DE2408151B2

DE2408151B2 - Fernsteuersystem zur Übertragung von Signalen über ein Starkstromnetz

Info

Publication number: DE2408151B2
Application number: DE2408151A
Authority: DE
Inventors: Urs Dipl.-Ing. Zuerich Oehrli (Schweiz)
Original assignee: Zellweger Uster AG
Current assignee: Zellweger Uster AG
Priority date: 1973-05-18
Filing date: 1974-02-20
Publication date: 1980-08-28
Also published as: ATA368074A; GB1468035A; DE2408151C3; FR2230106B1; US3986121A; JPS5018949A; AU6915074A; JPS5620345U; AT341037B; CH566086A5; ZA742586B; FR2230106A1; DE2408151A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Fernsteuersystem zur Übertragung von Signalen über ein Starkstromnetz, bei dem sendeseitig winkelmodulierte Signale mit vorgebbarem Frequenzhub und vorgebbarer Bandbreite gebildet und in das Starkstromnetz eingekoppelt werden und die Empfänger Einrichtungen aufweisen, die den Pegel des empfangenen Signals und den Pegel von Störungen bewerten und miteinander vergleichen und die Ausführung eines Schaltbefehls nur dann zulassen, wenn der Signalpegel über dem Störpegel liegt.

Solche Fernsteuersysteme sind bereits bekannt (DE-AS 12 37 669). Dort ist vorgesehen, daß Hochfrequenzimpulse unter Verwendung der bekannten Frequenzmodulation mit im Vergleich zu der Signalbandbreite am Ausgang verhältnismäßig großem Frequenzhub und großer Bandbreite übertragen werden und innerhalb des Empfängers zur sicheren Unterscheidung zwischen Schaltbefehl und Störungen Einrichtungen verwendet werden, die den Pegel des Befehlssignals und den Pegel der Störungen bewerten und miteinander

vergleichen und die Ausführung eines Schaltbefehls nur dann zulassen, wenn der Signalpegel entsprechend weit über dem Störpegel liegt Bei diesem mit Hochfrequenzimpulsen arbeitenden System ist ungünstig, daß eine Schalterbetätigung nur dann erfolgen kann, wenn der Signalpegel entsprechend weit Ober dan Störpegel liegt und demgemäß mit relativ hohen Signalpegeln gearbeitet werden muß, wenn eine Differenzierung bezüglich gleichfrequenter Störsignale aus einem Nachbarnetz gewährleistet werden muß.

Bekannt sind auch bereits Rundsteuersysteme, bei welchen mittels einer vorzugsweise in einem Unterwerk eines Energieversorgungsnetzes vorgesehene Sendeeinrichtung Steuerbefehle in der Form von Wechselstromsignalen bzw. -Impulssequenzen einem zugehörigen Starkstromnetz überlagert werden. An beliebigen Orten des Starkstromnetzes können die genannten Steuerbefehle von an das Starkstromnetz angeschlossenen Empfängern selektiv empfangen werden. Mittels solcher Rundsteuereinrichtungen können bestimmte Gruppen von Stromverbrauchern, wie Boiler, Straßenbeleuchtungen usw. ferngesteuert eingeschaltet oder ausgeschaltet werden. Auch können mit solchen Rundsteuereinrichtungen Sonderbefehle beispielsweise für die Feuerwehr oder für Luftschutz usw. übertragen werden.

Obwohl sich die bekannten Rundsteuerverfahren im allgemeinen gut bewährt haben, treten mitunter erhebliche Schwierigkeiten dadurch auf, daß die einem Starkstromnetz überlagerten Steuerbefehle sich nicht nur nach vorwärts, d. h. in Richtung des Energiefluvses zu den dem betreffenden Unterwerk zugeordneten Verbrauchern ausbreiten, sondern daß sie rückwärts über Speisetransformatoren des betreffenden Unterwerkes in ein übergeordneten Hochspannurgsnetz übertreten und über dieses übergeordnete Hochspannungsnetz und über weitere Speisetransformatoren unerwünschterveise in ein einem benachbarten Unterwerk zugeordnetes Starkstromnetz gelangen. Dieser Störungsfall tritt besonders bei Verwendung relativ tiefer Sendefrequenzen, beispielsweise etwa 300 Hz, auf, da die genannten Speisetransformatoren in den Unterwerken für so tiefe Frequenzen nur eine relativ kleine Dämpfung aufweisen. Im Hinblick darauf, daß das übergeordnete Starkstromnetz, welches den störenden Übertragungsweg darstellt, beispielsweise eine Spannung von 50 KV oder mehr aufweist und für hohe Leistungen ausgelegt ist, versteht es sich von selbst, daß frequenzselektive Sperrmittel sehr kostspielig werden und auch aus Gründen der starkstromtechnischen Betriebssicherheit unerwünschte Elemente darstellen. Ohne solche Sperrmittel besteht jedoch infolge dieses unerwünschten Signalübertrittes in ein benachbartes Starkstromnetz die Gefahr des fälschlichen Ansprechens von Rundsteuerempfängern in einem benachbarten Netz auf netzfremde Steuerbefehle.

