CN1857038B - 用于高压放电灯的镇流器及驱动方法与照明系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于高压放电灯、尤其是机动车头灯或投影灯的镇流器，根据本发明，该镇流器被构造为E类转换器。

Description

用于高压放电灯的镇流器及驱动方法与照明系统
技术领域
本发明涉及一种用于至少一个高压放电灯的镇流器、一种用于至少一个高压放电灯的驱动方法以及一种照明系统。
背景技术
例如在欧洲公开文献EP0386990A2中公开了这种镇流器。该文献描述了一种镇流器，该镇流器能够以调频电压来驱动金属卤化物高压放电灯，其中该调频电压尤其也可被构造为基本上正弦形的、且其载波频率位于20kHz至80kHz的范围内。该镇流器被构造为两级。它基本上包含升压转换器和后置的反相器，该反相器对该灯施加交变电流。点火装置基本上包含一个级联电路，该级联电路由多个二极管和电容器构成，用于电压倍增。
发明内容
本发明的任务在于提供一种用于驱动至少一个高压放电灯的镇流器，该镇流器具有较简单的结构。此外，本发明的任务在于给出一种用于高压放电灯的简化驱动方法。本发明的另一任务在于提供一种改进的照明系统。
根据本发明的一种用于驱动至少一个高压放电灯的镇流器，其中该镇流器包括电压转换器，该电压转换器用于产生基本上为正弦形的交变电流，该电压转换器被构造为包括直流电压输入端的E类转换器，其中：电感和可控开关装置的开关路径连接在所述直流电压输入端之间，并且所述电感这样被确定大小，以致它作为恒流源工作；设有二极管，该二极管被布置成与所述可控开关装置的开关路径背靠背地并联；设有电容，该电容被布置成与所述可控开关装置的开关路径并联，并且也与所述二极管并联；设有串联谐振电路形式的电路，该电路被布置成与所述电容并联，并且至少一个高压放电灯的电连接端子耦合到所述串联谐振电路上；并且其中在闭合状态中流经所述可控开关装置的开关路径以及在打开状态中流经所述电容的电流由直流电流和正弦形交变电流组成，该正弦形交变电流由所述串联谐振电路产生。另外，根据本发明的一种用于以基本上为正弦形的交变电流来驱动至少一个高压放电灯的方法，其中该交变电流借助于具有直流电压输入端的E类转换器来产生，其中将电感和可控开关装置的开关路径连接在所述直流电压输入端之间，并且所述电感作为恒流源工作；将二极管布置成与所述可控开关装置的开关路径背靠背地并联；将电容布置成与所述可控开关装置的开关路径并联，并且也与所述二极管并联；将串联谐振电路形式的电路布置成与所述电容并联，并且至少一个高压放电灯的电连接端子耦合到所述串联谐振电路上；并且其中在闭合状态中流经所述可控开关装置的开关路径以及在打开状态中流经所述电容的电流由直流电流和正弦形交变电流组成，该正弦形交变电流由所述串联谐振电路产生。本发明还提供一种照明系统，具有高压放电灯和用于驱动该高压放电灯的如权利要求1所述的镇流器，其中所述高压放电灯具有放电容器，该放电容器具有布置在其中的电极(2，3)和可离子化以便产生气体放电的填充物，其中，所述镇流器具有电压转换器，该电压转换器被构造为E类转换器。
根据本发明的用于驱动至少一个高压放电灯的镇流器具有电压转换器，用以产生基本上为正弦形的交变电流，该电压转换器根据本发明被构造为E类转换器。在此，E类转换器被理解为按照NathanO.Sokal和Alan D.Sokal于1975年6月发表于IEEE Journal ofSolid-State Circuits(Vol.SC-10，NO.3)中的公开文献“Class E-A NewClass of High-Efficiency Tuned Single-Ended Switching PowerAmplifiers”的转换器。这种E类转换器的基本设计在图20中示出。E类转换器的结构与操作、特别是所谓的非最佳化操作、也就是说具有非最佳化负载电阻在作者为Ned Mohan，Tore M.Undeland和William P.Robbins的书“Power electronics：converters，applications，and design”(John Wiley & Sons，Inc.，1995年，第2版)的第271页至273页中进行了描述。
借助E类转换器，能够以简单的方式为至少一个高压放电灯生成尽可能正弦形的交变电流。由此不需要具有两个或更多电子开关及其控制装置的复杂桥式电路。以基本上为正弦形的交变电流驱动至少一高压放电灯具有以下优点，即该交变电流没有谐波成分或仅有非常少的谐波成分，故当该交变电流的频率位于声谐振之外时在高压放电灯的放电介质中不激发声谐振。由于该尽可能正弦形的交变电流的谐波成分非常少，因此在消除镇流器的无线电干扰时的花费也同样低。正弦形灯电流能够实现稳定的、特别是无闪烁的灯驱动。以频率优选地大于100kHz的高频交变电流来驱动高压放电灯允许使本发明的镇流器小型化，以致该镇流器能够被安置于灯帽中。然而在极高工作频率时，高压放电灯中的气体放电的触发却是有问题的，因为点火变压器的电感位于灯阻抗的数量级，故不再是可忽略的。已知的是，在这种情况下借助脉冲点火装置经由高压放电灯中的辅助电极来进行气体放电的触发，如例如在欧洲公开文献EP-A0868833中所公开的。根据本发明镇流器的优选的实施形式，点火变压器的次级绕组的电感不再构成寄生元件，而是构成被构造为E类转换器的电压转换器的功能组件，更确切地说，不仅在高压放电灯的点火阶段期间而且在整个灯运行期间都构成电压转换器的功能组件。本发明的镇流器特别好地适用于驱动低功率的高压放电灯，例如机动车头灯中或投影应用中的高压放电灯，这些高压放电灯的电功率介于25W至35W之间，并且本发明的镇流器特别好地适用于尤其是驱动工作电压(Brennspannung)较低的高压放电灯，其中该工作电压小于或等于100V或者甚至小于或等于50V，如在用于机动车头灯的无汞金属卤化物高压放电灯的情况下那样。这些灯的镇流器工作于机动车车载电源电压上。根据本发明被构造为E类转换器的电压转换器的可控开关的电压负载可在以低的工作电压驱动上述高压放电灯期间相应地被维持为低值，即使该工作电压在可控开关的占空比为0.5时达到约3.6倍的电压转换器输入电压值。
本发明镇流器的根据本发明被构造为E类转换器的电压转换器被供给直流电压并且有利地具有下述特征。可控开关的电感和开关路径(Schaltstrecke)连接于该电压转换器的直流电压输入端之间以及其正直流电压输入端和地电位之间。一个二极管与该开关的开关路径反并联地布置。反并联意味着，该二级管相对于由直流电压源在E类转换器的直流电压输入端上所提供的直接电流连接在阻流方向上。
一个电容被布置成与该开关的开关路径并联并且也与该二极管并联。与该电容并联的电路被构造为串联谐振电路，要驱动的负载耦合到该串联谐振电路上。该串联谐振电路在最简单的情况下包含一个线圈以及一个电容器。上述的在电压转换器的直流电压输入端处的电感优选地这样来确定大小，以致它作为恒流源工作并且在闭合状态中流经可控开关的开关路径以及在打开状态中流经该电容的电流由直流电流和正弦形交变电流组成，该正弦形交变电流由该串联谐振电路产生。可控开关优选地以高于该串联谐振电路的谐振频率的时钟频率来转换，以便确保在转换过程期间没有电压施加在该可控开关上，并且开关的开关损耗相应低。反并联地布置的二极管防止在E类转换器的可控开关的开关路径上形成负电压。
