslampe LP2 wird während der Zündphase mit Hochspannungsimpulsen beaufschlagt. Bei der Berechnung der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters müssen das Ü- bertragungsverhältnis des Transformators 208 und der Wert der Kapazität 205 sowie die Induktivität der Sekundärwicklung 206b des Zündtransformators 206 berücksichtigt werden.
Der Transformator 208 kann zur Impedanzanpassung auf unterschiedliche Weise in die Schaltung gemäß der Figur 1 eingefügt werden, um zum zweiten Ausführungsbeispiel zu gelangen. Beispielsweise kann die Primärwicklung 208a des Transforma- tors 208 an dem Knotenpunkt zwischen der Kapazität 105 und der Sekundärwicklung 106b und dem Knotenpunkt zwischen der Kapazität 104 und der Hochdruckentladungslampe LPl eingefügt werden, wie in Figur 2 dargestellt ist. Alternativ kann die Primärwicklung 208a des Transformators 208 aber auch an dem Knotenpunkt zwischen der Sekundärwicklung 106b und der Hochdruckentladungslampe LPl und dem Kjiotenpunkt zwischen der Kapazität 104 und der Hochdrackentladungslampe LPl eingefügt werden (ohne Abbildung). Im letzteren Fall kann der Transformator 208 zu einer Erhöhung der Zündspannung beitragen.
Das in Figur 3 dargestellte dritte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist weitgehend identisch zu dem ersten Ausfuhrungsbeispiel. Insbeson- dere entsprechen die Anordnung und die Funktion der Bauteile 300, 301, 302, 303, 304, 305, 306, 306a, 306b und LP3 der Anordnung und Funktion der entsprechenden Bauteile 100, 101, 102, 103, 104, 105, 106, 106a, 106b und LPl des ersten Ausführungsbeispiels. Der einzige Unterschied zwischen den beiden Ausführungsbeispielen besteht in der Spannungsversorgung der Zündvorrichtung 307. Die Zündvorrichtung 307 wird von dem Klasse-E-Konverter mit Spannung versorgt. Zu diesem Zweck ist ein Spannungseingang der Zündvorrichtung 307 an den Knotenpunkt zwischen der Induktivität 301, dem steuerbaren Schalter 302 und Kondensator 304 angeschlossen und der andere Spannungseingang mit dem Massepotential bzw. mit dem negativen Gleichspannungseingang des Klasse-E-Konverters verbunden.
Das in Figur 4 abgebildete vierte Ausführungsbeispiel des erfmdungsgemäßen Vorschaltgerätes unterscheidet sich von dem dritten Ausführungsbeispiel nur durch die Verwendung eines Spartransformators 401 anstelle der Induktivität 301. Der Spartransformator besitzt nur eine Wicklung mit zwei Wicklungsabschnitten 401a und 401b. Der erste Wicklungsabschnitt 401a ist in den Klasse-E-Konverter geschaltet und übt die gleiche Funktion wie die Induktivität 301 des dritten Ausführungsbeispiels aus. Der zweite Wicklungsabschnitt 401b ist mit einem Spannungseingang der Zündvorrichtung 407 verbunden und dient zur Spannungsversorgung der Zündvorrichtung 407. Der Mittenabgriff zwischen den beiden Wicklungsabschnitten 401a, 401b ist an den Knotenpunkt zwischen dem Schalter 402, der Kathode der Diode 403 und dem Kondensator 404 angeschlossen. Der andere Spännungseingang der Zündvorrichtung ist mit dem Massepotential bzw. mit dem negativen Gleichspannungsanschluss der Gleichspannungsquelle 400 verbunden. Die Anordnung und die Funktion der Bauteile 400, 402, 403, 404, 405, 406, 406a, 406b und LP4 sind identisch zu der Anordnung und Funktion der entsprechenden Bauteile 300, 302, 303, 304, 305, 306, 306a, 306b und LP3 des dritten Ausführungsbeispiels.
In den Ausführungsbeispielen 3 und 4 kann vor die Zündvorrichtung eine symmetrische Spannungsverdopplerschaltung oder eine Kaskadenschaltung zur Spannungsversorgung der Zündvorrichtung geschaltet werden, falls die vom Klasse-E- Konverter generierte Spannung nicht ausreicht. Das in Figur 5 abgebildete fünfte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist weitgehend identisch zu dem vierten Ausführungsbeispiel. Es zeigt im Unterschied zu dem vierten Ausfuhrungsbeispiel Details einer Impulszündvorrichtung und besitzt einen zusätzlichen Kondensator 511 , der parallel zu dem Gleich- spännungseingang des Klasse-E-Konverters geschaltet ist. Der Kondensator 511 verhindert im wesentlichen, dass von dem Spartransformator 501 ein Strom in die Gleichspannungsquelle 500 zurückgespeist wird. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP5 bilden die Primärwicklung 501a des Spartransformators 501 und die Kapazität 504 einen Serienresonanzkreis, da der Stromkreis parallel zu der Kapazität 504, bestehend aus den Komponenten 505, 506b und LP5, aufgrund der nicht-leitenden Entladungsstrecke der Hochdruckentladungslampe LP5 unterbrochen ist. Da die Spannung an der Kapazität 504 während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP5 in der Sperrphase des Schalters 502 größer als die Ver- sorgungsspannung werden kann, kann es zeitweise zu einer Umkehrung des Strom- flusses in der Induktivität 501a kommen. Die Impulszündvorrichtung besteht aus dem Zündtransformator 506, dem Zündkondensator 507, der Funkenstrecke 508, dem Widerstand 509 und der Gleichrichterdiode 510. Der Spannungseingang der Impulszündvorrichtung ist über die Wicklung 501b des Spartransformators mit dem Knotenpunkt zwischen dem Schalter 502, der Diode 503 und dem Kondensator 504 verbunden. Der andere Spännungseingang, das heißt, der Knotenpunkt zwischen dem Zündkondensator und der Primärwicklung 506a des Zündtransformators 506 ist mit dem Massepotential bzw. mit dem negativen Gleichspannungsanschluss der Gleichspannungsquelle 500 verbunden. Die Anordnung und Funktion der Bauteile 500, 501, 501a, 501b, 502, 503, 504, 505, 506, 506a, 506b und LP5 stimmt mit der An- Ordnung und Funktion der entsprechenden Bauteile 400, 401, 401a, 401b, 402, 403, 404, 405, 406, 406a, 406b und LP4 des vierten Ausführungsbeispiels überein. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP5 wird der Zündkondensator 507 mittels der Gleichspannungsquelle und des Spartransformators 501 über die Diode 510 und den Widerstand 509 auf die Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 508 aufgeladen. Beim Erreichen der Durchbruchsspannung entlädt sich der Kondensator 507 stoßweise über die Funkenstrecke 508, wobei der Entladestrom durch die Primärwicklung 506a des Zündtransformators 506 fließt. Aufgrund des hohen Über- setzungsverhältnisses werden in der Sekundärwicklung 506b Hochspannungsimpulse für die mit der Sekundärwicklung 506b verbundene Elektrode der Hochdruckentladungslampe LP5 induziert, die zum Zünden der Gasentladung in der Lampe LP5 führen. Während des stationären Lampenbetriebs wird der Zündkondensator 507 nicht ausreichend aufgeladen, um einen Durchbruch der Funkenstrecke 508 auszulösen.