Aus dem Bulletin des Schweizerischen Elektrotechnischen Vereins Nr. 57 (1966) 9, Seiten 414 bis 421 ist auch bereits die Bindung der Sendefrequenzen und der Empfängerabstimmung an die Netzfrequenz unter Verwendung schmalbandiger Filter bekannt.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Fernsteuersystem der eingangs genannten Art so zu verbessern, daß es in erhöhtem Maß immun ist gegen ein fälschliches Ansprechen auf gleichfrequente Störungssignale, welche aus einem benachbarten Starkstromnetz kommen. Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß die winkelmodulierten

Signale niederfrequent und der Frequenzhub sowie die Bandbreite klein sind, daß die Frequenzen der gesendeten Signale in fester Beziehung zur Netzfrequenz des Starkstromnetzes stehen, und daß die Empfängeransprechfrequenz sowie die Diskriminatorfrequenzcharakteristik des Empfängers in Abhängigkeit von der Netzfrequenz gesteuert sind und deren Schwankungen in gleicher Weise wie die Signalfrequenzen folgen.

Dadurch wird vorteilhafterweise erreicht, daß selbst mit einem nur knapp über dem Störpegel liegenden Signal eine hohe Störimmunität und damit eine entsprechend hohe Übertragungssicherheit gewährleistet wird. Der im eigenen Starkstromnetz erzeugte Signalpegel muß dabei nur gerade mindestens um den Geräuschunterdrückungsfaktor des Empfängers höher sein als der Signalpegel von ggf. eindringenden gleichfrequenten Störsignalen aus einem Nachbarnetz.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung an Hand der Zeichnungen näher erläutert Dabei zeigt

F i g. 1 ein vereinfacht gezeichnetes Prinzipschaltbild eines elektrischen Energieversorgungsnetzes,

F i g. 2 ein Blockschaltbild einer Sendeeinrichtung,

F i g. 3 ein Schaltbild eines Codierers,

F i g. 4 Impulsdiagramme,

F i g. 5 ein Schaltbild eines Taktgebers,

F i g. 6 den Aufbau eines Modulators,

F i g. 7 eine Tabelle über Parameter des Modulators,

Fig.8A ein Schaltbild eines in seiner Frequenz steuerbaren Oszillators,

F i g. 8B ein weiteres Schaltbild eines in seiner Frequenz steuerbaren Oszillators,

F i g. 9 ein Schaltbild eines Phasendiskriminators,

F i g. 10 Impulsdiagramme des Phasendiskriminators,

F i g. Π ein Schaltbild eines umschaltbaren Frequenzteilers,

F i g. 12 eine Wahrheitslabelle,

Fig. 13 ein Ausführungsbeispiel für eine Serieeinkopplung des Sendesignals in eine Starkstromleitung,

F i g. 14 ein Schaltbild einer Empfangseinrichtung,

Fig. 15A eine Durchlaßcharakteristik eines Empfangsfilters,

Fig. 15B Durchlaßcharakteristiken eines RC- und eines /V-Pfad-Filters,

F i g. 16 ein Schaltbild eines Begrenzers,

F i g. 17 ein Schaltbild eines Diskriminators,

F i g. 18 ein Schaltbild einer Auswerteeinrichtung.

Vorgängig der Beschreibung eines Ausführungsbeispiels wird an Hand der F i g. 1 das hier zugrunde liegende Problem näher erläutert. Die F i g. 1 zeigt ein vereinfacht gezeichnetes Prinzipschaltbild eines elektrischen Energieversorgungsnetzes. Der Einfachheit halber ist das Schaltbild einphasig gezeichnet. Üblicherweise sind solche Netze jedoch dreiphasig aufgebaut, was jedoch für die nachfolgende Erläuterung belanglos ist.