本发明的镇流器优选地也包括用于触发高压放电灯中的气体放电的点火装置。该点火装置可以被布置在与镇流器的所有其它组件相同的壳体内，或者可以在空间上分开布置，例如布置在高压放电灯的灯帽中。为了避免点火装置和附加组件的自身的电压源，点火装置为了其电压供应而有利地耦合到电感、优选地耦合到E类转换器的在灯驱动期间作为恒流源工作的电感上。为此，特别是当需要高电源电压用于点火装置时，该E类转换器的电感有利地被构造为自耦变压器。
根据特别优选的实施例，该点火装置被构造为脉冲点火装置，在文献中该脉冲点火装置通常也被称为叠加点火装置(Ueberlagerungszuendvorrichtung)。脉冲点火装置具有紧凑的结构，并因此可以毫无问题地集成到高压放电灯的灯帽内。此外，脉冲点火装置的点火变压器的次级绕组可被构造为E类转换器的串联谐振电路的组件。上述次级绕组的电感也因此被用于E类转换器的串联谐振电路。E类转换器的与可控开关的开关路径并联的电容和串联谐振电路的电容使点火电压脉冲远离E类转换器的开关，因为对于点火电压脉冲来说这些电容可被近似地视为短路。如果这些电容非常小，那么可以附加地采用与开关并联或与由点火变压器的次级绕组和灯构成的串联电路并联的限制电压的元件。作为限制电压的元件，可以例如使用齐纳二极管、抑制二极管或充气避雷器。替代地，点火装置也可以被构造为直流电压点火装置或谐振点火装置。上述直流电压点火装置可有利地用于E类转换器的极高的工作频率，并且此外还提供以下优点，即在高压放电灯的点火阶段期间它可耦合到E类转换器的串联谐振电路的电容上。
至少一个高压电放灯的电连接端子可直接被布置在E类转换器的串联谐振电路内，或也可借助变压器以电感方式耦合到上述串联谐振电路上。借助该变压器，可以进行高压放电灯与E类转换器的阻抗匹配，并且也可实现高压放电灯与E类转换器之间的直流隔离。
可将任意的直流电压源、例如在机动车头灯高压放电灯的情况下电池或机动车的照明发电机用于根据本发明被构造为E类转换器的电压转换器的直流电压供应。但是优选地在被构造为E类转换器的电压转换器的前面连接升压转换器，以便给该E类转换器供应尽可能稳定的输入直流电压，并且以便能够通过对E类转换器的输入直流电压的调节来调节高压放电灯的电功率消耗。若E类转换器的直流电压供应例如通过电网交流电压的整流而获得，则也可代替升压转换器而使用降压转换器，以稳定E类转换器的电源电压。在由高压放电灯的点火阶段过渡到稳定运行状态期内，高压放电灯的功率消耗有利地经由E类转换器的电源电压的高度来调节，以确保稳定的放电电弧的形成。在过渡阶段期间，可离子化的高压放电灯填充物的成分蒸发。为了确保尽可能短的过渡阶段和尽可能立即的光辐射，在过渡阶段期间可按此方式以明显提高的功率来驱动高压放电灯。此外，通过改变E类转换器的电源电压或/和E类转换器的开关装置的开关频率或/和占空比，可以实现E类转换器与高压放电灯的阻抗的匹配，其中该阻抗在不同运行阶段期间发生变化。
高压放电灯的功率调节也可经由E类转换器的可控开关的开关频率或占空比来实现。然而为了避免高的开关损耗，应这样选择该开关频率和占空比，使得在转换过程期间没有电压施加在E类转换器的可控开关上。
在高压放电灯的点火阶段期间，有利地这样连接E类转换器的开关，使得在布置于直流电压输入端处的电感上提供谐振过高(resonanzueberhoeht)电压。该谐振过高电压可以有利地被用于供应该点火装置。
本发明的镇流器能够利用简单装置生成尽可能正弦形的灯交变电流。在高压放电灯的稳定运行状态期间，以基本上为正弦形的交变电流来驱动灯，该交变电流的频率微高于该E类转换器的串联谐振电路的谐振频率。E类转换器的串联谐振电路的组件优选地这样与放电容器的几何形状以及高压放电灯的电极的间距相匹配，使得E类转换器的串联谐振电路的谐振频率位于无高压放电灯的声谐振的、频率范围内。即，谐振频率位于这样的频率窗内，该频率窗位于声谐振之上或被布置在两个相邻的声谐振之间。由此保证，在高压放电灯中不激发声谐振，因为E类转换器的转换频率在稳定的灯运行期间微高于谐振频率。因此也不一定需要灯电流的频率调制。为了获得无声谐振的尽可能大的频率范围，至少在气体放电区域内放电容器被构造为圆柱形。纵横尺寸比、也即电极间距与放电容器的圆柱形部份的内径之比优选地大于0.86，并且特别优选地大于2。因此，使纵向声谐振向低频移动，并且获得无声谐振的足够宽的频率范围。
附图说明
下面借助优选实施例进一步说明本发明。
图1示出根据本发明第一实施例的镇流器电路装置的电路图；
图2示出根据本发明第二实施例的镇流器电路装置的电路图；
图3示出根据本发明第三实施例的镇流器电路装置的电路图；
图4示出根据本发明第四实施例的镇流器电路装置的电路图；
图5示出根据本发明第五实施例的镇流器电路装置的电路图；
图6示出根据本发明第六实施例的镇流器电路装置的电路图；
图7示出根据本发明第七实施例的镇流器电路装置的电路图；
图8针对图7中所示的实施例示出在高压放电灯的点火阶段期间MOSFET的控制信号以及MOSFET上的漏极-源极电压；
图9针对图7中所示的实施例示出在稳定的灯运行期间MOSFET的控制信号、MOSFET上的漏极-源极电压以及灯交变电流和高压放电灯上的压降；
图10示出根据本发明第八实施例的镇流器电路装置的电路图；
图11示出根据本发明第九实施例的镇流器电路装置的电路图；
图12示出根据本发明第十实施例的镇流器电路装置的电路图；
图13示出根据本发明第十一实施例的镇流器电路装置的电路图；
图14示出根据本发明第十二实施例的镇流器电路装置的电路图；
图15示出根据本发明第十三实施例的镇流器电路装置的电路图；
图16示出根据本发明第十四实施例的镇流器电路装置的电路图；
图17示出根据本发明第十五实施例的镇流器电路装置的电路图；
图18以示意性的部分截面的示图示出借助于本发明镇流器驱动的高压放电灯的侧视图；
图19以示意性的部分截面的示图示出借助于本发明镇流器驱动的并且具有集成在灯帽中的点火装置的高压放电灯的侧视图；
图20示出(现有技术)E类转换器的电路图；
图21示出根据本发明第十六实施例的镇流器电路装置的电路图；
图22示出根据本发明第十七实施例的镇流器电路装置的电路图；
图23示出根据本发明第十八实施例的镇流器电路装置的电路图。
具体实施方式
在图1中示意性地示出根据本发明第一实施例的镇流器的电路图。该镇流器具有直流电压输入端，该直流电压输入端具有两个直流电压连接端子，这些连接端子连接到直流电压源100的电压输出端上。正直流电压连接端子经由电感101及可控开关102的开关路径与负直流电压连接端子或与电路内部地电位连接。二极管103与开关102的开关路径反并联。电容器104与开关102的开关路径并联，并且也与二极管103并联。电容器105和变压器106的次级绕组106b被布置在与该电容器104并联的电路中。电容器105和次级绕组106b构成串联谐振电路。在该串联谐振电路中布置有高压放电灯LP1的电连接端子，使得在连接灯LP1时其放电路径与该串联谐振电路串联。为了触发高压放电灯中LP1中的气体放电，设有点火装置107，其包含具有初级绕组106a和次级绕组106b的点火变压器106。在高压放电灯的点火阶段期间，在高压放电灯的与次级绕组106b连接的电极上提供所需的点火电压。点火装置107可以例如被构造为脉冲点火装置。
