DE3327030A1 - Schaltungsanordnung zum betrieb von hochdruckgasentladungslampen - Google Patents

Schaltungsanordnung zum betrieb von hochdruckgasentladungslampen

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Hans-Günter 5190 Stolberg Ganser
Ralf Dr. 5100 Aachen Schäfer
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Description

PHILIPS PATENTVERWALTÜNG GMBH T PHD 83-078
Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen mit hoherfrequentem Strom, bestehend aus einem an ein Wechselspannungsnetz angeschlossenen Vollweggleichrichter, dessen Ausgangsgleichspannung einem aus einem Schalttransistor, einer Drosselspule, einer Freilaufdiode und der Entladungslampe bestehenden Schaltnetzteil zugeführt wird, wobei die hochfrequente Schaltgeschwindigkeit des Schalttransistors über eine Treiberstufe von einer Regeleinrichtung gesteuert wird, welche den mit einem Stromsensor abgetasteten momentanen Lampenstrom mit einem durch die Regeleinrichtung einstellbaren oberen und unteren Referenzstromniveau (O, ü) vergleicht, wobei der Schalttransistor nichtleitend geschaltet wird, wenn der Lampenstrom das obere Niveau (0) überschreitet, und leitend, wenn das untere Niveau (U) unterschritten wird.
Eine derartige Schaltungsanordnung erzeugt einen im Takt der Netzfreguenz pulsierenden Gleichstrom, dem eine von der Schaltgeschwindigkeit des Schalttransistors abhängige Hochfrequenzkomponente aufmoduliert ist, deren Frequenz üblicherweise zwischen 10 und 100 kHz, vorzugsweise zwischen 20 und 50 kHz liegt.
Aus der DE-OS 26 42 272 ist eine Schaltungsanordnung dieser Art bekannt mit einem als Durchflußwandler ausgebildeten Schaltnetzteil und einer Regeleinrichtung mit einem hysteresebehafteten Komparator, der den momentanen Lampenstrom mit einem vorgegebenen Referenzstrom vergleicht und bei Erreichen vorgegebener Abweichungen von diesem
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Referenzstrom den Schalttransistor leitend bzw. nichtleitend schaltet. Hierdurch wird die Lampe mit einem pulsierenden Gleichstrom versorgt, dem eine Hochfrequenzamplitude aufmoduliert ist.
Bei derartigen Schaltungsanordnungen ist man aus Gründen der Miniaturisierung bestrebt, die Drosselspule in ihren Abmessungen möglichst klein zu halten. Die Induktivität der Drosselspule hängt aber von der Höhe der Hochfrequenzmodulation , d.h. vom gegenseitigen Abstand der beiden Referenzstromniveaus, ab. Dies ergibt sich aus der Formel
T= (r + v7R^;)-ii(Io - V-
in der T die Periodendauer der sägezahnförmigen Hochfrequenzmodulation, I0 der obere und Iu der untere Referenzstrom, L die Induktivität der Drosselspule, R der Lampenwiderstand und V der Momentanwert der gleichgerichteten Netzspannung ist. Für eine Schaltfrequenz des Schalttrantransistors von 40 kHz läßt sich hieraus z.B. errechnen, daß die Induktivität der prosselspule bei einer Modulationshöhe von 10 % des mittleren Lampenstromes etwa 10 mal so groß ist wie bei einer Modulationshöhe von 150 % des mittleren Lampenstromes. Eine Erhöhung der Hochfrequenzmodulation führt somit zu erheblich kleineren Drosselspulen und damit zu einer Verringerung der Kosten und der Größe des Lampenvorschaltgerätes.
Andererseits ist es aber bekannt, daß bereits eine sehr geringe Hochfrequenzmodulation von weniger als 10 % bei miniaturisierten Hochdruckgasentladungslampen, z.B. bei Metallhalogenid-Entladungslampen oder bei Quecksilberdampf-Hochdrucklampen, zu akustischen Bogeninstabilitäten führen kann. Würde man die Hochfrequenzmodulation so klein halten, daß keine akustischen Bogeninstabilitäten in der Lampe auftreten könnten, so müßte man nicht nur den Nach-
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teil einer relativ großen Drosselspule in Kauf nehmen, sondern auch den Schalttransistor sowie die Treiberstufe und die Regeleinrichtung gut abschirmen, da diese durch die geringe Höhe der Hochfrequenzmodulation anfällig für Störimpulse sein wurden.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen mit höherfrequentem Strom zu schaffen, die mit großen Hochfrequenzamplituden bis zu 200 % des mittleren Lampenstromes betrieben werden kann, was zu sehr kleinen Drosselspulen führt, ohne daß dabei akustische Instabilitäten in der Lampe auftreten.
Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung eingangs erwähnter Art gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß der gegenseitige Abstand der Referenzstromniveaus (O, U) mehr als 10 % des mittleren Lampenstromes beträgt und durch die Regeleinrichtung ein weiteres, mittleres Referenzstromniveau (M) einstellbar ist, an welchem der Schalttransistor nach jeweils einer vorgegebenen Anzahl η von, vorzugsweise zwei, Durchläufen des Lampenstromes nichtleitend geschaltet wird, wenn dieses Niveau (M) von unten durchlaufen wird, und leitend geschaltet wird, wenn das Niveau (M) von oben durchlaufen wird.
überraschenderweise hat sich gezeigt, daß bei dieser Schaltungsanordnung der gegenseitige Abstand der Referenzstromniveaus bis zu 200 % des mittleren Lampenstromes betragen kann, ohne daß akustische Bogeninstabilitäten auftreten, wenn der Schalttransistor beim Durchlaufen des Lampenstromes durch das mittlere Referenzstromniveau umgeschaltet wird. Das Umschalten des Schalttransistors beim Durchlaufen des mittleren Referenzstromniveaus braucht nicht unbedingt bei jedem zweiten Durchlauf des Lampenstromes zu erfolgen, sondern kann mit einer anderen Periodizität oder aperiodisch erfolgen.
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Vorzugsweise sind zum Vergleich des momentanen Lampenstromes mit den drei Referenzstromniveaus drei hysteresefreie Komparatoren vorgesehen, an deren Ausgängen jeweils ein High(H)-Signal auftritt, wenn der momentane Lampenstrom über dem entsprechenden Referenzstromniveau liegt, und ein Low(L)-Signal, wenn der Lampenstrom unterhalb des Referenzstromniveaus liegt. Durch die hysteresefreien Komparatoren werden somit drei voneinander unabhängig einstellbare Referenzstromniveaus erzeugt.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Schaltungs- ^ anordnung nach der Erfindung ist mit dem Ausgang des O-Komparators über einen Inverter und ein NAND-Gatter der Setz-Eingang einer den Ausgang der Regeleinrichtung bildenden bistabilen Kippstufe verbunden, deren Rücksetz-Eingang über ein AND-Gatter und ein weiteres NAND-Gatter sowie über eine auf negative Flanken triggernde monostabile Kippstufe mit dem Ü-Komparator verbunden ist, während gleichzeitig die zweiten Eingänge des AND-Gatters und des NAND-Gatters mit den Ausgangssignalen einer mit dem M-Komparator verbundenen Zählschaltung derart beaufschlagt werden, daß der mit dem AND-Gatter verbundene Ausgang der Zählschaltung einen H/L/H-Impuls bei jedem η-ten, von oben erfolgenden Durchlaufen des mittleren Referenzstromniveaus erzeugt, während der mit dem NAND-Gatter verbundene Ausgang der Zählschaltung bei jedem η-ten Durchlaufen des mittleren Referenzstromniveaus von unten einen H/L/H-Impuls liefert.
Die Verbindung des O-Komparators über den Inverter und das NAND-Gatter mit der bistabilen Kippstufe hat den Vorteil, daß auch im Falle von Störungen in anderen Teilen der Schaltung, z.B. verursacht durch Störimpulse oder fehlerhafte Bauelemente, der Schalttransistor trotzdem immer nichtleitend geschaltet wird, sobald der Lampenstrom das obere Niveau O erreicht. Somit wird eine Beschädigung des
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Schalttransistors durch zu hohe Ströme ausgeschlossen und auch eine mögliche Explosion der Lampe durch zu große Leistungen verhindert.
Zweckmäßigerweise besitzt die Zählschaltung eine erste, auf positive Flanken triggernde monostabile Kippstufe und eine zweite, auf negative Flanken triggernde monostabile Kippstufe, deren Eingänge mit dem Ausgang einer weiteren bistabilen Kippstufe verbunden sind, deren Setz-Eingang über einen auf negative Flanken triggernden ersten Zähler und ein AND-Gatter mit dem Ausgangssignal des M-Komparators beaufschlagt wird, während gleichzeitig ihr Rücksetz-Eingang über ein NAND-Gatter, einen Inverter, einen auf positive Flanken triggernden zweiten Zähler und ein weiteres AND-Gatter ebenfalls mit dem Ausgang des M-Komparators verbunden sind und außerdem die jeweils zweiten Eingänge der AND-Gatter mit den Ausgängen der weiteren bistabilen Kippstufe verbunden sind, wobei der erste Zähler durch das am Setz-Eingang der weiteren bistabilen Kippstufe anstehende Signal und der zweite Zähler durch das am Rücksetz-Eingang dieser Kippstufe anstehende Signal zurückgesetzt wird. Dieser Aufbau der Zählschaltung hat den Vorteil, daß die Ausgangssignale der weiteren bistabilen Kippstufe sowie die Ausgangssignale der Zähler direkt zum Rücksetzen der Schaltung benutzt werden und somit keine Verzögerungszeiten durch weitere Bauelemente auftreten, so daß das Umschalten am mittleren Niveau (M) möglichst verzögerungsfrei erfolgt.