Eine beispielsweise 50 Kv führende Hochspannungsleitung a speist zwei Unterwerke b und c. In jedem dieser Unterwerke ist ein Speisetransformator cfbzw. e vorgesehen, welcher die Spannung von 50 KV auf beispielsweise 15 KV transformiert. Ein solcher Speisetransformator hat beispielsweise eine Leistung von 25 MVA. Der Speisetransformator d bzw. e ist mit seiner Primärseite an die 50-KV-Hochspannungsleitung a angeschlossen. Seine Sekundärseite ist über einen in einer Starkstromleitung k bzw. m angeordneten Kopplungstransformator /"bzw. g mit der Sammelschiene k* bzw. m * des betreffenden Unterwerkes f>bzw. c

verbunden. An diese Sammelschiene k * bzw. m* sind die dem betreffenden Unterwerk b bzw. c zugehörigen Mittelspannungs-Starkstromleitungen des ihnen zugehörigen Starkstromnetzes angeschlossen. Über den Kopplungstransformator / werden die von einer Sendeeinrichtung h stammenden, die Steuerbefehle darstellenden, Steuersignale in das vom Unterwerk b versorgte Starkstromnetz eingekoppelt. Die Sendeeinrichtung h besteht im wesentlichen aus einer Befehlseingabevorrichtung Ai, einem von ihr gesteuerten Modulator A2 und einem vom Modulator Λ2 beeinflußten Sender hy. In entsprechender Weise ist an den Kopplungstransformator g des Unterwerkes c eine Sendeeinrichtung / angeschlossen. Auch die Sendeeinrichtung ; besteht aus einer Befehiseingabeeinrichtung /1, einem Modulator h und einem Sender /j.

Aus verschiedenen Gründen, so insbesondere auch aus Gründen der Frequenzökonomie werden in benachbarten Unterwerken üblicherweise die gleichen Sendefrequenzen benützt. Die auf der Sekundärseite h durch die Sendeeinrichtung h erzeugte Spannung Ua addiert sich zu der von der Sekundärseite des Speisetransformators d gelieferten Netzspannung. Es ist nun zu beachten, daß zufolge der Spannung Uo auch ein signalfrequenter Strom über den Speisetransformator d zum übergeordneten Hochspannungsnetz, d.h. zur Hochspannungsleitung a abfließt Dies ist durch einen Pfeil η angedeutet Ein Teil dieses Stroms, in der F i g. 1 mit einem Pfeil rt' angedeutet fließt über die Hochspannungsleitung a und gelangt schließlich über den Speisetransformator e in das Starkstromnetz des Unterwerkes c, was in Fig. 1 durch einen Pfeil n" angedeutet ist Hierdurch entsteht nun in dem an das Unterwerk c angeschlossenen Starkstromnetz eine fernsteuerfrequente Störspannung. Diese kann gegebenenfalls an das Starkstromnetz des Unterwerkes c angeschlossene Empfänger fälschlicherweise auch auf aus dem Unterwerk b stammende Steuerbefehle ansprechen lassen. Das Entsprechende gilt natürlich auch für Steuerbefehle aus dem Unterwerk c, welche über den Speisetransformator e, die Hochspannungsleitung a und den Speisetransformator d in das Starkstromnetz des Unterwerkes b eindringen können. Die praktische Erfahrung zeigt, daß die Dämpfung für solcher Art übertragene Störsignale für Frequenzen 4S unter etwa 300 Hz nur etwa 10 db beträgt Im Hinblick auf die praktisch stets vorhandenen Toleranzen des Ansprechpegels der verschiedenen Empfänger einerseits und der in einem Starkstromnetz möglichen Pegelschwankungen der Fernsteuersignale, beispielsweise zufolge Spannungsüberhöhungen andererseits, ist es leicht verständlich, daß es zufolge dieser beschriebenen Störung zu fälschlichem Ansprechen von Empfängern auf Steuerbefehle aus einem benachbarten Starkstromnetz kommen kann. Wie bereits erwähnt ist die Anordnung von Sperrmitteln in der Hochspannungsleitung a aus verschiedenen Gründen unerwünscht, so daß man bisher die genannte als »spill-over« bezeichnete Störung in Kauf nehmen mußte.

In bekannten Fernsteuersystemen, insbesondere Rundsteuersystemen, welche eine Starkstromleitung bzw. ein Starkstromnetz als Übertragungskanal benutzen, wird mit tonfrequenten Steuersignalen gearbeitet, wobei die Al-Modulation zur Anwendung kommt Das Ausgangssignal des Fernsteuersenders ist daher in seiner Amplitude im Rhythmus der zu übertragenden Impulssequenzen getastet Die Information wird durch die beiden binären Werte 1 und 0 dargestellt, wobei die Information in an sich beliebiger Weise kodiert seil kann.