图2中所示的本发明镇流器的第二实施例与第一实施例的不同之处在于，高压放电灯LP2不直接连接在E类转换器的串联谐振电路中，而是经由变压器208耦合到上述串联谐振电路上。具有初级绕组208a和次级绕组208b的变压器208用于灯LP2与E类转换器的阻抗匹配，并且用于灯LP2与E类转换器的直流隔离。通过阻抗匹配，也可以借助E类转换器来驱动高压放电灯，其中该高压放电灯具有大大偏离于E类转换器的电源电压的工作电压。组件200、201、202、203、204和205的布置和功能对应于第一实施例的组件100、101、102、103、104和105的布置和功能。点火装置207也可以同样被构造为脉冲点火装置。它具有点火变压器206，该点火变压器206具有初级绕组206a和次级绕组206b，其中该次级绕组206b与高压放电灯LP2一起被连接在变压器208的次级电路中。在点火阶段期间，高压放电灯LP2的与次级绕组206b连接的电极施加有高电压脉冲。在计算E类转换器的串联谐振电路的谐振频率时，必须考虑变压器208的变压比、电容205的值以及点火变压器206的次级绕组206b的电感。
为了阻抗匹配，变压器208可以按不同方式插入到按照图1的电路中，以便得到第二实施例。例如，变压器208的初级绕组208a可在电容105和次级绕组106b之间的节点处以及在电容104和高压放电灯LP1之间的节点处被插入，如图2中所示。但是替代地，变压器208的初级绕组208a也可在次级绕组106b和高压放电灯LP1之间的节点处以及在电容104和高压放电灯LP1之间的节点处被插入(未示出)。在后一种情况下，变压器208可以有助于提高点火电压。
图3中所示的本发明镇流器的第三实施例与第一实施例在很大程度上相同。尤其是组件300、301、302、303、304、305、306、306a、306b和LP3的布置和功能对应于第一实施例的组件100、101、102、103、104、105、106、106a、106b和LP1的布置和功能。两个实施例之间的唯一区别在于点火装置307的电压供应。点火装置307由E类转换器提供电压。为此目的，点火装置307的一个电压输入端连接到电感301、可控开关302和电容304之间的节点上，而另一电压输入端与地电位或与E类转换器的负直流电压输入端连接。
图4中所示的本发明镇流器的第四实施例与第三实施例的区别仅在于使用自耦变压器401来代替电感301。该自耦变压器仅具有一个绕组，该绕组具有两个绕组段401a和401b。第一绕组段401a连接在E类转换器中，并且执行与第三实施例中的电感301相同的功能。第二绕组段401b与点火装置407的一个电压输入端连接，并用于点火装置407的电压供应。这两个绕组段401a、401b之间的中心抽头连接到开关402、二极管403的阴极和电容器404之间的节点上。点火装置的另一电压输入端与地电位或与直流电压源400的负直流电压连接端子连接。组件400、402、403、404、405、406、406a、406b和LP4的布置和功能与第三实施例的相应组件300、302、303、304、305、306、306a、306b和LP3的布置和功能相同。
在第三和第四实施例中，如果由E类转换器产生的电压不够，则可以在点火装置的前面连接对称的倍压电路或用于为点火装置供应电压的级联电路。
图5中所示的本发明镇流器的第五实施例在很大程度上与第四实施例相同。不同于第四实施例，示出了脉冲点火装置的细节，并具有附加的电容器511，该电容器511与E类转换器的直流电压输入端并联。该电容器511基本上阻止由自耦变压器501将电流反馈到直流电压源500中。在高压放电灯LP5的点火阶段期间，自耦变压器501的初级绕组501a和电容504构成串联谐振电路，因为与电容504并联的包含组件505、506b和LP5的电路由于高压放电灯LP5的放电路径不导通而断开。由于在高压放电灯LP5的点火阶段期间电容504上的电压在开关502断开阶段中可大于电源电压，所以有时可能导致电感501a中的电流的换向。脉冲点火装置包含点火变压器506、点火电容器507、火花隙508、电阻509和整流二极管510。脉冲点火装置的一个电压输入端经由自耦变压器的绕组501b与开关502、二极管503和电容器504之间的节点连接。另一电压输入端、即点火电容器与点火变压器506的初级绕组506a之间的节点与地电位或与直流电压源500的负直流电压连接端子连接。组件500、501、501a、501b、502、503、504、505、506、506a、506b和LP5的布置和功能与第四实施例的组件400、401、401a、401b、402、403、404、405、406、406a、406b和LP4的布置和功能一致。在高压放电灯LP5的点火阶段期间，点火电容器507借助直流电压源和自耦变压器501经由二极管501和电阻509被充电至火花隙508的击穿电压。在达到击穿电压时，电容器507经由火花隙508瞬间放电，其中放电电流流经点火变压器506的初级绕组506a。由于高的变压比，在次级绕组506b中感生用于高压放电灯LP5的与次级绕组506b相连接的电极的高压脉冲，该高压脉冲导致触发灯LP5中的气体放电。在稳定的灯运行期间，点火电容器507未被充电至足以触发火花隙508的击穿。
图6中所示的本发明镇流器的第六实施例与第五实施例相同。尤其是组件600、601、601a、601b、602、603、604、605、606、606a、606b、607、608、609、610、611和LP6的布置和功能与第五实施例的组件500、501、501a、501b、502、503、504、505、506、506a、506b、507、508、509、510、511和LP5的布置和功能相同。与第五实施例不同，第六实施例示出了可控开关602的细节。在此，可控开关602被构造为场效应晶体管、尤其是MOSFET。与其开关路径反并联的二极管603在此已经作为体二极管集成在MOSFET 602中。MOSFET 602具有寄生电容612，该电容由MOSFET的与漏极-源极路径并联的内部结构产生并且在场效应晶体管602的开关频率足够高时、即在以具有足够高的频率的交变电流驱动高压放电灯LP6时可代替电容器604使用，或者在确定电容器604的大小时必须被考虑。场效应晶体管602的栅极端子与控制电路613连接，该控制电路613用于控制晶体管602的开关过程。在表格1中给出了根据本发明第六实施例的电路装置的各组件的大小确定。