Wenn gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung die jeweils zweiten Eingänge der NAND-Gatter über eine weitere auf positive Flanken triggernde monostabile Kippstufe mit dem Ausgang eines hysteresefreien, die Nulldurchgänge der Netzspannung detektierenden Komparators verbunden sind, ergibt
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sich der Vorteil, daß die Regeleinrichtung bei jedem NuIldurchgang der Netzspannung in einen definierten Ausgangszustand zurückgesetzt wird.
Ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung wird nunmehr anhand der Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hochdruckgasentladungslampe mit einem über eine Regeleinrichtung gesteuerten Durchflußwandler,
Fig. 2 den Lampenstrom in Abhängigkeit von der Zeit mit zugehörigen Referenzstromniveaus,
Fig. 3 den Verlauf der Referenzstromniveaus über der Zeit während einer Halbperiode der Netzwechselspannung, Fig. 4 das Schaltschema der bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 verwendeten Regeleinrichtung und
Fig. 5 die in der Regeleinrichtung nach Fig. 4 auftretenden Impulsfolgediagramme.
In Fig. 1 sind mit A und B Eingangsklemmen zum Anschließen an ein Wechselspannungsnetz von z.B. 220 V, 50 Hz bezeichnet. An diese Eingangsklemmen A und B ist über ein Hochfrequenzfilter, bestehend aus einer Filterspule 1 und einem Filterkondensator 2, ein Vollweggleichrichter 3 mit vier Dioden angeschlossen. An den Ausgang des Vollweggleichrichters 3 ist ein aus einem Schalttransistor 4, einer Drosselspule 5, einer Hochdruckgasentladungslampe 6 und einer Freilaufdiode 7 bestehender Durchflußwandler angeschlossen. In den Lampenkreis ist ferner ein als Stromsensor dienender Meßwiderstand 8 eingefügt, an dem eine dem momentanen Lampenstrom proportionale Spannung abgegriffen wird, die auf den Eingang C einer Regeleinrichtung 9 gegeben wird. Der Lampenstrom wird durch die Regeleinrichtung 9 in der weiter unten beschriebenen Weise einem am Eingang D der Regelein-
35richtung 9 anstehenden Referenzstromsignal nachgeführt.
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Hierbei soll der aus dem Wechselspannungsnetz aufgenommene Strom möglichst sinusförmig verlaufen. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel stellte es sich als ausreichend heraus, auf den Eingang D der Regeleinrichtung 9 die durch einen Spannungsteiler 10 und 11 heruntergesetzte gleichgerichtete Netzspannung als Referenzsignal zu geben, wobei ein Kondensator 12 zur Siebung von hochfrequenten Spannungsanteilen dient. Durch das am Ausgang E der Regeleinrichtung 9 anstehende Signal wird dann über eine Treiberstufe 13 der Schalttransistor 4 leitend bzw. nichtleitend geschaltet, wodurch der Lampenstrom wie folgt geformt wird.