Im Hinblick auf den Störpegel des Starkstromnetze sowie des Empfängers und insbesondere im Hinblick au die möglichen Schwankungen des Störpegels muß be Anwendung der Al-Modulation ein so hoher Signalpe gel verwendet werden, daß sich auch im ungünstigster Fall der binäre Wert 1 noch mit ausreichende) Sicherheit vom binären Wert 0 unterscheidet. Den Empfänger wird eine Ansprechschwelle zugeordnet derart, daß alle Signale unterhalb dieser Schwelle all binär 0 und Signale oberhalb derselben als binär ' gewertet werden. Es erfolgt also eine Amplituden bewertung des empfangenen Signals. Eine allgemein« Erhöhung des Sendepegels erlaubt zwar eine Verbesse rung bezüglich des eigenen Störpegels des Starkstrom netzes, dagegen ist sie wirkungslos bezüglich der frühei genannten »spill-over«-Störung, da durch die entspre chende Erhöhung des Sendepegels im Nachbarunter werk eine entsprechend erhöhte Übertrittsspannunj entsteht und dadurch diese »spill-over«-Störung selbst verständlich nicht vermindert wird.

Im Zusammenhang mit dem beschriebenen Systen wird für die Signalübermittlung über eine Starkstromlei tung bzw. ein Starkstromnetz die Winkelmodulatioi angewendet. Darunter fallen sowohl die Frequenz- al: auch die Phasenmodulation. Beide Modulationsartei sind bekanntlich miteinander verwandt. Die im folgen den beschriebenen Ausführungsbeispiele beziehen siel auf Frequenzmodulation.

Im folgenden wird zunächst eine Sendeeinrichtunj für eine mit Frequenzmodulation arbeitende Fernsteu ervorrichtung der genannten Art beschrieben. Fig.: zeigt ein Blockschaltbild dieser Sendeeinrichtung. Diesi besteht aus einem Codierer 1, welcher das für dii Sendung benötigte Impulstelegramm bildet. Der Codie rer 1 ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel dazi vorgesehen, ein Impulstelegramm zu bilden, welches au einem Startbit und vier anschließenden Informationsbit besteht Dementsprechend weist der Codierer 1 eini Starttaste St und vier Umschalter 2, 3, 4 und 5 aul mittels welcher den zugehörigen Klemmen 2', 3', 4' um 5' des Codierers je nach der Einstellung der genanntei Umschalter 2... 5 entweder das Nullpotential oder eini positive Spannung U\, welche an einer Klemme 6 liegi zugeführt werden kann. Eine ausführliche Beschreibunj des Codierers erfolgt später an Hand der F i g. 3,4 und 5

Bezüglich der Art und Weise wie gemäß dei Schalterstellungen des Codierers 1 ein Impulstele gramm geformt werden kann, können sehr viele Weg« beschritten werden. Die Fachliteratur weist viel« diesbezügliche Veröffentlichungen auf. Es sei nur darau hingewiesen, daß mit großem Vorteil Code benütz werden, welche eine Redundanz aufweisen. Diesi Redundanz kann dann zur automatischen Fehlerkorrek tür verwendet werden. In diesem Zusammenhang win auf den Artikel von R. W. Hamming: Error detectinj and correcting codes, Bell Syst Techn. Journal, Apri 1950, S. 147... 160 und auf das Buch von W. W Peterson: Prüfbare und korrigierbare Codes, Verlaj Oldenbourg, 1967, hingewiesen. Eine weitere Möglich keit der Bildung definierter Impulsbilder ist beispiels weise beschrieben in der deutschen Offenlegungsschrif 22 26 339.

Der Codierer 1 gibt nach Betätigung der Starttaste S an seinem Ausgang 7 ein mit einem Startbit beginnende Impulstelegramm ab, in welchem die Lage der Impuls und Impulslücken durch die Stellung der Umschalte

2... 5 bestimmt sind.