Das in Figur 6 abgebildete sechste Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist identisch zu dem fünften Ausführungsbeispiel. Insbesondere sind die Anordnung und Funktion der Bauteile 600, 601, 601a, 601b, 602, 603, 604, 605, 606, 606a, 606b, 607, 608, 609, 610, 611 und LP6 identisch zu den entsprechenden Bauteilen 500, 501, 501a, 501b, 502, 503, 504, 505, 506, 506a, 506b, 507, 508, 509, 510, 511 und LP5 des fünften Ausführungsbeispiels. Das sechste Ausführungsbeispiel zeigt im Unterschied zu dem fünften Ausführungsbeispiel Details des steuerbaren Schalters 602. Der steuerbare Schalter 602 ist hier als Feldeffekttransistor, insbeson- dere als MOSFET ausgebildet. Die antiparallel zu seiner Schaltstrecke geschaltete Diode 603 ist hier bereits als Body-Diode in dem MOSFET 602 integriert. Der MOSFET 602 besitzt eine parasitäre Kapazität 612, die sich durch den inneren Aufbau des MOSFETs parallel zur Drain-Source-Strecke ergibt und die bei ausreichend hohen Schaltfrequenzen des Feldeffekttransistors 602, das heißt, beim Betrieb der Hochdruckentladungslampe LP6 mit einem Wechselstrom ausreichend hoher Frequenz, anstelle des Kondensators 604 verwendet werden kann bzw. bei der Dimensionierung des Kondensators 604 berücksichtigt werden muss. Der Gate-Anschluss des Feldeffekttransistors 602 ist mit einer Steuerschaltung 613 verbunden, die zur Steuerung der Schaltvorgänge des Transistors 602 dient. In der Tabelle 1 ist die Dimensi- onierung der einzelnen Bauteile der Schaltungsanordnung gemäß des sechsten Ausführungsbeispiels der Erfindung angegeben.
Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP6 wird von der Gleichspannungsquelle 600 an dem Spannungseingang des Klasse-E-Konverters eine Gleichspannung von 120 Volt bereitgestellt. Der Feldeffekttransistor 602 wird von der Steuerschaltung 613 mit einer Schaltfrequenz von ca. 87 Kilohertz und einem Tastverhältnis von 0,5 geschaltet. Mittels der Gleichspannungsquelle 600 und des Spartransformators 601 wird über die Diode 610 und den Widerstand 609 der Zündkondensator 607 auf die Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 608 aufgeladen. Beim Erreichen der Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 608 wird der Zünd- kondensator 607 stoßweise über die Primärwicklung 606a des Zündtransformators 606 entladen und in seiner Sekundärwicklung 606b werden Hochspannungsimpulse von bis 40000 Volt zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe induziert. Unmittelbar nach der Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe wird die Gasentladung hauptsächlich von dem Xenon in der ionisier- baren Füllung getragen. Während des Übergangs von der Zündphase in den stationären Lampenbetriebszustand verdampfen die weiteren Füllungskomponenten, die Metallhalogenide, und tragen zur Entladung und zur Lichtemission bei. Während dieser Zeit wird die von der Gleichspannungsquelle 600 bereitgestellte Versorgungsspannung von 120 Volt kontinuierlich auf einen Wert von 70 Volt reduziert, um so die gewünschte Lampenleistung einzustellen. Die elektrischen Eigenschaften, insbesondere die Impedanz der Hochdruckentladungslampe LP6, ändern sich während des Übergangs von der Zündphase in den stationären Betriebszustand erheblich. Während der Übergangsphase wird die Lampe LP6 mit erhöhter Leistung betrieben, um einen möglichst schnellen Übergang in den stationären Lampenbetrieb zu gewähr- leisten. Nach dem Einsetzen des Lampenstroms wird die Schaltfrequenz des Feldeffekttransistors 602 von ca. 87 Kilohertz auf ca. 360 Kilohertz erhöht. Nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe LP6 erreicht der Spannungsabfall an dem Zünd kondensator 607 nicht mehr die Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 608. Die Sekundärwicklung 606 des Zündtransformators 606b dient nach Beendigung der Zündphase als Resonanzinduktivität 606b des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters. Bei der Hochdrackentladungslampe LP6 handelt es sich um eine quecksilberfreie Metallhalogenid-Hochdruckentladungs- lampe mit einer elektrischen Leistungsaufnahme von 30 Watt und einer Brennspannung von ca. 30 Volt. Sie dient als Kraftfahrzeugscheinwerferlampe. Die Gleich- spannungsquelle 600 beinhaltet einen Hochsetzsteller, dessen Spannungsausgang den Gleichspannungsausgang der Gleichspannungsquelle 600 bildet und der die Versor- gungsspannung für den Klasse-E-Konverter aus der Bordnetzspannung des Kraftfahrzeugs generiert.
Das in Figur 7 abgebildet siebte Ausführungsbeispiel ist weitgehend identisch zu dem in Figur 2 dargestellten zweiten Ausführungsbeispiel des erfmdungsgemäßen Vorschaltgerätes. Im Unterschied zu dem zweiten Ausführungsbeispiel zeigt das siebte Ausführungsbeispiel auch Details der Impulszündvorrichtung und des steuerbaren Schalters. Der steuerbare Schalter ist hier als Feldeffekttransistor, insbesondere als MOSFET 1602 ausgebildet. Er wird von der Steuerschaltung 1613 gesteuert. Außerdem ist die Induktivität am positiven Gleichspannungsanschluss der Gleichspan- nungsquelle 1600 als Spartransformator 1601 ausgebildet und parallel zu dem Gleichspannungsausgang der Gleichspannungsquelle 1600 ein Kondensator 1661 vergleichsweise hoher Kapazität geschaltet, um Rückwirkungen des Spartransformators 1601 auf die Gleichspannungsquelle 1600 zu verhindern, wie bereits beim fünften Ausführungsbeispiel anhand des entsprechenden Bauteils 511 und der Figur 5 erläutert wurde. Der erste Wicklungsabschnitt 1601a des Spartransformators 1601 ist in den Klasse-E-Konverter geschaltet, so dass der positive Gleichspannungsanschluss der Gleichspannungsquelle 1600 über den ersten Wicklungsabschnitt 1601a und die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors 1602 mit dem negativen Gleichspannungsanschluss der Gleichspannungsquelle 1600 bzw. mit dem Massepotential ver- bunden ist. Der zweite Wicklungsabschnitt 1602b des Spartransformators 1602 dient zur Spannungsversorgung der Impulszündvorrichtung. Antiparallel zur Schaltstrecke, das heißt, zur Drain-Source-Strecke, des Transistors 1602 ist eine Diode 1603 geschaltet, die hier als sogenannte Body-Diode des Transistors 1602 in den Transistor 1602 integriert ist. Parallel zur Diode 1603 und auch zur Drain-Source-Strecke des Transistors 1602 ist ein Kondensator 1604 geschaltet, bei dessen Dimensionierung die parasitäre Kapazität 1612 des Transistors 1602 berücksichtigt wird, wie bereits beim sechsten Ausführungsbeispiel anhand des Transistors 602 und der Figur 6 erläutert wurde. Der aus der Kapazität 1605 und der Primärwicklung 1614a des Transformators 1614 bestehende Parallelkreis zu dem Kondensator 1604 ist als Serienre- sonanzkreis ausgebildet. Die Sekundärwicklung 1614b des Transformators 1614 versorgt den daran angeschlossen, aus der Sekundärwicklung 1606b des Zündtransfor- mators 1606 und der Hochdruckentladungslampe LP 16, bzw. den elektrischen Anschlüssen der Hochdruckentladungslampe, bestehenden Stromkreis mit Energie. Zur Spannungsversorgung der Impulszündvorrichtung ist der zweite Wicklungsabschnitt 1601b des Spartransformators 1601 an den Knotenpunkt zwischen Source- Anschluss des Transistors 1602, der Kathode der Diode 1603 und dem Kondensator 1604 sowie der Kapazität 1605 angeschlossen. Mittels des Wicklungsabschnitts 1601b wird der Zündkondensator 1607 über die Diode 1610 und den Widerstand 1609 auf die Durchbruchsspannung der parallel zum Zündkondensator 1607 geschalteten Funkenstrecke 1608 aufgeladen. Beim Erreichen der Durchbruchsspannung der Fun- kenstrecke 1608 entlädt sich der Zündkondensator 1607 stoßweise über die Primärwicklung 1606a des Zündtransformators 1606. Dadurch werden in der Sekundärwicklung 1606b des Zündtransformators 1606 Hochspannungsimpulse zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe induziert. Der Knotenpunkt zwischen dem Zündkondensator 1607 und der Primärwicklung 1606a des Zündtrans- formators 1606 ist mit dem Massepotential bzw. mit dem negativen Anschluss der Gleichspannungsquelle 1600 verbunden. Der Transformator 1614 dient zur Impedanzanpassung der Flochdruckentladungslampe LP 16 an den Klasse-E-Konverter und zur galvanischen Trennung von dem Klasse-E-Konverter. Der Transformator 1614 kann auch als Spartransformator ausgebildet sein, wenn eine galvanische Tren- nung nicht erforderlich ist. Eine Dimensionierung der verwendeten Bauteile ist in Tabelle 2 angegeben.
Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP 16 wird von der Gleichspannungsquelle 1600 an dem Spannungseingang des Klasse-E-Konverters eine Gleichspannung von 80 Volt bereitgestellt. Der Feldeffekttransistor 1602 wird von der Steuerschaltung 1613 mit einer Schaltfrequenz von ca. 59 Kilohertz und einem Tastverhältnis von 0,5 geschaltet. Mittels der Gleichspannungsquelle 1600 und des Spartransformators 1601 wird über die Diode 1610 und den Widerstand 1609 der Zündkondensator 1607 auf die Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 1608 aufgeladen. Beim Erreichen der Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 1608 wird der Zündkondensator 1607 stoßweise über die Primärwicklung 1606a des Zündtransformators 1606 entladen und in seiner Sekundärwicklung 1606b werden Hochspan- nungsimpulse von bis 40000 Volt zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe induziert. Unmittelbar nach der Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe LP 16 wird die Gasentladung hauptsächlich von dem Xenon in der ionisierbaren Füllung getragen. Während des Übergangs von der Zünd- phase in den stationären Lampenbetriebszustand verdampfen die weiteren Füllungs- komponenten, die Metallhalogenide, und tragen zur Entladung und zur Lichtemission bei. Während dieser Zeit wird die von der Gleichspannungsquelle 1600 bereitgestellte Versorgungsspannung von 80 Volt kontinuierlich auf einen Wert von 40 Volt reduziert, um so die gewünschte Lampenleistung einzustellen. Die elektrischen Eigen- schatten, insbesondere die Impedanz der Hochdruckentladungslampe LP 16, ändern sich während des Übergangs von der Zündphase in den stationären Betriebszustand erheblich. Während der Übergangsphase wird die Lampe LP 16 mit erhöhter Leistung betrieben, um einen möglichst schnellen Übergang in den stationären Lampenbetrieb zu gewährleisten. Nachdem der Lampenstrom eingesetzt hat, wird die Schaltfrequenz des Feldeffekttransistors 1602 von ca. 59 Kilohertz auf ca. 215 Kilohertz erhöht. Nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe LP 16 erreicht der Spannungsabfall an dem Zündkondensator 1607 nicht mehr die Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 1608.
Bei der Hochdruckentladungslampe LP 16 handelt es sich um eine quecksilberfreie Metallhalogenid-FIochdruckentladungslampe mit einer elektrischen Leistungsaufnahme von 30 Watt und einer Brennspannung von ca. 30 Volt, wie bereits bei dem sechsten Ausführungsbeispiel beschrieben wurde. Sie dient als Kraftfahrzeugscheinwerferlampe. Die Gleichspannungsquelle 1600 beinhaltet einen Hochsetzsteller, dessen Spannungsausgang den Gleichspannungsausgang der Gleichspannungsquelle 1600 bildet und der die Versorgungsspannung für den Klasse-E-Konverter aus der Bordnetzspannung des Kraftfahrzeugs generiert. Auf den Hochsetzsteller kann allerdings verzichtet, wenn die Bordnetzspannung ausreichend hoch ist oder wenn der Transformator 1614 geeignet dimensioniert ist.
In der Figur 8 ist als Kurve A der zeitliche Verlauf der während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP6 von der Steuerschaltung 1613 an das Gate des Transistors 1602 gelieferten, im wesentlichen rechteckförmigen Steuerspannung und als Kurve B der zeitliche Verlauf des Spannungsabfalls über der Schaltstrecke, das heißt, der Drain-Source-Strecke des Transistors 1602, dargestellt. Das Nullniveau der beiden Spannungsverläufe ist jeweils durch die Ziffer 1 bzw. 2 mit einem daran an- schließenden horizontalen Pfeil gekennzeichnet. Die Spannung über der Drain- Source-Strecke erreicht einen maximalen Wert von 216 Volt. Der Transistor 1602 wird nur ein- bzw. ausgeschaltet während der Spannungsabfall über der Drain- Source-Strecke Null ist. Das Tastverhältnis der Steuerspannung für das Gate des Transistors 1602 ist 0,5. Die Schaltfrequenz des Transistors 1602 beträgt 59 Kilo- hertz.
Der stationäre Betriebszustand, nach abgeschlossener Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP6 ist in Figur 9 gezeigt. Die Kurve C zeigt den zeitlichen Verlauf des von der Steuerschaltung 1613 an das Gate des Transistors 1602 gelieferten, im wesentlichen rechteckförmigen Steuerspannung. Die Drain-Source-Strecke des Tran- sistors 1602 ist elektrisch leitend während die Steuerspannung für das Gate des Transistors 1602 größer als Null Volt ist. Das Tastverhältnis der Steuerspannung ist 0,5. Die Schaltfrequenz des Transistors 1602 beträgt 215 Kilohertz. Die Kurve F zeigt den entsprechenden zeitlichen Spannungsverlauf über der Drain-Source-Strecke des Transistors 1602. Die Nullniveaus der beiden Spannungsverläufe sind durch die Zif- ferrn 1 bzw. 2 mit einem nachgestellten horizontalen Pfeil gekennzeichnet. Die Kurve D zeigt den zeitlichen Verlauf des Lampenstroms und die Kurve E den zeitlichen Verlauf der Spannung über der Entladungstrecke der Hochdruckentladungslampe LP6. Die Nullniveaus der Kurven D und E sind durch die Ziffer 3 mit dem nachgestellten horizontalen Pfeil gekennzeichnet. Der Lampenstrom D und die Lampen- Spannung E sind in sehr guter Näherung sinusförmig. Der Effektivwert des Lampenstroms beträgt 932 mA und der Effektivwert der Lampenspannung, das heißt, die Brennspannung der Lampe LP6, beträgt 32,7 Volt. Lampenstrom D und Lampenspannung E sind in Phase und ihre Frequenz beträgt 215 Kilohertz. Weitere Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes sind in den Figuren 10 bis 17 dargestellt. Die Ausführungsbeispiele gemäß der Figuren 10 bis 16 unterscheiden sich im wesentlichen nur durch die Zündvorrichtung.
Das in Figur 10 abgebildete achte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vor- schaltgerätes ist weitgehend identisch zu dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Insbesondere entsprechen die Anordnung und Funktion der Bauteile 700, 701, 702, 703 und 704 des achten Ausführungsbeispiels der Anordnung und der Funktion der Bauteile 100, 101, 102, 103 und 104 des ersten Ausführungsbeispiels. Die Diode 703 ist als Zenerdiode ausgeführt, wobei deren Durchbruchsspannung kleiner als die maximal zulässige Spannung des Schalters 702 und größer als die während des Betriebes am Schalter 702 auftretende Spannung gewählt ist. Sie dient als Überspannungsschutz für den Schalter 702 während des Einsetzens des Lampenstroms. Parallel zu dem Kondensator 704 ist ein Serienresonanzkreis geschaltet, der aus der Kapazität 705 und der Induktivität 706 besteht. In den Serienresonanzkreis sind ferner die elektrischen Anschlüsse der Hochdruckentladungslampe LP7 geschaltet. Die Zündvorrichtung ist hier als Gleichspannungszündvorrichtung 707 ausgebildet. Der Gleichspannungsausgang der Zündvorrichtung 707 ist entweder unmittelbar parallel zu der Resonanzkapazität 705 oder parallel zur Serienschaltung eines oder beider Bauteile 701 und 706 mit der Resonanzkapazität 705 geschaltet, wie in Figur 10 mit gestrichelten Linien angedeutet ist. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP7 wird an der Kapazität 705 bzw. über der vorgenannten Serienschaltung eine Gleichspannung überlagert, die zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe LP7 führt. Nach erfolgter Zündung der Gasentladung wird die Zündvorrichtung deaktiviert.