In der Regeleinrichtung 9 lassen sich in Abhängigkeit vom Referenzstromsignal an D ein oberes und ein unteres Grenzniveau 0 bzw. U sowie ein mittleres Niveau M für den Lampenstrom I einstellen (Fig. 2). Die Regeleinrichtung 9 arbeitet dann so, daß bei Erreichen des oberen Referenzstromniveaus O der Schalttransistor 4 nichtleitend geschaltet wird (Punke a, e, g, 1 in Fig. 2), so daß die Versorgung der Lampe 6 vom Wechselspannungsnetz her unterbrochen wird und der Lampenstrom mit einer durch die Induktivität der Drosselspule 5 bestimmten Zeitkonstante abnimmt. Bei Erreichen des unteren Referenzstromniveaus U (Punkte b, d, h, k in Fig. 2) wird der Schalttransistor 4 wieder leitend geschaltet und der Lampenstrom nimmt wieder zu. Erfindungsgemäß wird bei jedem zweiten Durchlaufen des Lampenstroms durch das mittlere Referenzstromniveau M (Punkte c, f, i in Fig.2) der Schalttransistor 4 entweder nichtleitend geschaltet, wenn er vorher leitend war (Punkte c, i), d.h., wenn das mittlere Niveau M von unten durchlaufen wird, oder leitend, wenn er vorher nichtleitend war (Punkt f), d.h. wenn das mittlere Niveau M von oben durchlaufen wird, so daß sich für den Lampenstrom insgesamt der in Fig. 2 durchzogen gezeichnete Verlauf ergibt. Die Schaltfrequenz des Schalttransistors 4 liegt dabei in der Größenordnung
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von etwa 10 bis 100 kHz je nach Große der Drosselspule 5 und der benutzten Lampe 6. Hierbei wird also der mittlere Lampenstrom dem mittleren Referenzstromniveau M nachgeführt, das wiederum, wie in Fig. 3 dargestellt, entsprechend dem Referenzstromsignal an Eingang D der Regeleinrichtung 9 sinusförmig verläuft, wodurch die Netzverformung gering gehalten wird. Es hat sich nun gezeigt, daß mit der in Fig. 2 dargestellten Lampenstromform die zwischen dem oberen und unteren Referenzstromniveau O und U verlaufende Hochfrequenzmodulation bis zu 200 % betragen kann, ohne daß akustische Bogeninstabilitäten in der Lampe 6 beobachtet werden. Unterdrückt man dagegen das zusätzliche Umschalten des Schalttransistors 4 am mittleren Niveau M, so ist nur eine geringe Hochfrequenzmodulation zulässig, was die oben näher erläuterten Nachteile hat.
Eine Schaltung für die Regeleinrichtung 9 wird jetzt anhand von Fig. 4 und 5 erläutert. Das am Eingang D der Regeleinrichtung 9 anstehende Referenzstromsignal wird direkt auf den Signaleingang G eines hysteresefreien Komparators 14 und über einen aus Widerständen 15, 16, 17 bestehenden Spannungsteiler auf die Referenzeingänge I, N, Q von drei hysteresefreien Komparatoren 18, 19 und 20 gegeben, während gleichzeitig an deren Signaleingängen K, P, R vom Eingang C der Regeleinrichtung 9 her das Lampenstromsignal anliegt. Auf den Referenzeingang F des Komparators 14 wird von einem Gleichspannungserzeuger 21 eine konstante Gleichspannung gegeben, deren Bedeutung unten näher erläutert wird.
Die Wirkungsweise der Komparatoren ist nun so, daß an ihren Ausgängen A14, A18, A19, A20 jeweils ein High(H)-Signal ansteht, wenn die Spannung am Signaleingang G, K, P oder R über der Spannung am Referenzeingang F, I, N oder Q liegt, während im umgekehrten Fall jeweils ein Low(L)-Signal an den Ausgängen A14 bis A20 ansteht. Die in Fig. 2 gezeigten
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Referenzstromniveaus 0, M und U lassen sich also durch Wahl der Spannungsteiler 10, 11 aus Fig. 1 und 15, 16, 17 aus Fig. 4 einstellen.
An den Ausgang A20 des O-Komparators 20 ist ein Inverter und an dessen Ausgang A22 ein NAND-Gatter 23 angeschlossen, dessen Ausgang A23 mit dem Setz-Eingang|s einer bistabilen Kippstufe 24 in Verbindung steht, welche den Ausgang E der Regeleinrichtung 9 bildet. Der Rücksetz-Eingang R der bistabilen Kippstufe 24 ist über ein weiteres NAND-Gatter und ein AND-Gatter 26 über eine auf negative Flanken triggernde monostabile Kippstufe 27 mit dem ü-Komparator 18 verbunden. An den Komparator 14 ist eine auf positive Flanken triggernde monostabile Kippstufe 28 angeschlossen, deren Ausgang A28 mit dem zweiten Eingang des NAND-Gatters 25 in Verbindung steht. An den M-Komparator 19 schließen sich zwei AND-Gatter 29 und 30 an, deren Ausgänge A29 bzw. A30 mit jeweils einem Zähler 31 und 32 in Verbindung stehen. Der Ausgang A31 des Zählers 31 ist mit dessen Rücksetz-Eingang R und mit dem Setz-Eingang S einer weiteren bistabilen Kippstufe 33 verbunden, deren Rücksetz-Eingang R über ein NAND-Gatter 34 und einen Inverter 35 mit dem Ausgang A32 des Zählers 32 verbunden ist. Gleichzeitig besteht eine Verbindung zwischen dem Rücksetz-Eingang R des Zählers 32 und dem Ausgang A34 des NAND-Gatters 34. Der Ausgang A331 der bistabilen Kippstufe 33 ist mit dem zweiten Eingang des AND-Gatters 29 verbunden und der Ausgang A332 der bistabilen Kippstufe 33 mit dem zweiten Eingang des AND-Gatters 30. An den Ausgang A332 der bistabilen Kippstufe 33 schließen sich ferner zwei weitere monostabile Kippstufen 36 und 37 an, deren Ausgänge A36 undA37 mit den zweiten Eingängen des AND-Gatters 26 bzw. des NAND-Gatters 23 verbunden sind. Der Ausgang A26 des AND-Gatters 26 steht, mit dem ersten Eingang des NAND-Gatters 25 in Verbindung, dessen Ausgang A25 wiederum an den Rücksetz-Eingang R der
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bistabilen Kippstufe 24 angeschlossen ist.