在高压放电灯LP6的点火阶段期间，由直流电压源600在E类转换器的电压输入端上提供120V的直流电压。由控制电路613以大约87kHz的开关频率和0.5的占空比来连接场效应晶体管602。点火电容器607借助直流电压源600和自耦变压器601经由二极管610和电阻609被充电至火花隙608的击穿电压。在达到火花隙608的击穿电压时，点火电容器607经由点火变压器606的初级绕组606a瞬间放电并且在其次级绕组606b中感生高至40000V的用于触发高压放电灯中的气体放电的高压脉冲。在触发高压放电灯中的气体放电之后，紧接着气体放电主要由可离子化的填充物中的氙产生。在从点火阶段过渡到稳定的灯运行状态期间，其它填充物成分、金属卤化物蒸发并有助于放电和光辐射。在这段时间期间，由直流电压源600提供的120V的电源电压连续下降至70V的值，以便因此调节所期望的灯功率。电气特性、尤其是高压放电灯LP6的阻抗在从点火阶段过渡到稳定运行状态期间显著变化。在过渡阶段期间，以提高的功率来驱动灯LP6，以便确保尽可能快地过渡到稳定的灯运行。在灯电流开始之后，场效应晶体管602的开关频率由大约87kHz提高至大约360kHz。在成功地触发高压放电灯中的气体放电之后，点火电容器607上的电压降不再达到火花隙608的击穿电压。在该点火阶段结束后，点火变压器606b的次级绕组606用作E类转换器的串联谐振电路的谐振电感606b。高压放电灯LP6是电功率消耗为30W并且工作电压为大约30V的无汞金属卤化物高压放电灯。其用作机动车头灯。直流电压源600包含升压转换器，该升压转换器的输出构成直流电压源600的直流电压输出，并且该升压转换器由机动车的车载电源电压产生E类转换器的电源电压。
图7中所示的第七实施例在很大程度上与图2中所示的本发明镇流器的第二实施例相同。与第二实施例不同，第七实施例还示出脉冲点火装置和可控开关的细节。在此，该可控开关被构造为场效应晶体管、尤其是MOSFET 1602。它由控制电路1613来控制。此外，直流电压源1600的正直流电压连接端子上的电感被构造为自耦变压器1601，并且具有较高电容的电容器1661与直流电压源1600的直流电压输出端并联，以便防止自耦变压器1601对直流电压源1600的反作用，如已经在第五实施例中借助相应组件511和图5所说明的。自耦变压器1601的第一绕组段1601a连接在E类转换器中，因此直流电压源1600的正直流电压连接端子经由第一绕组段1601a和场效应晶体管1602的漏极-源极路径与直流电压源1600的负直流电压连接端子或与地电位连接。自耦变压器1602的第二绕组段1602b用于脉冲点火装置的电压供应。二极管1603与开关路径、即与晶体管1602的漏极-源极路径反并联，该二极管在此作为晶体管1602的所谓的体二极管集成到晶体管1602中。电容器1604与二极管1603并联并与晶体管1602的漏极-源极路径并联，在确定该电容器1604的大小时考虑晶体管1602的寄生电容1612，如已经在第六实施例中借助晶体管602和图6所说明的。与电容器1604并联的包含电容1605和变压器1614的初级绕组1614a的电路被构造为串联谐振电路。变压器1614的次级绕组1614b为连接到其上的包含点火变压器1606的次级绕组1606b和高压放电灯LP16或该高压放电灯的电连接端子的电路提供能量。为了提供电压给脉冲点火装置，自耦变压器1601的第二绕组段1601b连接到晶体管1602的源极端子、二极管1603的阴极和电容器1604以及电容1605之间的节点上。点火电容器1607借助绕组段1601b经由二极管1610和电阻1609充电至火花隙1608的击穿电压，其中该火花隙与点火电容器1607并联。在达到火花隙1608的击穿电压时，点火电容器1607经由点火变压器1606的初级绕组1606a瞬间放电。由此在点火变压器1606的次级绕组1606b中感生用于触发高压放电灯中的气体放电的高压脉冲。点火电容器1607和点火变压器1606的初级绕组1606a之间的节点与地电位或与直流电压源1600的负连接端子连接。变压器1614用于高压放电灯LP16与E类转换器的阻抗匹配，并用于与E类转换器直流隔离。当不需要直流隔离时，变压器1614也可以被构造为自耦变压器。在表格2中给出了所使用的组件的大小确定。
在高压放电灯LP16的点火阶段期间，由直流电压源1600在E类转换器的电压输入端上提供80V的直流电压。场效应晶体管1602由控制电路1613以大约59kHz的开关频率以及0.5的占空比来连接。点火电容器1607借助直流电压源1600和自耦变压器1601经由二极管1610和电阻1609充电至火花隙1608的击穿电压。在达到火花隙1608的击穿电压时，点火电容器1607经由点火变压器1606的初级绕组1606a瞬间放电，并且在变压器1606的次级绕组1606b中感生高达40000V的用于触发高压放电灯中的气体放电的高压脉冲。在触发了高压放电灯LP16中的气体放电之后，紧接着气体放电主要由可离子化的填充物中的氙产生。在从点火阶段过渡到稳定的灯运行状态期间，其它填充物成分、金属卤化物蒸发并且有助于放电和光辐射。在这段时间期间，由直流电压源1600提供的80V的电源电压被连续降低至40V的值，以便因此调节所期望的灯功率。电气特性、尤其是高压放电灯LP16的阻抗在从点火阶段过渡到稳定运行状态期间显著变化。在过渡阶段期间，以提高的功率来驱动灯LP16，以便确保尽可能快地过渡到稳定的灯运行。在灯电流开始之后，场效应晶体管1602的开关频率从大约59kHz提高到大约215kHz。在成功地触发高压放电灯LP16中的气体放电之后，点火电容器1607上的电压降不再达到火花隙1608的击穿电压。
如已经在第六实施例中所说明的，高压放电灯LP16是电功率消耗为30W并且工作电压为大约30V的无汞金属卤化物高压放电灯。其用作机动车头灯。直流电压源1600包含升压转换器，该升压转换器的电压输出构成直流电压源1600的直流电压输出，并且该升压转换器由机动车的车载电源电压产生E类转换器的电源电压。然而，若车载电源电压足够高或适当地确定了变压器1614的大小，则可以舍弃升压转换器。
在图8中示出了作为曲线A的、在高压放电灯LP16的点火阶段期间由控制电路1613向晶体管1602的栅极提供的基本上为矩形的控制电压的时间曲线以及作为曲线B的、开关路径、即晶体管1602的漏极-源极路径上的电压降的时间曲线。两个电压曲线的零位电平分别用数字1或2和紧接在其后的水平箭头来标明。漏极-源极路径上的电压达到216V的最大值。晶体管1602只在漏极-源极路径上的电压降为零期间被接通或断开。晶体管1602的栅极的控制电压的占空比为0.5。晶体管1602的开关频率为59kHz。
在图9中示出在高压放电灯LP16的点火阶段结束后的稳定运行状态。曲线C示出由控制电路1613提供给晶体管1602的栅极的、基本上为矩形的控制电压的时间曲线。在晶体管1602的栅极的控制电压大于零伏特期间，晶体管1602的漏极-源极路径导电。控制电压的占空比为0.5。晶体管1602的开关频率为215kHz。曲线F显示晶体管1602的漏极-源极路径上的相应的时间电压曲线。两个电压曲线的零位电平用数字1或2和后置的水平箭头来标明。曲线D示出灯电流的时间曲线，而曲线E示出高压放电灯LP6的放电路径上的电压的时间曲线。曲线D和E的零位电平用数字3和后置的水平箭头来标明。灯电流D和灯电压E很好地近似为正弦形。灯电流的有效值为932mA，而灯电压的有效值、即灯LP6的工作电压为32.7V。灯电流D和灯电压E是同相的，并且其频率为215kHz。