Das in Figur 11 abgebildete neunte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist identisch zu dem achten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Insbesondere entsprechen die Anordnung und Funktion der Bauteile 800, 801, 802, 803, 804, 805 und 806 des neunten Ausführungsbeispiels der Anordnung und der Funktion der entsprechenden Bauteile 700, 701, 702, 703, 704, 705 und 706 des ach- ten Ausführungsbeispiels. Das neunte Ausführungsbeispiel zeigt Details der Gleich- spannungszündvorrichtung. Die Gleichspannungszündvorrichtung umfasst einen steuerbaren Schalter 809, einen Transformator 808 mit Primärwicklung 808a und gegensinnig gewickelter Sekundärwicklung 808b sowie eine Diode 807. Diese Zündvorrichtung wird von der Gleichspannungsquelle 800 gespeist. Die Primärwick- ing 808a und die Schaltstrecke des Schalters 809 sind in einem an den Gleichspannungsanschlüssen der Gleichspannungsquelle 800 angeschlossenen Stromkreis geschaltet. Die seriell angeordnete Sekundärwicklung 808b und Diode 807 sind parallel zu der Resonanzkapazität 805 des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters geschaltet. Diese Zündvorrichtung arbeitet im wesentlichen nach dem Prinzip eines Sperrwandlers. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP8 wird der Schalter 809 mit hoher Frequenz getaktet. In der Leitphase des Schalters 809 fließt durch die Primärwicklung 808a ein Strom, der zum Aufbau eines magnetischen Feldes in dem Transformator 808 führt. Aufgrund der Polung der Diode 807 und des Wicklungssinns der Sekundärwicklung 808b findet aber keine Energieübertragung von dem Transformator 808 auf die Resonanzkapazität 805 statt. In der Sperrphase des Schalters 809 wird die im Magnetfeld des Transformators 808 gespeicherte E- nergie an die Resonanzkapazität 805 abgegeben. Die in der Sekundärwicklung 808b induzierte Spannung lädt über die Diode 807 die Resonanzkapazität 805 auf die zum Zünden der Gasentladung in der Lampe erforderliche Zündspannung auf. Am Ende der Zündphase wird die Zündvorrichtung durch Abschalten des Schalters 809 deaktiviert. Die Sekundärwicklung 808b ist so dimensioniert, dass sie eine sehr große Induktivität besitzt, so dass aufgrund ihres großen Blind wider Stands im Betrieb, nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Lampe, kein nennenswerter Strom durch sie fließt. Falls diese Dimensionierungsvorschrift für die Sekundärwicklung 808b nicht erfüllbar ist, kann eine durch die Diode 807 bedingte Unsymmetrie des Lampenstroms mittels der in Figur 22 abgebildeten Zener-Diode 810 verhindert werden, deren Zener-Spannung höher als die während des Lampenbetriebs (nach Beendigung der Zündphase) über dem Kondensator 805 anstehende Spannung ist. Dadurch fließt während des stationären Lampenbetriebs (nach Beendigung der Zündphase) kein nennenswerter Strom über die Sekundärwicklung 808b. In allen anderen Details stimmen die Schaltungen gemäß der Figuren 11 und 22 überein. Das in Figur 12 abgebildete zehnte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist identisch zu dem achten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Insbesondere entsprechen die Anordnung und Funktion der Bauteile 900, 901, 902, 903, 904, 905 und 906 des zehnten Ausführungsbeispiels der Anordnung und der Funktion der entsprechenden Bauteile 700, 701, 702, 703, 704, 705 und 706 des achten Ausführungsbeispiels. Das zehnte Ausführungsbeispiel zeigt Details der Gleich- spannungszündvorrichtung. Die Gleichspannungszündvorrichtung umfasst einen steuerbaren Schalter 909, einen Transformator 908 mit Primärwicklung 908a und gleichsinnig gewickelter Sekundärwicklung 908b sowie eine Diode 907. Diese Zündvorrichtung wird von der Gleichspannungsquelle 900 gespeist. Die Primärwicklung 908a und die Schaltstrecke des Schalters 909 sind in einem an den Gleichspannungsanschlüssen der Gleichspannungsquelle 900 angeschlossenen Stromkreis geschaltet. Die seriell angeordnete Sekundärwicklung 908b und Diode 907 sind parallel zu der Serienschaltung der Resonanzkapazität 905 und der Resonanzinduktivität 906 des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters geschaltet. Diese Zündvorrichtung arbeitet während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP9 im wesentlichen nach dem Prinzip eines Durchflusswandlers. In der Leitphase des mit hoher Frequenz getakteten Schalters 909 fließt durch die Primärwicklung 908a des Transformators 908 ein Strom, der eine Induktionsspannung in der gleichsinnig ge- wickelten Sekundärwicklung 908b hervorruft. Die Induktionsspannung in der Sekundärwicklung 908b treibt über die Diode 907 und die Resonanzinduktivität 906 einen Ladestrom in die Resonanzkapazität 905. Die Resonanzinduktivität 906 dient während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP9 zur Begrenzung des Ladestroms der Resonanzkapazität 905. Die Resonanzkapazität 905 wird während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP9 auf die erforderliche Zündspannung aufgeladen. Die Sekundärwicklung 908b ist so dimensioniert, dass sie eine sehr große Induktivität besitzt, so dass aufgrund ihres großen Blindwiderstands im Betrieb, nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Lampe, kein nennenswerter Strom durch sie fließt. Falls diese Dimensionierungsvorschrift für die Sekundärwick- hing 908b nicht erfüllbar ist, kann eine durch die Diode 907 bedingte Unsymmetrie des Lampenstroms mittels der in Figur 23 abgebildeten Zener-Diode 910 verhindert 'werden, deren Zener-Spannung höher als die während des Lampenbetriebs (nach Beendigung der Zündphase) über dem Kondensator 905 und der Resonanzinduktivi- tät 906 anstehenden Spannung ist. Dadurch fließt während des stationären Lampenbetriebs (nach Beendigung der Zündphase) kein nennenswerter Strom über die Sekundärwicklung 908b. In allen anderen Details stimmen die Schaltungen gemäß der Figuren 12 und 23 überein.
Die Figuren 13 bis 16 zeigen Ausführungsbeispiele des erfmdungsgemäßen Vorschaltgerätes mit einer Resonanzzündvorrichtung.
Das in Figur 13 abgebildete elfte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist weitgehend identisch zu dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfin- düng. Insbesondere entsprechen die Anordnung und Funktion der Bauteile 1000, 1001, 1002, 1003 und 1004 des elften Ausführungsbeispiels der Anordnung und der Funktion der Bauteile 100, 101, 102, 103 und 104 des ersten Ausführungsbeispiels. Parallel zu dem Kondensator 1004 ist ein Serienresonanzkreis geschaltet, der aus den Kapazitäten 1005, 1007 und der Induktivität 1006 besteht. In den Serienresonanz- kreis sind ferner die elektrischen Anschlüsse der Hochdrackentladungslampe LP 10 geschaltet. Die Zündvorrichtung ist hier als Resonanzzündvorrichtung ausgebildet. Die Kapazität 1007 ist parallel zur Entladungsstrecke der Hochdruckentladungslampe LP 10 geschaltet. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP 10 wird der Schalter 1002 mit einer Frequenz nahe der Resonanzfrequenz des Serienre- sonanzkreises 1005, 1006, 1007 des Klasse-E-Konverters getaktet, so dass an dem Kondensator 1007 die erforderliche Zündspannung für die Hochdruckentladungslampe LP 10 durch Resonanzüberhöhung bereitgestellt wird. Nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe LP 10 wird der Schalter 1002 mit einer Frequenz oberhalb der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises, beste- hend aus den Komponenten 1005 und 1006, getaktet, da nach erfolgter Zündung der Gasentladung die Kapazität 1007 durch die Entladungsstrecke der Hochdruckentladungslampe LP 10 kurzgeschlossen wird.