Die weitere Funktion der Regeleinrichtung 9 nach Fig. 4 soll jetzt anhand der Impulsfolgediagramme der Fig. 5 erläutert werden. Dabei wird davon ausgegangen, daß zum Zeitpunkt to die Netzwechselspannung angelegt wird bzw. daß bei to der Netznulldurchgang stattfindet. Erreicht nun die Netzwechselspannung einen Momentanwert von etwa 20 V, so überschreitet das Referenzsignal am Eingang G des Komparators 14 die auf den Eingang F gegebene Gleichspannung und am Ausgang A14 ergibt sich ein H-Signal (Zeitpunkt t-j ), wodurch am Ausgang A28 der auf positive Flanken triggernden monostabilen Kippstufe 28 ein H/L/H-Impuls entsteht. Durch diesen Impuls wird an den Ausgängen A34 und A25 der NAND-Gatter 34 und 25 je ein L/H/L-Impuls erzeugt, der auf die Rücksetz-Eingänge R der bistabilen Kippstufen 33 und 24 gegeben wird, so daß der Ausgang A332 der bistabilen Kippstufe 33 auf L-Signal, ihr Ausgang A331 auf H-Signal und der Ausgang E der bistabilen Kippstufe 24 ebenfalls auf Η-Signal gesetzt wird. Durch das Η-Signal am Ausgang E wird dann der Schalttransistor 4 aus Fig. 1 über die Treiberstufe 13 leitend geschaltet, so daß der Strom durch die Lampe 6 anzusteigen beginnt. Bei überschreiten des unteren Referenzstromniveaus U (Zeitpunkt t2) entsteht am Ausgang A18 des ü-Komparators 18 und bei Erreichen des mittleren Referenzstromniveaus M (Zeitpunkt t3) am Ausgang A19 des M-Komparators 19 ein Η-Signal. In diesem Zustand steht an beiden Eingängen des AND-Gatters 29 ein H-Signal an, so daß sich an seinem Ausgang A29 ebenfalls ein H-Signal ergibt. Im Zeitpunkt t4 überschreitet der Lampenstrom das obere Referenzstromniveau O, wodurch am Ausgang A20 des O-Komparators 20 ein H-Signal und am Ausgang A22 des Inverters 22 ein L-Signal entsteht. An den Eingängen des NAND-Gatters 23 stehen damit H- und L-Signale an, so daß sich an seinem Ausgang A23, der auf den Setz-
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Eingang der bistabilen Kippstufe 24 geschaltet ist, ein Η-Signal ergibt.