本发明镇流器的其它实施例在图10至图17中示出。根据图10至图16的实施例的区别基本上仅在于点火装置。
图10中所示的本发明镇流器的第八实施例在很大程度上与本发明的第一实施例相同。尤其是组件700、710、702、703和704的布置和功能对应于第一实施例的组件100、101、102、103和104的布置和功能。二极管703被实施为齐纳二极管，其中其击穿电压被选择为小于开关702的最大允许电压并大于在运行期间在开关702上出现的电压。该二极管用作在灯电流涌入期间对开关702的过压保护。包含电容705和电感706的串联谐振电路与电容器704并联。此外，高压放电灯LP7的电连接端子也连接在串联谐振电路中。点火装置在此被构造为直流电压点火装置707。点火装置707的直流电压输出端直接与谐振电容705并联，或与组件701和706之一或两者和谐振电容705的串联电路并联，如图10中用虚线所示。在高压放电灯LP7的点火阶段期间，在电容705上或经由上述串接电路叠加直流电压，该直流电压导致高压放电灯LP7中的气体放电的触发。在成功地触发气体放电之后，点火装置被去激活。
图11中所示的本发明镇流器的第九实施例与本发明的第八实施例相同。尤其是第九实施例的组件800、801、802、803、804、805和806的布置和功能对应于第八实施例的相应组件700、701、702、703、704、705和706的布置和功能。第九实施例显示了直流电压点火装置的细节。直流电压点火装置包含可控开关809、变压器808和二极管807，其中该变压器808具有初级绕组808a和反向缠绕的次级绕组808b。该点火装置由直流电压源800馈电。初级绕组808a和开关809的开关路径连接在一电路中，该电路连接到直流电压源800的直流电压连接端子上。串联布置的次级绕组808b和二极管807与E类转换器的串联谐振电路的谐振电容805并联。该点火装置基本上按照反驰转换器(Sperrwandler)的原理工作。在高压放电灯LP8的点火阶段期间，以高频对开关809定时。在开关809的导通阶段中，电流流经初级绕组808a，该电流导致在变压器808中建立磁场。然而，由于二极管807的极性和次级绕组808b的缠绕方向，并不发生从变压器808到谐振电容805的能量传输。在开关809的截止阶段中，存储于变压器808的磁场中的能量被输出到谐振电容805上。次级绕组808b中所感生的电压经由二极管807将谐振电容805充电至用于触发灯中的气体放电所需的点火电压。在点火阶段结束时，点火装置通过断开开关809而被去激活。这样确定次级绕组808b的大小，使得它具有非常大的电感，以致由于在运行时其大的电抗，在成功地触发灯中的气体放电之后，没有额定值电流流经它。如果不能满足次级绕组808b的大小确定规则，则可以借助图22中所示的齐纳二极管810来防止由二极管807引起的灯电流的不对称，其中齐纳二极管810的齐纳电压高于在(点火阶段结束之后的)灯运行期间位于电容器805上的电压。由此在(点火阶段结束之后的)稳定的灯运行期间没有额定值电流流经次级绕组808b。在所有其它的细节方面，根据图11和22的电路一致。
图12中所示的本发明镇流器的第十实施例与本发明的第八实施例相同。尤其是第十实施例的组件900、901、902、903、904、905和906的布置和功能对应于第八实施例的相应组件700、701、702、703、704、705和706的布置和功能。第十实施例显示了直流电压点火装置的细节。该直流点火装置包含可控开关909、变压器908和二极管907，其中该变压器908具有初级绕组908a和同向缠绕的次级绕组908b。该点火装置由直流电压源900馈电。初级绕组908a和开关909的开关路径连接在一电路中，该电路连接到直流电压源900的直流电压连接端子上。串联布置的次级绕组908b和二极管907与E类转换器的串联谐振电路的谐振电容905和谐振电感906的串联电路并联。该点火装置在高压放电灯LP9的点火阶段时期基本上按照前向转换器(Durchfiusswandler)的原理工作。在以高频定时的开关909的导通阶段中，电流流经变压器908的初级绕组908a，该电流引起同向缠绕的次级绕组908b中的感应电压。次级绕组908b中的感应电压经由二极管907和谐振电感906将充电电流驱动到谐振电容905中。谐振电感906用于在高压放电灯LP9的点火阶段期间限制谐振电容905的充电电流。谐振电容905在高压放电灯LP9的点火阶段期间被充电至所需的点火电压。这样确定次级绕组908b的大小，使得它具有非常大的电感，以致由于在运行时其大的电抗，在成功地触发灯中的气体放电之后，没有额定值电流流经它。如果不能满足次级绕组908b的大小确定规则，则可以借助图23中所示的齐纳二极管910来防止由二极管907引起的灯电流的不对称，其中齐纳二极管910的齐纳电压高于在(点火阶段结束之后的)灯运行期间位于电容器905和谐振电感906上的电压。由此在(点火阶段结束之后的)稳定的灯运行期间没有额定值电流流经次级绕组908b。在所有其它的细节方面，根据图12和23的电路一致。
图13至图16显示具有谐振点火装置的本发明镇流器的实施例。
图13中所示的本发明镇流器的第十一实施例在很大程度上与本发明的第一实施例相同。尤其是第十一实施例的组件1000、1001、1002、1003和1004的布置和功能对应于第一实施例的组件100、101、102、103和104的布置和功能。包含电容1005、1007和电感1006的串联谐振电路与电容器1004并联。此外，高压放电灯LP10的电连接端子也连接在该串联谐振电路中。在此，点火装置被构造为谐振点火装置。电容1007与高压放电灯LP10的放电路径并联。在高压放电灯LP10的点火阶段时期，以接近于E类转换器的串联谐振电路1005、1006、1007的谐振频率的频率对开关1002定时，使得通过谐振过高在电容器1007上提供高压放电灯LP10所需的点火电压。在成功地触发高压放电灯LP10中的气体放电之后，以高于由组件1005和1006构成的串联谐振电路的谐振频率的频率对开关1002定时，因为在成功地触发气体放电之后电容1007通过高压放电灯LP10的放电路径被短接。
图14中所示的本发明镇流器的第十二实施例与第十一实施例几乎相同。尤其是第十二实施例的组件1100、1101、1102、1103、1104、1105和1106的布置和功能对应于第十一实施例的相应组件1000、1001、1002、1003、1004、1005和1006的布置和功能。与第十一实施例不同，代替附加的电容1007，E类转换器的串联谐振电路具有附加的电感1107，其中该电感1107与高压放电灯LP11的放电路径并联。在高压放电灯LP11的点火阶段时期，以接近于E类转换器的串联谐振电路1105、1106、1107的谐振频率的频率对开关1102定时，使得通过谐振过高在电感1107上提供高压放电灯LP11所需的点火电压。在成功地触发高压放电灯LP11中的气体放电之后，以高于由组件1105和1106构成的串联谐振电路的谐振频率的频率对开关1102定时。