Das in Figur 14 abgebildete zwölfte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist nahezu identisch zu dem elften Ausführungsbeispiel. Insbeson- dere entsprechen die Anordnung und Funktion der Bauteile 1100, 1101, 1102, 1103, 1104, 1105 und 1106 des zwölften Ausführungsbeispiels der Anordnung und der Funktion der entsprechenden Bauteile 1000, 1001, 1002, 1003, 1004, 1005 und 1006 des elften Ausführungsbeispiels. Im Unterschied zu dem elften Ausführungsbeispiel besitzt der Serienresonanzkreis des Klasse-E-Konverters anstelle der zusätzlichen Kapazität 1007 eine zusätzlich Induktivität 1107, die parallel zur Entladungsstrecke der Hochdruckentladungslampe LP 11 geschaltet ist. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP 11 wird der Schalter 1102 mit Frequenz nahe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises 1105, 1106, 1107 des Klasse-E- Konverters getaktet, so dass an der Induktivität 1107 die erforderliche Zündspannung für die Hochdruckentladungslampe LP 11 durch Resonanzüberhöhung bereitgestellt wird. Nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe LP 11 wird der Schalter 1102 mit einer Frequenz oberhalb der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises, bestehend aus den Komponenten 1105 und 1106, getaktet.
Das in Figur 15 abgebildete dreizehnte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist fast identisch zu dem elften Ausführungsbeispiel. Insbesondere entsprechen die Anordnung und Funktion der Bauteile 1200, 1201, 1202, 1203, 1204, 1205, 1206 und 1207 des dreizehnten Ausführungsbeispiels der Anordnung und der Funktion der entsprechenden Bauteile 1000, 1001, 1002, 1003, 1004, 1005, 1006 und 1007 des elften Ausführungsbeispiels. Die Diode 1203 kann als Zenerdio- de ausgebildet sein, um einen Überspannungsschutz für den Schalter 1202 zu gewährleisten. Im Unterschied zu dem elften Ausführungsbeispiel werden die Resonanzkreisbauteile 1206 und 1207 während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP 12 von einer externen Wechselspannungsquelle 1208 und nicht von der Gleichspannungsquelle des Klasse-E-Konverters angeregt.
Das in Figur 16 abgebildete vierzehnte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist fast identisch zu dem zwölften Ausführungsbeispiel. Insbesondere entsprechen die Anordnung und Funktion der Bauteile 1300, 1301, 1302, 1303, 1304, 1305, 1306 und 1307 des vierzehnten Ausführungsbeispiels der Anordnung und der Funktion der entsprechenden Bauteile 1100, 1101, 1102, 1103, 1104, 1105, 1106 und 1107 des zwölften Ausführungsbeispiels. Im Unterschied zu dem zwölften Ausführungsbeispiel werden die Resonanzkreisbauteile 1306 und 1307 während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP 13 von einer externen Wechselspannungsquelle 1308 und nicht von der Gleichspannungsquelle des Klasse-E-Konverters angeregt.
In Figur 17 ist schematisch die Schaltskizze des Vorschaltgerätes gemäß des fünfzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt. Dieses Vorschaltgerät besitzt einen Gleichspannungseingang mit zwei Gleichspannungsanschlüssen, die an den Spannungsausgang einer Gleichspannungsquelle 1400 angeschlossen sind. Der positive Gleichspannungsanschluss ist über die Primärwicklung 1401b eines Transformators 1401 und die Schaltstrecke eines steuerbaren Schalters 1402 mit dem negativen Gleichspannungsanschluss bzw. mit dem schaltungsinternen Massepotential verbunden. Antiparallel zu der Schaltstrecke des Schalters 1402 ist eine Diode 1403 geschaltet. Parallel zu der Schaltstrccke des Schalters 1402 und auch parallel zu der Diode 1403 ist ein Kondensator 1404 geschaltet. In einem Parallelkreis zu dem Kondensator 1404 sind der Kondensator 1405 und die Induktivität 1406 angeordnet. Der Kondensator 1405 und die Induktivität 1406 bilden einen Serienresonanzkreis. In dem Serienresonanzkreis sind elektrische Anschlüsse für eine Hochdruckentladungslampe LP 14 angeordnet, so dass bei angeschlossener Lampe LP 14 ihre Entladungsstrecke seriell in dem Serienresonanzkreis geschaltet ist.
Mittels der Sekundärwicklung 1401 a wird eine Hilfsspannung generiert, die beispielsweise zur Spannungsversorgung der Steuerschaltung des Schalters 1402 oder zur Spannungsversorgung einer der oben beschriebenen Zündvorrichtungen verwendbar ist.
In Figur 18 ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer Hochdruckentladungslam- pe gezeigt, die mit dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät betrieben wird. Bei dieser Lampe handelt es sich um eine quecksilberfreie Hochdruckentladungslampe mit einer Leistungsaufnahme von 25 Watt bis 35 Watt, die zum Einsatz in einem Kraftfahrzeugscheinwerfer vorgesehen ist. Das Entladungsgefäß 1 dieser Lampe weist einen rohrförmigen, zylindrischen mittleren Abschnitt 10, der aus Saphir besteht. Die offenen Enden des Abschnitts 10 sind jeweils durch ein keramisches Verschlussstück 11 bzw. 12 aus polykristallinem Aluminiumoxid verschlossen. Der Innendurchmesser des -kreiszylindrischen Abschnitts 10 beträgt 1,5 Millimeter. In der Längsachse des Entladungsgefäßes 1 sind zwei Elektroden 2, 3 angeordnet, so dass ihre entla- dungsseitigen Enden in den Innenraum des mittleren, zylindrischen Abschnitts 10 hineinragen und einen Abstand von 4,2 Millimeter besitzen. Die im Entladungsgefaß 1 eingeschlossene ionisierbare Füllung besteht aus Xenon mit einem Kaltfülldruck von 5000 Hektopascal und insgesamt 4 Milligramm der Jodide von Natrium, Dysprosium, Holmium, Thulium und Thallium. Die Elektroden 2 bzw. 3 sind jeweils über eine Stromzuführung 4 bzw. 5 mit einem elektrischen -Anschluss 16 bzw. 17 des Lampensockels 15 verbunden. Das Entladungsgefäß 1 ist von einem lichtdurchlässigen Außenkolben 14 umgeben.
Aus dem Elektrodenabstand, dem Innendurchmesser des zylindrischen Abschnitts 10 und aus der Schallgeschwindigkeit im Entladungsmedium, die ca. 560 m/s beträgt, können die akustischen Resonanzfrequenzen der Hochdruckentladungslampe be- rechnet werden. Die Grundfrequenz der longitudinalen akustischen Resonanz liegt bei 70 Kilohertz. Die Grundfrequenz der azimutalen akustischen Resonanz liegt bei 230 Kilohertz und die Grundfrequenz der radialen akustischen Resonanz liegt bei 476 Kilohertz. Das bedeutet, dass die Grundfrequenz der vorgenannten akustischen Resonanzen im Entladungsraum jeweils durch einen Wechselstrom mit einer Fre- quenz, die halb so groß ist, wie die der vorgenannten Resonanzen angeregt werden würde. Aufgrund des großen Aspektverhältnisses von 2,8 und des geringen Innendurchmessers liegen die akustischen Resonanzen weit auseinander. Zwischen den vorgenannten akustischen Resonanzen liegt jeweils ein resonanzfreier Frequenzbereich, in dem ein stabiler Lampenbetrieb ohne Frequenzmodulation des Lampen- Wechselstroms möglich ist. Die beim sechsten und siebten Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes offenbarten Schaltfrequenzen des MOSFET- Schalters und Wechselstromfrequenzen von 360 Kilohertz bzw. 215 Kilohertz liegen somit in einem resonanzfreien Frequenzbereich.