Durch diesen L/H-Übergang wird der Ausgang E der bistabilen Kippstufe 24 auf L-Signal gesetzt und damit über die Treiberstufe 13 der Schalttransistor 4 nichtleitend geschaltet. Hierdurch wird die Verbindung der Lampe 6 zum Wechselspannungsnetz unterbrochen und der Lampenstrom sinkt wieder unter das obere Referenzstromniveau O, wodurch der Ausgang A20 des O-Komparators 20 auf L-Signal, der Ausgang A22 des Inverters 22 auf Η-Signal und der Ausgang A23 des NAND-Gatters 23 auf L-Signal schaltet, was jedoch zu keiner Änderung des Ausgangssignals bei E führt, so daß der Lampenstrom weiter absinkt und bei Erreichen des mittleren Referenzstromniveaus M (Zeitpunkt t5) der Ausgang A19 des M-Komparators 19 auf L-Signal schaltet. Da nun an den Eingängen des AND-Gatters 29 L- und Η-Signale anstehen, tritt an seinem Ausgang A29 erstmals ein H/L-Öbergang auf, der von dem auf negative Flanken triggernden Zähler 31 gezählt wird. Da dieser im vorliegenden Fall als Zweierzähler geschaltet ist, bleibt sein Ausgang A31 weiter auf L-Signal. Bei Unterschreiten des Referenzstromniveaus U (Zeitpunkt tg) schaltet der Ausgang A18 des U-Komparators 18 auf L-Signal, wodurch die auf negative Flanken triggernde monostabile Kippstufe 27 an ihrem Ausgang A27 einen H/L/H-Impuls abgibt, so daß am Ausgang A26 des AND-Gatters 26 ebenfalls ein H/L/H-Impuls entsteht und damit am Ausgang A25 des NAND-Gatters 25 ein L/H/L-Impuls, der mit seinem H/L-Übergang über den Rücksetz-Eingang R den Ausgang E der bistabilen Kippstufe 24 auf Η-Signal schaltet. Damit wird der Schalttransistor 4 leitend und der Lampenstrom überschreitet wieder das Referenzstromniveau U, so daß der U-Komparator 18 auf Η-Signal schaltet. Bei Erreichen des mittleren Referenzstromniveaus M (Zeitpunkt t-j) geht der M-Komparator 19 auf Η-Signal, so daß auf beiden
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Eingängen des AND-Gatters 29 ein Η-Signal ansteht und damit sein Ausgang A29 auch auf Η-Signal schaltet. Bei Erreichen des oberen Referenzstromniveaus O im Zeitpunkt tß wiederholt sich der für Zeitpunkt t4 beschriebene Vorgang und der Lampenstrom fällt bis zum Erreichen des mittleren Referenzstromniveaus M ab (Zeitpunkt tg), so daß der Ausgang A19 des M-Komparators 19 auf L-Signal schaltet. Hierdurch ergeben sich am Eingang des AND-Gatters 2 9 ein L- und Η-Signal, so daß sein Ausgang A29 einen zweiten H/L-Übergang hat, der vom Zweierzähler 31 gezählt wird. Damit liefert der Aus-gang A31 des Zählers 31 ein H-Signal, wodurch er sich über seinen Rücksetz-Eingang selbst zurücksetzt, d.h. sein Ausgang A31 geht wieder auf L-Signal und die Zweierzählung beginnt von Neuem.
Durch den auf den Setz-Eingang der bistabilen Kippstufe 33 gegebenen L/H/L-Impuls vom Zählerausgang A31 wird deren Ausgang A332 auf H-Signal und ihr Ausgang A331 auf L-Signal gesetzt, wodurch an beiden Eingängen des AND-Gatters 30 Η-Signale anstehen und damit an dessen Ausgang A30 erstmals ein H-Signal auftritt, wobei der L/H-Übergang von dem auf positive Flanken triggernden Zähler 32 gezählt wird. An seinem Ausgang A32 bleibt jedoch ein L-Signal, da der Zähler 32 ebenfalls als Zweierzähler benutzt wird. Durch den L/H-übergang am Ausgang A332 der bistabilen Kippstufe 33 entsteht am Ausgang A36 der auf positive Planken triggernden monostabilen Kippstufe 36 ein H/L/H-Impuls, so daß am Ausgang A26 des AND-Gatters 26 ebenfalls ein H/L/H-Impuls auftritt und damit am Ausgang A25 des NAND-Gatters 25 ein L/H/L-Impuls, wodurch der Ausgang E der bistabilen Kippstufe 24 auf H-Signal schaltet. Damit wird der Schalttransistor 4 niederöhmig und der Lampenstrom steigt wieder an, wodurch der Ausgang A19 des M-Komparators 19 auf H-Signal geht. Beim Überschreiten des oberen Referenzstromniveaus O im Zeitpunkt t-jg wiederholt sich der für Zeit-