Das genannte Impulstelegramm wird vom Ausgang 7 des Codierers 1 über eine Leitung 8 einem Steuereingang 9 eines Modulators 10 zugeführt. Der Aufbau und die Wirkungsweise des Modulators 10 wird später an Hand der F i g. 6... 12 noch näher erläutert. Vorerst sei lediglich erwähnt, daß der Modulator 10 an seinem Ausgang 11 ein frequenzschubgetastetes Impulstelegramm abgibt. Das frequenzabgetastete Impulstelegramm am Ausgang 11 des Modulators 10 weist die gleiche Taktsequenz auf wie das Impulstelegramm am Ausgang 7 des Codierers 1. Der Modulator 10 ordnet den ihm an seinem Steuereingang 9 zugeführten Impulstelegramm eine Frequenz /i bzw. /2 zu, je nachdem, ob das Impulstelegramm an seinem Eingang 9 den logischen Wert 1 bzw. 0 aufweist.

Vorzugsweise werden die Frequenzen /1 und /2 in je eine bestimmte feste Beziehung zur Netzfrequenz /^ des Starkstromnetzes gebracht, wie dies später noch erläutert wird. Zu diesem Zwecke wird einem weiteren Eingang 12 des Modulators 10 ein an eine Klemme 13 geführtes Referenzsignal Un mit der Netzfrequenz f_N zugeführt.

Die Wahl der beiden Frequenzen f\ und /2 soll einerseits im Hinblick auf eine sinnvolle Frequenzplanung und andererseits im Hinblick auf nachrichtensystemtechnsiche Gesichtspunkte erfolgen. Um einerseits eine große Anzahl von Nachrichtenkanälen zu ermöglichen, wäre ein möglichst geringer Frequenzschub erwünscht, damit nämlich die Systembandbreite möglichst klein gehalten werden kann. Andererseits wäre ebenfalls aus systemtechnischen Gründen ein großer Frequenzschub erwünscht, dies um einen möglichst hohen Modulationsindex zu erreichen. Gründe für einen großen Frequenzschub sind beispielsweise einerseits die geringeren Anforderungen an die Frequenzpräzision im Sende- und Empfangsteil und andererseits die geringere Störung durch sogenannte Frequenzjitter, d. h. sporadische Frequenzsprünge, wie sie bei den Frequenzen /1 und h aus Gründen der technischen Unvollkommenheit der betreffenden Geräte auftreten können. Bei großem Frequenzschub wird jedoch die erforderliche Kanalbreite für praktische Bedürfnisse unter Umständen zu groß. Es ist nämlich zu bedenken, daß man bei über das Starkstromnetz arbeitenden Fernsteuereinrichtungen vorzugsweise jeweils im Frequenzbereich zwischen zwei benachbarten Netzfrequenzharmonischen arbeitet.

Zur Erzielung einer hohen Übertragungssicherheit bzw, kleinen Fehlerwahrscheinlichkeit trägt auch ein Arbeiten mit sehr kleinem Modulationsindex, vorzugsweise kleiner als 1, bei.

Mit der Systembandbreite kann dabei bis zur Nyquist-Bandbreite heruntergegangen werden.

Für das vorliegende Ausführungsbeispiel wurden folgende Systemparameter angenommen:

Tabelle I

Netzfrequenz f_N = 50 Hz

Sendefrequenz für Bit »log. 0« Z₁ = 124,333 Hz

Sendefrequenz für Bit »log. 1« f₂ = 125,667 Hz

Bitdauer Γ, = 0,6 Sek.
Modulationsfrequenz (höchste) = 0,833 Hz
Schrittgeschwindigkeit = 1,6 Baud

Modulationsindex m = 0,8

Systembandbreite B = 1,6Hz

wobei die Frequenzen f\ und h in fester Beziehung zur Netzfrequenz f_N gehalten werden. Selbstverständlich wäre es auch möglich die Frequenzen /i und h aus einem frequenzkonstanten Oszillator, beispielsweise einem Quarzoszillator zu gewinnen. Im Hinblick auf mögliche Schwankungen der Netzfrequenz I_n und damit des zugehörigen Rasters von Harmonischen der Netzfrequenz erweist es sich jedoch als vorteilhafter die Sendefrequenzen /1 und /₂ in fester Bindung an die Netzfrequenz zu erzeugen. Durch diese Bindung der Sendefrequenzen an die Netzfrequenz liegen diese auch bei schwankender Netzfrequenz immer relativ gleich zwischen den Harmonischen der Netzfrequenz.

Der Modulator 10 gibt das von ihm erzeugte frequenzschubgetastete Impulstelegramm von dessen Ausgang 11 über eine Leitung 12 an einen Steuereingang 13 eines Senders 14. Als Sender eignet sich beispielsweise ein Verstärker ausreichender Leistung oder ein durch das frequenzschubgetastete Impulstelegramm gesteuerter statischer Wechselrichter. Das Blockschaltbild der Fig.2 ist nur für eine Phase dargestellt. Selbstverständlich kann in an sich bekannter Weise aus dem Impulstelegramm des Codierers 1 oder des Modulators 10 ein dreiphasiges Steuersignal gewonnen werden.