图15中所示的本发明镇流器的第十三实施例与第十一实施例几乎相同。尤其是第十三实施例的组件1200、1201、1202、1203、1204、1205、1206和1207的布置和功能对应于第十一实施例的相应组件1000、1001、1002、1003、1004、1005、1006和1007的布置和功能。二极管1203可被构造为齐纳二极管，以便确保对开关1202的过压保护。与第十一实施例不同，谐振电路组件1206和1207在高压放电灯LP12的点火阶段期间由外部交流电压源1208而不是由E类转换器的直流电压源来激励。
图16中所示的本发明镇流器的第十四实施例与第十二实施例几乎相同。尤其是第十四实施例的组件1300、1301、1302、1303、1304、1305、1306和1307的布置和功能对应于第十二实施例的相应组件1100、1101、1102、1103、1104、1105、1106和1107的布置和功能。与第十二实施例不同，谐振电路组件1306、1307在高压放电灯LP13的点火阶段期间由外部交流电压源1308而不是由E类转换器的直流电压源来激励。
在图17中示意性地示出根据本发明第十五实施例的镇流器的电路图。该镇流器具有直流电压输入端，该直流电压输入端具有两个直流电压连接端子，这两个直流电压连接端子连接到直流电压源1400的电压输出端上。正直流电压连接端子经由变压器1401的初级绕组1401b和可控开关1402的开关路径与负直流电压连接端子或与电路内部地电位连接。二极管1403与开关1402的开关路径反并联。电容器1404与开关1402的开关路径并联，并且也与二极管1403并联。电容器1405和电感1406被布置在与电容器1404并联的电路中。电容器1405和电感1406构成串联谐振电路。高压放电灯LP14的电连接端子被布置在该串联谐振电路中，使得在灯LP14被连接时其放电路径被串联连接在串联谐振电路中。借助次级绕组1401a产生辅助电压，该辅助电压例如可用于开关1402的控制电路的电压供应或上述点火装置之一的电压供应。
在图18中显示了利用本发明镇流器来驱动的高压放电灯的优选实施例。该灯是功率消耗为25W-35W的无汞高压放电灯，其被设置用于在机动车头灯中使用。该灯的放电容器11具有管状的圆柱形中间段10，该中间段10由蓝宝石组成。该段10的开放端分别通过由多晶氧化铝构成的陶瓷闭锁部件11或12而闭合。圆柱形段10的内径为1.5毫米。在放电容器1的长轴上布置有两个电极2、3，使得其放电侧的末端伸入到圆柱形中间段10的内腔中并且具有4.2毫米的间隔。被封闭在放电容器1中的可离子化的填充物包括具有500000帕斯卡的冷充气压力的氙以及总共4毫克的钠、镝、钬、铥和铊的碘化物。电极2或3分别经由引线4或5与灯帽15的电连接端子16或17连接。放电容器1被透光的外电罩14围绕。
高压放电灯的声谐振频率可根据电极间隔、圆柱形段10的内径并根据放电介质中的声速来计算，其中放电介质中的声速约为560m/s。纵向声谐振的基频为70kHz。方位角声谐振的基频为230kHz，而径向声谐振的基频为476kHz。这意味着，上述声谐振的基频在放电空间内分别通过频率为上述谐振的频率的一半的交变电流来激发。由于2.8的大纵横尺寸比和小内径，声谐振彼此相隔很远。无谐振的频率范围分别位于上述声谐振之间，在该频率范围内在不对灯交变电流进行调频的情况下能够实现稳定的灯运行。因此在本发明镇流器的第六和第七实施例中所公开的MOSFET开关的开关频率和360kHz或215kHz的交变电流频率位于无谐振的频率范围内。
图19示出图18中所示的具有布置在灯帽15中的电路装置18的高压放电灯。该电路装置18包括包含点火装置在内的、高压放电灯的完整的镇流器或只包含高压放电灯的点火装置。
在图20中示出按照现有技术的E类转换器的结构。该E类转换器的结构和功能在作者为Ned Mohan，Tore M.Undeland和WilliamP.Robbins的书“Power electronics：converters，applications，anddesign”(John Wiley & Sons，Inc.，1995年，第二版)的第271页至第273页中进行了描述。
该E类转换器具有直流电压输入端，该直流电压输入端具两个连接到直流电压源1500的电压输出端上的直流电压连接端子。正直流电压连接端子经由电感1501和可控开关1502的开关路径与负直流电压连接端子或与电路内部地电压连接。二极管1503与开关1502的开关路径反并联。电容器1504与开关1502的开关路径并联，并且也与二极管1503并联。电容器1505和电感1506被布置在与电容器1504并联的电路中。这样确定电容器1505和电感1506的大小，使得该并联电路为串联谐振电路。负载RL被串联连接在该串联谐振电路中。
也可以舍弃在表格1和2中所提及的保护二极管P6KE440。
在图21中示意性地示出了根据本发明的第十六实施例的镇流器的电路图。该镇流器具有直流电压输入端，该直流电压输入端具两个连接到直流电压源的电压输出端上的直流电压连接端子+、-。该直流电压源在与E类转换器的电压输入端并联的电容器C4上为E类转换器产生42V的输入电压。正直流电压连接端子经由自耦变压器L2的第一绕组段和可控场效应晶体管T的开关路径与负直流电压连接端子或与电路内部地电压连接。与晶体管T的开关路径反并联的MOSFET晶体管T的体二极管接管图20中所示的E类转换器的二极管1503的功能。电容器C2与晶体管T的开关路径并联，并且也与其体二极管并联。电容器C5和变压器Tr1的初级绕组n1被布置在与电容器C2并联的电路中。变压器Tr1用于灯La与E类转换器的阻抗匹配。变压器Tr1的次级绕组n2与电容器C1、点火变压器L1的次级绕组、高压放电灯La的放电路径和电阻R3串联。抑制二极管D5、例如瞬变二极管(Transildiode)与由点火变压器L1的次级绕组和灯La的放电路径构成的串联电路并联，该抑制二极管用于限制电压。
由二极管D2、电阻R2、火花隙FS、点火电容器C3和点火变压器L1组成的脉冲点火装置连接到自耦变压器L2的第二绕组段L2b上。点火电容器C3与由火花隙FS和点火变压器L1的初级绕组Lib组成的串联电路并联。点火电容器C3上的电压降由晶体管T的控制电路借助于分压器电阻R4、R5来进行监控。此外，晶体管T的控制电路还借助于电阻R3来监控灯电流。晶体管T的控制电路由逻辑电路部分和晶体管T的驱动器电路组成。在表格3中给出了第十六实施例的组件的大小确定。灯La是具有由石英玻璃构成的放电容器的无汞金属卤化物高压放电灯，其具有大约35W的电功率消耗和大约45V的工作电压。该无汞金属卤化物高压放电灯借助E类转换器以交流电压来驱动，该交流电压的频率位于灯的声谐振之上。