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punkt t4 beschriebene Vorgang und der Lampenstrom fällt. Bei Unterschreiten des mittleren Referenzstromniveaus M (Zeitpunkt t-j \ ) geht der Ausgang A19 des M-Komparators 19 ' auf L-Signal, so daß an den Eingängen des AND-Gatters 30 L-- und Η-Signale anstehen und damit deren Ausgang A30 auf L-Signal schaltet. Im Zeitpunkt t-|2 wiederholt sich der für den Zeitpunkt tß beschriebene Vorgang und der Lampenstrom steigt an bis zum Erreichen des mittleren Referenzstromniveaus M im Zeitpunkt t-|3, wodurch der Ausgang A19 des M-Komparators 19 auf Η-Signal schaltet. Damit steht an beiden Eingängen des AND-Gatters 30 ein Η-Signal an und sein Ausgang A30 geht zum zweiten Mal auf Η-Signal. Dieser zweite L/H-Übergang wird vom Zweierzähler 32 gezählt und sein Ausgang A32 geht ebenfalls auf Η-Signal, wodurch am Ausgang A35 des Inverters 35 ein L-Signal und damit am Ausgang A34 des NAND-Gatters 34 ein Η-Signal auftritt. Durch diesen L/H-Übergang wird der Zähler 32 über seinen Rücksetz-Eingang zurückgesetzt, d.h. sein Ausgang A32 geht auf L-Signal. Weiter werden durch den L/H/L-Impuls am Ausgang A34 des NAND-Gatters 34 der Ausgang A332 der bistabilen Kippstufe 33 auf L-Signal und ihr Ausgang A331 auf Η-Signal geschaltet, so daß an den Eingängen des AND-Gatters 30 wieder L- und Η-Signale anstehen und damit sein Ausgang A30 auf L-Signal geht. Außerdem wird durch den H/L-übergang am Ausgang A332 der bistabilen Kippstufe 33 am Ausgang A37 der auf negative Flanken triggernden monostabilen Kippstufe 37 ein H/L/H-Impuls erzeugt, wodurch am Ausgang A23 des NAND-Gatters 23 ein L/H/L-Impuls entsteht, durch den der Ausgang E der bistabilen Kippstufe 24 auf L-Signal gesetzt wird. Hierdurch wird über die Treiberstufe 13 der Schalttransistor 4 nicht-leitend geschaltet'und der Lampenstrom fällt, so daß der Ausgang A19 des M-Komparators 19 wieder auf L-Signal geht. Hierdurch stehen an den Eingängen des AND-Gatters 29 wieder L- und Η-Signale an und an seinem Ausgang A29 tritt ein L-Signal auf. Ab Erreichen des
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unteren Referenzstromniveaus U im Zeitpunkt t-|4 wiederholt sich dann der zwischen den Zeitpunkten tß bis ti4
ablaufende Vorgang periodisch bis zum Absinken der Netzspannung in der Umgebung des Netznulldurchgangs, wodurch automatisch der Lampenstrom unter das untere Referenzstromniveau U absinkt.
In der nächsten Wechselstromhalbperiode beginnt dann der gesamte Vorgang von Neuem mit dem Rücksetzen der Schaltung durch den Komparator 14. Dies hat den Vorteil, daß eine
mögliche Pehlfunktion der Zählschaltung durch Störimpulse, die sporadisch auftreten, nur während einer Wechselstromhalbperiode möglich sind. Außerdem ist durch das Rücksetzen zu Anfang einer jeder Wechselstromhalbperiode gewähr-
leistet, daß nach jedem Nulldurchgang des Stromes die
Schaltung wieder in ihren vorgewählten Referenzstromniveaus arbeitet.
Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel zum Betrieb einer 45 w-Metallhalogenid-Hochdruckentladungslampe mit einer
Lampenbrennspannung von ca. 50 V bei einer Netzeingangsspannung von 220 V, 50 Hz, wurden folgende Schaltungsbausteine verwendet:
Komparatoren 14,18,19,20 LM 339 von VaIvo
Monostabile Kippstufen 27, 28, 36, 37 HEF 4528 von Valvo Bistabile Kippstufen 24, 33 HEF 4027 von Valvo AND-Gatter 26, 29, 30 HEF 4081 von Valvo
NAND-Gatter 23, 25, 34 HEF 4011 von Valvo
Inverter 22, 35 HEF 4011 von Valvo
widerstand 8 rv 1 Ohm
Widerstand 10 150 kOhm
"11 1 kOhm
"15 5 kOhm
"16 5 kOhm
" 17 5 kOhm
Kondensator 12 100 nF
Drosselspule 5 1 mH
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Das erfindungsgemäße Prinzip einer Regeleinrichtung mit drei einstellbaren Referenzstromniveaus ist nicht auf die beschriebene Durchflußwandlerschaltung beschränkt, sondern kann auch in anderen Schaltnetzteilen, z.B. einem Sperr-5 wandler, angewandt werden.