Die Figur 19 zeigt die in Figur 18 abgebildete Hochdruckentladungslampe mit einer im Lampensockel 15 angeordneten Schaltungsanordnung 18. Diese Schaltungsan- ordnung 18 umfasst entweder das komplette Vorschaltgerät der Hochdruckentladungslampe inklusive Zündvorrichtung oder aber nur die Zündvorrichtung der Hochdruckentladungslampe.
In Figur 20 ist der Aufbau eines Klasse-E-Konverters gemäß des Standes der Tech- nik dargestellt. Der Aufbau und die Funktion dieses Klasse-E-Konverters sind auf den Seiten 271 bis 273 des Buches „Power electronics: Converters, applications, and design" der Autoren Ned Mohan, Tore M. Undeland und William P. Robbins, zweite Auflage 1995, John Wiley & Sons, Inc. beschrieben.
Dieser Klasse-E-Konverter besitzt einen Gleichspannungseingang mit zwei Gleich- Spannungsanschlüssen, die an den Spannungsausgang einer Gleichspannungsquelle 1500 angeschlossen sind. Der positive Gleichspannungsanschluss ist über eine Induktivität 1501 und die Schaltstrecke eines steuerbaren Schalters 1502 mit dem negativen Gleichspannungsanschluss bzw. mit dem schaltungsinternen Massepotential verbunden. Antiparallel zu der Schaltstrecke des Schalters 1502 ist eine Diode 1503 geschaltet. Parallel zu der Schaltstrecke des Schalters 1502 und auch parallel zu der Diode 1503 ist ein Kondensator 1504 geschaltet. In einem Parallelkreis zu dem Kondensator 1504 sind der Kondensator 1505 und die Induktivität 1506 angeordnet. Der Kondensator 1505 und die Induktivität 1506 sind so dimensioniert, dass der Parallelkreis ein Serienresonanzkreis ist. Die Last RL ist seriell in den Serienresonanzkreis geschaltet.
Auf die in den Tabellen 1 und 2 erwähnten Schutzdioden P6KE440 kann auch verzichtet werden.
In Figur 21 ist schematisch die Schaltskizze des Vorschaltgerätes gemäß des sechzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt. Dieses Vorschaltgerät be- sitzt einen Gleichspannungseingang mit zwei Gleichspannungsanschlüssen +,- , die an den Spannungsausgang einer Gleichspannungsquelle angeschlossen sind. Die Gleichspannungsquelle erzeugt am parallel zu dem Spannungseingang des Klasse-E- Konverters geschalteten Kondensator C4 eine Eingangsspannung von 42 Volt für den Klasse-E-Konverter. Der positive Gleichspannungsanschluss ist über einen ers- ten Wicklungsabschnitt des Spartransformators L2 und die Schaltstrecke des steuerbaren Feldeffekttransistors T mit dem negativen Gleichspannungsanschluss bzw. mit dem schaltungsinternen Massepotential verbunden. Die antiparallel zu der Schaltstrecke des Transistors T geschaltete Body-Diode des MOSFET-Transistors T über- nimmt die Funktion der Diode 1503 des in Figur 20 abgebildeten Klasse-E- Konverters. Parallel zu der Schaltstrecke des Transistors T und auch parallel zu seiner Body-Diode ist ein Kondensator C2 geschaltet. In einem Parallelkreis zu dem Kondensator C2 sind der Kondensator C5 und die Primärwicklung nl eines Transformators Trl angeordnet. Der Transformator Trl dient zur Impedanzanpassung der Lampe La an den Klasse-E-Konverter. Die Sekundärwicklung n2 des Transformators Trl ist in Reihe zu dem Kondensator Cl , der Sekundärwicklung des Zündtransformators Ll, der Entladungsstrecke der Hochdruckentladungslampe La und dem Widerstand R3 geschaltet. Parallel zu der aus der Sekundärwicklung des Zündtransformators Ll und der Entladungsstrecke der Lampe La bestehenden Serienschaltung ist eine Suppressordiode D5, beispielsweise eine Transildiode, geschaltet, die zur Spannungsbegrenzung dient.
An den zweiten Wicklungsabschnitt L2b des Spartransformators L2 ist die aus der Diode D2, dem Widerstand R2, der Funkenstrecke FS, dem Zündkondensator C3 und dem Zündtransformator Ll bestehenden Impulszündvorrichtung angeschlossen. Der Zündkondensator C3 ist parallel zu der Serienschaltung bestehend aus der Funkenstrecke FS und der Primärwicklung Llb des Zündtransformators Ll geschaltet. Der Spannungsabfall am Zündkondensator C3 wird von der Steuerschaltung des Transistors T mittels der Spannungsteilerwiderstände R4, R5 überwacht. Außerdem überwacht die Steuerschaltung des Transistors T mittels des Widerstands R3 auch den Lampenstrom. Die Steuerschaltung des Transistors T besteht aus einem Logikteil und Treiberschaltungen für den Transistor T. In der Tabelle 3 ist eine Dimensionierung der Bauteile des sechzehnten Ausführungsbeispiels angegeben. Bei der Lampe La handelt es sich um eine quecksilberfreie Halogen-Metalldampf-Hochdruckentladungslampe mit einem Entladungsgefäß aus Quarzglas, die eine elektrische Leistungsaufnahme von ca. 35 Watt und eine Brennspannung von ca. 45 Volt besitzt. .Diese quecksilberfreie Halogen-Metalldampf-Hochdruckentladungslampe wird mit- tels des Klasse-E-Konverters mit einer Wechselspannung betrieben, deren Frequenz oberhalb der akustischen Resonanzen der Lampe liegt.
Der Klasse-E-Konverter wird von der Gleichspannungsquelle mit einer Eingangsspannung von 42 Volt versorgt. Während der Zündphase der Hochdruckentladungs- lampe La wird der Transistor T mittels der Steuerschaltung mit einer Schaltfrequenz von 230 Kilohertz betrieben. Das heißt, die Steuerschaltung des Transistors T reduziert die Schaltfrequenz des Transistors T ausgehend von einem Wert geringfügig oberhalb von 230 Kilohertz langsam bis sich an dem Zündkondensator C3 die erforderliche Durchbruchsspannung der Funkenstrecke FS aufgebaut hat, was mittels des Spannungsteilers R4, R5 von der Steuerschaltung des Transistors T detektiert wird. Beim Durchbruch der Funkenstrecke FS entlädt sich der Zündkondensator C3 über die Primärwicklung Llb des Zündtransformators Ll. In der Sekundärwicklung des Zündtransformators Ll werden Hochspannungsimpulse zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe La generiert. Nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Lampe La fließt ein Strom über die Entladungsstrecke der Hochdruckentladungslampe La. Dieser Lampenstrom wird mittels des Widerstands R3 von der Steuerschaltung des Transistors T detektiert und die Schaltfrequenz des Transistors T wird daraufhin schlagartig auf einen Wert von 925 Kilohertz erhöht. Es erfolgt der sogenannte Leistungsanlauf der Lampe La, während dem die Lampe La mit ca. dreifacher Nennleistung betrieben wird, um eine schnelle Verdampfung der Metallhalogenide zu erreichen. Während des Leistungsanlaufs wird die Schaltfrequenz des Transistors T auf den stationären Endwert von 955 Kilohertz erhöht, um die Lampe La mit einer Leistung nahe bei ihrer Nennleistung von 35 Watt zu betreiben.
Während des Lampenbetriebs wird mittels der Steuervorrichtung des Transistors T der Spannungsabfall am Widerstand R3 überwacht, der proportional zum Lampenstrom ist. Fällt dieser unter einen vorgegebenen Wert, so wird das von der Steuerschaltung als ein Erlöschen der Lampe La interpretiert und es wird automatisch wieder die Schaltfrequenz des Transistors T auf einen Wert von ca. 230 Kilohertz einge- stellt, um erneut die Zündphase der Lampe La einzuleiten. Alternativ kai das Erlöschen der Lampe La auch mittels der Spannungsteilerwiderstände R4, R5 durch einen Spannungsanstieg am Zündkondensator C3 erkannt werden. Die erfolgte Zündung der Lampe La kann alternativ ebenfalls mittels der Spannungsteilerwiderstände R4, R5 dadurch detektiert werden, dass der Spannungsabfall am Zündkondensator C3 über einen längeren Zeitraum, beispielsweise 100 ms bzw. 10 Periodendauern, deutlich unterhalb der Durchbruchsspannung der Funkenstrecke FS bleibt.
Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die oben näher erläuterten Ausführungsbeispiele. Beispielsweise kann zur besseren Anpassung der Lampe an den Klasse-E- Konverter der Kondensator 1504 bzw. die entsprechenden Kondensatoren 104, 204, 304, 404, 504, 604, 1604, 704, 804, 904, 1004, 1104, 1204, 1304, 1404 und C2 der oben beschriebenen Ausführungsbeispiele als Kondensatoren mit veränderbarer Kapazität ausgebildet sein. Die Kapazität kann dabei entweder kontinuierlich zwischen einem Minimal- und Maximalwert verändert werden oder aber zwischen einigen diskreten, beispielsweise zwei, Werten umgeschaltet werden. So kann eine hohe Effizienz trotz Veränderung des Lampenwiderstands, beispielsweise verursacht durch das Zünden der Gasentladung in der Lampe oder das Verdampfen der Metallhalogenide in dem Entladungsgefäß der Lampe, gewährleistet werden, wobei nur eine geringe Variation der Schaltfrequenz erforderlich ist. Insbesondere bei den Ausfüh- rungsbeispielen mit Resonanzzündung gemäß der Figuren 13 und 14 ist eine Anpassung des Resonanzkreises durch Einstellen der Kapazität des Kondensators 1004 bzw. 1104 auf einen ersten Wert während der Zündung und Umschalten auf einen zweiten Wert nach der Zündung der Lampe vorteilhaft. Das kann beispielsweise dadurch realisiert werden, dass der Kondensator 1004 bzw. 1104 als Parallelschaltung zweier Kondensatoren ausgebildet wird, von denen einer mit Hilfe eines Schaltmittels aktiviert oder deaktiviert wird.
Die Zündvorrichtung 107 kann wie bereits erläutert eine Impulsquelle enthalten, die einen oder eine Folge von Spannungsimpulsen zur Zündung der Gasentladung in der
Hochdruckentladungslampe bereitstellt. Diese kann anstelle der Impulsquelle auch eine beliebige Wechselspannungsquelle enthalten, die eine länger anstehende Wech- selspannung bereitstellt. Die Frequenz dieser Wechselspannung wird so hoch eingestellt, dass die Kondensatoren 104, 105 bzw. 204, 205 bzw. 304, 305 bzw. 404, 405 bei dieser Frequenz einen sehr geringen Blindwiderstand besitzen und als Kurz- schluss angesehen werden können. Parallel zu einem der beiden vorgenannten Kon- densatoren oder zu beiden Kondensatoren kann zur Spannungsbegrenzung eine Suppressordiode geschaltet sein, insbesondere wenn der sehr geringe Blindwiderstand nicht gewährleistet werden kann.
Alternativ zu den oben erläuterten Zündvorrichtungen kann zur Erzeugung der Zündspannung für die Hochdruckentladungslampe auch ein Piezotransformator verwendet werden. Figur 24 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Klasse-E-Konverters mit einer Gleichspannungszündung in Analogie zu dem Ausführungsbeispiel der Figur 10. Der Klasse-E-Konverter wird hier von den Bauteilen L200, SlOO, Dl 00, C200, L100 und C100 gebildet, welche die gleiche Funktion wie die entsprechenden Bauteile 701, 702, 703, 704, 705 und 706 in Figur 10 haben. Gemäß des Ausführungsbeispiels von Figur 24 ist ein Piezotransformator PT parallel zum Schalter SlOO geschaltet, der die Hochspannung zum Aufladen des Kondensators C100 mittels des Spannungsver- dopplers, bestehend aus den Dioden D700 und D800, erzeugt. Die Z-Diode D900 verhindert einen einseitigen Kurzschi uss des aus L100 und C100 bestehenden Resonanzkreises während des Betriebs, und hat dieselbe Funktion wie die Z-Diode 910 in Figur 23. Damit genügt weiterhin ein einziger Halbschalter SlOO zur Zündung und zum Betrieb der Hochdruckentladungslampe La. Beispielsweise kann dadurch der gemäß der Figur 23 zur Erzeugung der Zündspannung erforderliche Schalter 909 eingespart werden. Aufgrund der Eingangskapazität des Piezotransformators PT kann diese die Funktion des Kondensators C200 teilweise oder vollständig überneh- men. Die Abschaltung der Hochspannungserzeugung erfolgt durch Verändern der Schaltfrequenz von SlOO. Es genügt eine geringe Veränderung der Schaltfrequenz, da Piezotransformatoren aufgrund ihrer hohen Güte sehr schmalbandige Resonanzen aufweisen.
Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät dient vorzugsweise zum Betrieb einer Hoch- druckentladungslampe für Kraftfahrzeugscheinwerfer, insbesondere einer Halogen- Metalldampf-Hochdruckentladungslampe mit einem lichtdurchlässigen Entladungs- gefaß aus Keramik, wie in den Figuren 18 und 19 abgebildet sowie beispielsweise in der deutschen Patentanmeldung DE 102 42 740 besclirieben ist, oder einer Halogen- Metalldampf-Hochdruckentladungslampe mit einem lichtdurchlässigen Entladungs- gefäß aus Quarzglas, wie beispielsweise in der Patentanmeldung DE 103 12 290 offenbart ist.
Tabelle 1 : Dimensionierung der Bauteile gemäß des sechsten Ausführungsbeispiels der Erfindung
Bauelement Dimensionierung
Spartransformator 601 ETD29, N67
Primärwicklung 601a 49 Windungen, 300 μH
Sekundärwicklung 601b 131 Windungen
Feldeffekttransistor 602 mit integrierter IRF830, International Rectifier
Diode 603
Kapazität 604 4,7 nF, 600 V
Kapazität 605 1,5 nF, 1500 V
Transformator 606 150 μH,
Primärwicklung 606a 1 Windung
Sekundärwicklung 606b 40 Windungen
Zündkondensator 607 70 nF, 1000 V
Funkenstrecke 608 800 V, EPCOS FS08X-1JM
Widerstand 609 HO kOhm, 0,5 W
Diode 610 1500 V, zwei US IM in Reihe, parallel zu jeder US IM zwei P6KE440 in Reihe
Kapazität 611 11 μF, Elektrolytkondensator 10 μF / 100 V parallel zu 1 μF / 630 V Folienkondensator
Hochdruckentladungslampe LP6 30 Volt, 30 Watt (Nenndaten) Tabelle 2: Dimensionierung der Bauteile gemäß des siebten Ausfülirangsbeispiels der Erfindung
Bauelement Dimensionierung
Spartransformator 1601 ETD39, N67
Primärwicklung 1601a 39 Windungen, 300 μH
Sekundärwicklung 1601b 190 Windungen
Feldeffekttransistor 1602 mit integrierter IRF740, International Rectifier
Diode 1603
Kapazität 1604 14,1 nF
Kapazität 1605 17,4 nF
Kapazität 1661 10 μF, 100V Folienkondensator
Zündtransformator 1606 150 μH,
Primärwicklung 1606a 1 Windung
Sekundärwicklung 1606b 40 Windungen
Zündkondensator 1607 70 nF, 1000 V
Funkenstrecke 1608 800 V, EPCOS FS08X- UM
Widerstand 1609 HO kOhm, 0,5 W
Diode 1610 1500 V, zwei US IM in Reihe, parallel zu jeder US IM zwei P6KE440 in Reihe
Transformator 1614 ETD29, N67 Primärwicklung 1614a 26 Windungen Sekundärwicklung 1614b 52 Windungen
Hochdruckentladungslampe LP 16 30 Volt, 30 Watt (Nenndaten) Tabelle 3: Dimensionierung der Bauteile gemäß des sechzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung
Bauelement Dimensionierung
Cl 200 pF
C2 1,0 nF
C3 70 nF
C4 10 μF
C5 680 nF
D2 2000 V, zweimal US IM in Reihe
D5 2000 V, bidirektionale Spannungsbegrenzung aus viermal P6KE520C in Reihe
FS 800 V, EPCOS FS08X -UM
Ll Sekundärwicklung 40 Wdg., 150 μH
Llb 1 Wdg.