由直流电压源给该E类转换器供应42V的输入电压。在高压放电灯La的点火阶段期间，晶体管T借助于控制电路以230kHz的开关频率来驱动。也就是说，晶体管T的控制电路基于微高于230kHz的值缓慢地降低晶体管T的开关频率，直至在点火电容器C3上已建立火花隙FS所需的击穿电压，这借助晶体管T的控制电路的分压器R4、R5来检测。在火花隙FS击穿时，点火电容器C3经由点火变压器L1的初级绕组L1b放电。在点火变压器L1的次级绕组中产生用于触发高压放电灯La中的气体放电的高压脉冲。在成功地触发灯La中的气体放电之后，电流流经高压放电灯La的放电路径。该放电电流借助晶体管T的控制电路的电阻R3来检测并且随后将晶体管T的开关频率瞬间提高到925kHz的值。实现灯La的所谓的功率起动，在该功率起动期间以大约3倍的额定功率来驱动灯La，以便实现金属卤化物的快速蒸发。在功率起动期间，晶体管T的开关频率被提高到955kHz的稳定终值，以便以在35W的灯额定功率附近的功率来驱动灯La。
在灯运行期间，借助晶体管T的控制电路来监控电阻R3上的电压降，该电压降与灯电流成比例。如果电压降低于预定值，那么控制电路将这解释为灯La的熄灭并且晶体管T的开关频率又被自动地调节为大约230kHz的值，以便使灯La的点火阶段重新开始。
替代地，灯La的熄灭也可以借助于分压器电阻R4、R5通过点火电容器C3上的电压升高来识别。灯La的成功触发同样可替代地借助于分压器电阻R4、R5通过以下方式来检测，即点火电容器C3上的电压降在较长的时间间隔、例如100ms或10个周期内保持明显低于火花隙FS的击穿电压。
本发明并不局限于上面较详细说明的实施例。例如为了使灯更好地匹配E类转换器，可以将上述实施例的电阻器1504或相应电阻器104、204、304、404、504、604、1604、704、804、904、1004、1104、1204、1304、1404和C2构造为具有可变电容的电容器。在此，该电容可以在最小和最大值之间连续地被改变，或者在一些离散值、例如两个值之间转换。因此尽管例如由灯中的气体放电的触发或灯的放电容器中金属卤化物的蒸发引起灯电阻的改变，仍能保证高效率，其中只需微小地改变开关频率。尤其是在按照图13和14的具有谐振点火的实施例中，通过在点火期间将电容器1004或1104的电容调节为第一值而在点火之后转换为第二值来匹配谐振电路是有利的。这可以例如通过以下方式来实现，即将电容器1004或1104构造为两个电容器的并联电路，两个电容器中的一个借助于开关装置来激活或去激活。
如已经说明的那样，点火装置107可以包含脉冲源，该脉冲源提供用于触发高压放电灯中的气体放电的一个电压脉冲或电压脉冲序列。代替脉冲源，该点火装置107也可以包含任意的交流电压源，该交流电压源提供较长时间存在的交流电压。该交流电压的频率被调节为这样高，使得电容器104、105或204、205或304、305或404、405在该频率情况下具有非常小的电抗并且可以被视为短路。尤其是在不能保证非常小的电抗时，抑制二极管可以与上述两个电容器之一或与两个电容器并联，以便限制电压。
代替上述点火装置，也可以将压电变压器用于产生高压放电灯的点火电压。图24示出与图10的实施例类似的、具有直流电压点火的E类转换器的实施例。该E类转换器在此由组件L200、S100、D100、C200、L100和C100构成，这些组件具有与图10中的相应组件701、702、703、704、705和706相同的功能。根据图24的实施例，压电变压器PT与开关S100并联，该压电变压器借助由二极管D700和D800组成的倍压器产生用于对电容器C100充电的高压。齐纳二极管D900防止在运行期间由L100和C100组成的谐振电路的单侧短路，并且具有与图23中的齐纳二极管910相同的功能。因此，唯一的半开关S100继续足以触发和驱动高压放电灯La。例如可以由此节省根据图23用于产生点火电压所需的开关909。由于压电变压器PT的输入电容，该输入电容可以部分地或完全地接管电容器C200的功能。高压产生的断开通过改变S100的开关频率来实现。开关频率的微小改变就足够了，因为压电变压器由于其高品质而具有非常窄带的谐振。
本发明镇流器优选地用于驱动机动车头灯的高压放电灯、尤其是如图18和19中所构造的以及例如在德国专利申请DE 10242740中所述的、具有由陶瓷构成的透光放电容器的金属卤化物高压放电灯、或例如在专利申请DE 10312290中所公开的、具有由石英玻璃构成的透光放电容器的金属卤化物高压放电灯。
表格1：根据本发明第六实施例的组件的大小确定
 组件   大小确定
 自耦变压器601   ETD29，N67
 初级绕组601a   49匝，300μH
 次级绕组601b   131匝
 具有集成的二极管603的场效应晶体管602   IRF830，International Rectifier
 电容604   4.7nF，600V
 电容605   1.5nF，1500V
 变压器606   150μH
 初级绕组606a   1匝
 次级绕组606b   40匝
 点火电容器607   70nF，1000V
 火花隙608   800V，EPCOS FS08X-1JM
 电阻609   110千欧，0.5W
 组件   大小确定
 二极管610   1500V，两个串联的US1M，两个串联的P6KE440与每一US1M并联
 电容611   11μF，电解质电容器10μF/100V与1μF/630V薄膜电容器并联
 高压放电灯LP6   30V，30W(额定数据)
表格2：根据本发明第七实施例的组件的大小确定
  组件   大小确定
  自耦变压器1601   ETD39，N67
  初级绕组1601a   39匝，300μH
  次级绕组1601b   190匝
  具有集成的二极管1603的场效应晶体管1602   IRF740，International Rectifier
  电容1604   14.1nF
  电容1605   17.4nF
  电容1661   10μF，100V薄膜电容器
  点火变压器1606   150μH
  初级绕组1606a   1匝
  次级绕组1606b   40匝
  点火电容器1607   70nF，1000V
  火花隙1608   800V，EPCOS FS08X-1JM
  组件   大小确定
  电阻1609   110千欧，0.5W
  二极管1610   1500V，两个串联的US1M，两个串联的P6KE440与每一US1M并联
  变压器1614   ETD29，N67
  初级绕组1614a   26匝
  次级绕组1614b   52匝
  高压放电灯LP16   30V，30W(额定数据)
表格3：根据本发明第十六实施例的组件的大小确定
  组件  大小确定
  C1  200pF
  C2  1.0nF
  C3  70nF
  C4  10μF
  C5  680nF
  D2  2000V，两个串联的US1M
  D5  2000V，由四个串联的P6KE520C进行双向电压限制
  FS  800V，EPCOS FS08X-1JM