Patentansprüche

Claims (5)

  1. PHD 83-078 Patentansprüche o ο Α 1 UJU
    1J Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen mit höherfrequentem Strom, bestehend aus einem an ein Wechselspannungsnetz angeschlossenen Vollweggleichrichter, dessen Ausgangsgleichspannung einem aus einem Schalttransistor, einer Drosselspule, einer Freilaufdiode und der Entladungslampe bestehenden Schaltnetzteil zugeführt wird, wobei die hochfrequente Schaltgeschwindigkeit des Schalttransistors über eine Treiberstufe von einer Regeleinrichtung gesteuert wird, welche den mit einem Stromsensor abgetasteten momentanen Lampenstrom mit einem durch die Regeleinrichtung einstellbaren oberen und unteren Referenzstromniveau (O, ü) vergleicht, wobei der Schalttransistor nichtleitend geschaltet wird, wenn der Lampenstrom das obere Niveau (0) überschreitet, und leitend, wenn das untere Niveau (U) unterschritten wird, dadurch gekennzeichnet, daß der gegenseitige Abstand der Referenzstromniveaus (0, U) mehr als 10 % des mittleren Lampenstromes beträgt und durch die Regeleinrichtung (9) ein weiteres, mittleres Referenzstromniveau (M) einstellbar ist, an welchem der Schalttransistor (4) nach jeweils einer vorgegebenen Anzahl (n) von, vorzugsweise zwei, Durchläufen des Lampenstromes nichtleitend geschaltet wird, wenn dieses Niveau (M) von unten durchlaufen wird, und leitend geschaltet, wenn das Niveau (M) von oben durchlaufen wird.
    PHD 83-078
  2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß zum Vergleich des momentanen Lampenstromes mit den drei Referenzstromniveaus (Of M, ü) drei hysteresefreie Komparatoren (18, 19, 20) vorgesehen sind, an deren Ausgängen (A18, A19, A20) jeweils ein High(H)-Signal auftritt, wenn der momentane Lampenstrom über dem entsprechenden Referenzstromniveau (O, M, ü) liegt, und ein Low(L)-Signal, wenn der Lampenstrom unterhalb des Referenzstromniveaus liegt.
  3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet ,daß mit dem Ausgang (A20) des O-Komparators (20) über einen Inverter (22) und ein NAND-Gatter (23) der Setz-Eingang einer den Ausgang (E) der Regeleinrichtung (9) bildenden bistabilen Kippstufe (24) verbunden ist, deren Rücksetz-Eingang über ein AND-Gatter (26) und ein weiteres NAND-Gatter (25) sowie über eine auf negative Flanken triggernde monostabile Kippstufe (27) mit dem Ü-Komparator (18) verbunden ist, während gleichzeitig die zweiten Eingänge des AND-Gatters (26) und des NAND-Gatters (23) mit den Ausgangssignalen einer mit dem M-Komparator (19) verbundenen Zählschaltung (29 bis 37) derart beaufschlagt werden, daß der mit dem AND-Gatter (26) verbundene Ausgang der Zählschaltung einen H/L/H-Impuls bei jedem η-ten, von oben erfolgenden Durchlaufen des mittleren Referenzstromniveaus (M) erzeugt, während der mit dem NAND-Gatter (23) verbundene Ausgang der Zählschaltung bei jedem η-ten Durchlaufen des mittleren Referenzstromniveaus (M) von unten einen H/L/H-Impuls liefert.
  4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Zählschaltung eine erste, auf positive Flanken triggernde monostabile Kippstufe (36) und eine zweite, auf negative Flanken triggernde monostabile Kippstufe (37) aufweist, deren Eingänge mit dem Ausgang (A332)
    PHD 83-078
    einer weiteren bistabilen Kippstufe (33) verbunden sind, deren Setz-Eingang über einen auf negative Planken triggernden ersten Zähler (31) und ein AND-Gatter (29) mit dem Ausgangssignal des M-Komparators (19) beaufschlagt wird, während gleichzeitig ihr Rücksetz-Eingang über ein NAND-Gatter (34), einen Inverter (35), einen auf positive Flanken triggernden zweiten Zähler (32) und ein weiteres AND-Gatter (30) ebenfalls mit dem Ausgang des M-Komparators (19) verbunden ist und außerdem die jeweils zweiten Eingange der AND-Gatter (29, 30) mit den Ausgängen (A331, A332) der weiteren bistabilen Kippstufe (33) verbunden sind, wobei der erste Zähler (31) durch das am Setz-Eingang der weiteren bistabilen Kippstufe (33) anstehende Signal und der zweite Zähler (32) durch das am Rücksetz-Eingang dieser Kippstufe anstehende Signal zurückgesetzt wird.
  5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die jeweils zweiten Eingänge der NAND-Gatter (25, 34) über eine weitere auf positive Flanken triggernde monostabile Kippstufe (28) mit dem Ausgang (A14) eines hysteresefreien, die Nulldurchgänge der Netzspannung detektierenden Komparators (14) verbunden sind.
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