L2 10 Wdg., EFD20, N59, 18 μH
L2b 33 Wdg.
R2 10 Kilo-Ohm
R3 0,5 Ohm
R4 lO Mega-Ohm
R5 47 Kilo-Ohm T IRFP460LC, 400 V, 10 A, 0,55 Ohm (International Rectifier) TR1 nl= 8 Wdg., n2= 45 Wdg., EFD25, N59

Claims

Patentansprüche
1. Vorschaltgerät zum Betrieb mindestens einer Hochdrackentladungslampe, wobei das Vorschaltgerät einen Spannungswandler zum Erzeugen eines im wesentlichen sinusförmigen Wechselstroms umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungswandler als Klasse-E-Konverter ausgebildet ist.
2. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungswandler folgende Merkmale aufweist: - Gleichspannungsanschlüsse zur Spannungsversorgung des Spannungswandlers, - eine Induktivität (101) und ein steuerbares Schaltmittel (102), wobei der positive Gleichspannungseingang (+) über die Induktivität (101) und die Schaltstrecke des Schaltmittels (102) mit dem negativen Gleichspannungseingang (-) bzw. mit dem Massepotential verbunden ist, - eine Diode (103), die antiparallel zu der Schaltstrecke des Schaltmittels (102) angeordnet ist, - eine Kapazität (104), die parallel zu der Diode (103) und parallel zu der Schaltstrecke des Schaltmittels (102) geschaltet ist, - einen Parallelkreis (105, 106b) zu der Kapazität (104), der als Serienresonanzkreis ausgebildet ist, - elektrische Anschlüsse für mindestens eine Hochdruckentladungslampe (LPl), die an den Serienresonanzkreis (105, 106b) gekoppelt sind.
3. Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorschaltgerät eine Zündvorrichtung (107) zum Zünden einer Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe (LPl) aufweist.
4. Vorschaltgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündvor- richtung (107) zu ihrer Spannungsversorgung an eine Induktivität (301) des Klasse-E-Konverters gekoppelt ist.
5. Vorschaltgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündvorrichtung als Impulszündvorrichtung (107) ausgebildet ist.
6. Vorschaltgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündvorrichtung als Gleichspannungszündvorrichtung (707) ausgebildet ist.
7. Vorschaltgerät nach Ansprach 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündvorrichtung als Resonanzzündvorrichtung ausgebildet ist.
8. Vorschaltgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündvorrichtung einen Piezotransformator (PT) enthält.
9. Vorschaltgerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingang bzw. die Primärseite des Piezotransformators (PT) parallel zu dem Schalter (SlOO) des Klasse-E-Konverters geschaltet ist.
10. Vorschaltgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität als Spartransformator (401) ausgebildet ist.
11. Vorschaltgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Sekun- därwicklung (306b) des Zündtransformators (306) der Impulszündvorrichtung (307) als Bestandteil eines Serienresonanzkreises des Klasse-E- Konverters ausgebildet ist.
12. Vorschaltgerät nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichspannungszündvorrichtung (707) an eine Kapazität (705) eines Serienreso- nanzkreises des Klasse-E-Konverters gekoppelt ist.
13. Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Transformator (208) zur Impedanzanpassung der mindestens einen Hochdruckentladungslampe (LP2) vorgesehen ist.
14. Verfahren zum Betrieb mindestens einer Hochdruckentladungslampe mit ei- nem im wesentlichen sinusförmigen Wechselstrom, dadurch gekennzeichnet, dass dieser Wechselstrom mittels eines Klasse-E-Konverters erzeugt wird.
15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz des im wesentlichen sinusförmigen Wechselstroms in einem Frequenzbereich liegt, der frei von akustischen Resonanzen der Hochdrackentladungslampe ist.
16. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Hochdruckentladungslampe mit einer elektrischen Leistung im Bereich von 25 Watt bis 35 Watt betrieben wird.
17. Verfahren nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass die mindestens eine Hochdruckentladungslampe nach erfolgter Zündung der Gasent- ladung, während des stationären Lampenbetriebs mit einer Brennspannung kleiner oder gleich 100 Volt betrieben wird.
18. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass zum Zünden einer Gasentladung in der mindestens einen Hochdruckentladungslampe mittels einer Impulszündvorrichtung, die an eine Induktivität des Klasse-E- Konverters gekoppelt ist, Hochspannungs-Zündimpulse für die mindestens eine Hochdruckentladungslampe erzeugt werden.
19. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass während der Zündphase der mindestens einen Hochdruckentladungslampe das Schaltmittel des Klasse-E-Konverters derart geschaltet wird, dass an der Induktivität, die am Gleichspannungseingang des Klasse-E-Konverters angeordnet ist, eine resonanzüberhöhte Spannung bereitgestellt wird.
20. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungsaufnahme der mindestens einen Hochdruckentladungslampe durch Verändern der Versorgungsspannung des Klasse-E-Konverters eingestellt wird.
21. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungsaufnahme der mindestens einen Hochdruckentladungslampe durch Verändern der Schaltfrequenz des Schaltmittels des Klasse-E-Konverters eingestellt wird.
22. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltfrequenz des Schalters des Klasse-E-Konvertes vor dem Durchbruch der Entladungsstrecke der Hochdruckentladungslampe geringer ist als während des stationären Lampenbetriebs.
23. Beleuchtungssystem mit einer Hochdruckentladungslampe und einem Vorschaltgerät zum Betrieb der Hochdruckentladungslampe, wobei die Hochdruckentladungslampe ein Entladungsgefäß mit darin angeordneten Elektroden (2, 3) und ionisierbarer Füllung zum Erzeugen einer Gasentladung besitzt, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorschaltgerät einen Spannungswandler aufweist, der als Klasse-E-Konverter ausgebildet ist.
24. Beleuchtungssystem nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität (106b) und die Kapazität (105) des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters derart auf den Abstand der Elektroden (2, 3) und die Geometrie des Entladungsgefäßes (1) abgestimmt sind, dass die Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises in einem Frequenzbereich liegt, der frei von akustischen Resonanzen der Hochdruckentladungslampe ist.
25. Beleuchtungssystem nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass das Entladungsgefäß (1) zumindest im Bereich der Gasentladung eine zylindri- sehe Geometrie besitzt.
26. Beleuchtungssystem nach Anspruch 23 oder 24, dadurch gekennzeichnet, dass Vorschaltgerät eine Zündvorrichtung zum Zünden einer Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe aufweist.
27. Beleuchtungssystem nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündvorrichtung als Impulszündvorrichtung ausgebildet ist, wobei die Sekundärwicklung des Zündtransformators der Zündvorrichtung in dem Klasse- E-Konverter angeordnet ist.
28. Beleuchtungssystem nach Anspruch 26 oder 27, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündvorrichtung in dem Sockel der Hochdrackentladungslampe angeordnet ist.
29. Beleuchtungssystem nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorschaltgerät in dem Sockel der Hochdruckentladungslampe angeordnet ist.
30. Beleuchtungssystem nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Nennleistung der Hochdruckentladungslampe einen Wert aus dem Bereich von 25 Watt bis 35 Watt besitzt.
31. Beleuchtungssystem nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Brennspannung der Hochdruckentladungslampe kleiner oder gleich 100 Volt ist.
32. Beleuchtungssystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 23 bis 31, dadurch gekennzeichnet, dass das Beleuchtungssystem ein Kraftfahrzeugscheinwerfer ist.
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