  L1  次级线圈40匝，150μH
  L1b  1匝
  组件  大小确定
  L2  10匝，EFD20，N59，18μH
  L2b  33匝
  R2  10千欧
  R3  0.5欧
  R4  10兆欧
  R5  47千欧
  T  IRFP460LC，400V，10A，0.55欧(International Rectifier)
  TR1  n1＝8匝，n2＝45匝，EFD25，N59

Claims (31)

1.一种用于驱动至少一个高压放电灯的镇流器，其中该镇流器包括电压转换器，该电压转换器用于产生基本上为正弦形的交变电流，该电压转换器被构造为包括直流电压输入端的E类转换器，
其特征在于，
-电感(101)和可控开关装置(102)的开关路径连接在所述直流电压输入端(+、-)之间，并且所述电感(101)这样被确定大小，以致它作为恒流源工作；
-设有二极管(103)，该二极管被布置成与所述可控开关装置(102)的开关路径背靠背地并联；
-设有电容(104)，该电容被布置成与所述可控开关装置(102)的开关路径并联，并且也与所述二极管(103)并联；
-设有串联谐振电路形式的电路(105，106b)，该电路被布置成与所述电容(104)并联，并且至少一个高压放电灯(LP1)的电连接端子耦合到所述串联谐振电路(105，106b)上；并且
-其中在闭合状态中流经所述可控开关装置(102)的开关路径以及在打开状态中流经所述电容(104)的电流由直流电流和正弦形交变电流组成，该正弦形交变电流由所述串联谐振电路(105，106b)产生。
2.如权利要求1所述的镇流器，其特征在于，该镇流器具有点火装置(107)，用于触发所述高压放电灯(LP1)中的气体放电。
3.如权利要求2所述的镇流器，其特征在于，所述点火装置(107)为了其电压供应而耦合到所述E类转换器的电感(301)上。
4.如权利要求2所述的镇流器，其特征在于，所述点火装置被构造为脉冲点火装置(107)。
5.如权利要求2所述的镇流器，其特征在于，所述点火装置被构造为直流电压点火装置(707)。
6.如权利要求2所述的镇流器，其特征在于，所述点火装置被构造为谐振点火装置。
7.如权利要求2所述的镇流器，其特征在于，所述点火装置包含压电变压器(PT)。
8.如权利要求7所述的镇流器，其特征在于，所述压电变压器(PT)的输入端或初级侧与所述E类转换器的开关(S100)并联。
9.如权利要求3所述的镇流器，其特征在于，所述电感被构造为自耦变压器(401)。
10.如权利要求4所述的镇流器，其特征在于，所述脉冲点火装置(307)的点火变压器(306)的次级绕组(306b)被构造为所述E类转换器的串联谐振电路的组件。
11.如权利要求5所述的镇流器，其特征在于，所述直流电压点火装置(707)耦合到所述E类转换器的串联谐振电路的电容(705)上。
12.如权利要求1所述的镇流器，其特征在于，变压器(208)被设置用于所述至少一个高压放电灯(LP2)的阻抗匹配。
13.一种用于以基本上为正弦形的交变电流来驱动至少一个高压放电灯的方法，其中该交变电流借助于具有直流电压输入端的E类转换器来产生，
其特征在于，
-将电感(101)和可控开关装置(102)的开关路径连接在所述直流电压输入端(+、-)之间，并且所述电感(101)作为恒流源工作；
-将二极管(103)布置成与所述可控开关装置(102)的开关路径背靠背地并联；
-将电容(104)布置成与所述可控开关装置(102)的开关路径并联，并且也与所述二极管(103)并联；
-将串联谐振电路形式的电路(105，106b)布置成与所述电容(104)并联，并且至少一个高压放电灯(LP1)的电连接端子耦合到所述串联谐振电路(105，106b)上；并且
-其中在闭合状态中流经所述可控开关装置(102)的开关路径以及在打开状态中流经所述电容(104)的电流由直流电流和正弦形交变电流组成，该正弦形交变电流由所述串联谐振电路(105，106b)产生。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述基本上为正弦形的交变电流的频率位于无所述高压放电灯的声谐振的频率范围内。
15.如权利要求13所述的方法，其特征在于，以在25W至35W范围内的电功率来驱动所述高压放电灯。
16.如权利要求13或14所述的方法，其特征在于，在成功地触发气体放电之后在稳定的灯运行期间以小于或等于100V的工作电压来驱动所述至少一个高压放电灯。
17.如权利要求13所述的方法，其特征在于，为了触发所述至少一个高压放电灯中的气体放电，借助耦合到所述E类转换器的电感上的脉冲点火装置来产生所述至少一个高压放电灯的高压点火脉冲。
18.如权利要求13的方法，其特征在于，在所述至少一个高压放电灯的点火阶段期间这样转换所述E类转换器的开关装置，使得在布置在所述E类转换器的直流电压输入端处的电感上提供谐振过高电压。
19.如权利要求13的方法，其特征在于，所述至少一个高压放电灯的功率消耗通过改变所述E类转换器的电源电压来调节。
20.如权利要求13的方法，其特征在于，所述至少一个高压放电灯的功率消耗通过改变所述E类转换器的开关装置的开关频率来调节。
21.如权利要求13的方法，其特征在于，所述E类转换器的开关的开关频率在所述高压放电灯的放电路径击穿之前比在稳定的灯运行期间低。
22.一种照明系统，具有高压放电灯和用于驱动该高压放电灯的如权利要求1所述的镇流器，其中所述高压放电灯具有放电容器，该放电容器具有布置在其中的电极(2，3)和可离子化以便产生气体放电的填充物，其中，所述镇流器具有电压转换器，该电压转换器被构造为E类转换器。
23.如权利要求22所述的照明系统，其特征在于，所述E类转换器的串联谐振电路的电感(106b)和电容(105)这样与所述电极(2，3)的间隔和所述放电容器(1)的几何形状相匹配，使得所述串联谐振电路的谐振频率位于无所述高压放电灯的声谐振的频率范围内。
24.如权利要求23所述的照明系统，其特征在于，所述放电容器(1)至少在气体放电的区域内具有圆柱形几何形状。
25.如权利要求22或23所述的照明系统，其特征在于，所述镇流器具有点火装置，用于触发所述高压放电灯中的气体放电。
26.如权利要求25所述的照明系统，其特征在于，所述点火装置被构造为脉冲点火装置，其中该点火装置的点火变压器的次级绕组被布置在所述E类转换器中。
27.如权利要求25所述的照明系统，其特征在于，所述点火装置被布置在所述高压放电灯的灯帽内。
28.如权利要求22所述的照明系统，其特征在于，所述镇流器被布置在所述高压放电灯的灯帽内。
29.如权利要求22所述的照明系统，其特征在于，所述高压放电灯的额定功率具有在25W至35W范围内的值。
30.如权利要求22所述的照明系统，其特征在于，所述高压放电灯的工作电压小于或等于100V。
31.如权利要求22至23中任一项所述的照明系统，其特征在于，所述照明系统为机动车头灯。
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