Die zufolge der gewählten Systemparameter, vgl. vorstehende Tabelle I, gegenüber bekannten mit Al-Modulation arbeitenden Fernsteuersystemen über Starkstromnetze beträchtlich gesteigerte Übertragungssicherheit sowie insbesondere die hohe Immunität gegenüber der »spill-over«-Störung gestatten gegenüber den bekannten Fernsteuersystemen auf Starkstromnetzen mit einem um etwa 20—30 db tieferen Spannungspegel zu arbeiten. Dadurch ergibt sich ein weiterer Vorteil des beschriebenen Systems. Während nämlich beispielsweise in einem 25-MW-Star!;stromnetz bisher etwa 25... 50 kW Signalleistung vorgesehen werden mußte, genügt beim vorliegenden System eine wesentlich kleinere Leistung von beispielsweise einigen Hundert Watt Dies bei Verwendung einer Einkopplungseinrichtung mit hohem Wirkungsgrad und etwa 1... 2 kW bei einer Einkopplungseinrichtung mit einem relativ kleinen Wirkungsgrad.

Als Sender 14 kann beispielsweise ein statischer Wechselrichter bekannter Art benutzt werden (vgl. beispielsweise schweizer Patent Nr. 4 86 141). Die vom Sender 14 erzeugte Sendeleistung wird von dessen Ausgang 15 über eine Leitung 16 einem Eingang 17 einer Einkopplungseinrichtung 18 zugeführt, welche später an Hand der Fig. 13 näher erläutert wird. Die Einkopplungseinrichtung 18 ist einerseits an den Sender 14 angeschlossen und andererseits in die von der Sekundärseite des Speisetransformators d zur Sammelschiene k* des Unterwerkes b führenden Leitung k eingeschaltet (vgl. hierzu auch F i g. 1).

Die F i g. 3 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Codierers 1 (vgL auch Fig.2). Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird angenommen, daß ein Impulstelegramm zu erzeugen ist, welches insgesamt fünf Intervalle umfaßt Im ersten Intervall I soll ein Startimpuls liegen, im II. eine Impulslücke, im III. und FV. Intervall je ein Impuls und im V. Intervall wieder eine Impulslücke. Ein solches Impulstelegramm ist in Fig.4, Zeile A, dargestellt Um ein solches Impulstelegramm gemäß Fig.4, Zeile A, zu erzeugen, weist der Codierer 1 folgenden in F i g. 3 dargestellten Aufbau auf.

Eine Eingabeeinrichtung 100 weist den Intervallen

II... V zugeordnete Eingabeschalter 2, 3, 4 und 5 auf,

ίο

deren Kontaktfinger entweder an das Nullpotential einer Klemme 101 oder an eine positive Hilfsspannung U\ an einer Klemme 102 angelegt werden kann.

Der Codierer 1 enthält weiter ein Schieberegister 103 mit insgesamt ebensovielen Schieberegisterzellen als Intervalle in dem zu bildenden Impulstelegramm vorgesehen sind. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel weist das Schieberegister 103 die Schieberegisterzellen 104,105,106,107 und 108 auf.

Zwischen der Eingabeeinrichtung 100 und dem ι ο Schieberegister 103 ist eine Durchschalteeinrichtung 109 angeordnet. Sowohl das Schieberegister 103 als auch die Durchschalteeinrichtung 109 werden von einem Taktgeber 110 mit Taktimpulsen bzw. Steuersignalen versorgt.

Zur Einleitung der Abgabe eines Impuisteiegramms ist weiterhin eine Starttaste St vorgesehen mittels welcher Starttaste der Taktgeber 110 in Gang gesetzt werden kann.

Zum Aufbau des Schieberegisters 103 können beispielsweise integrierte Schaltungen des Typs SN7474 N der Firma Texas Instruments USA vorgesehen sein. Es handelt sich hierbei um Flip-Flop. Die Schieberegisterzellen 104... 108 bzw. ihre Flip-Flops sind in Kaskade geschaltet, indem jeweils der D-Eingang eines Flip-Flops mit dem Q-Ausgang des benachbarten Flip-Flops verbunden ist. Dem D-Eingang des Flip-Flops der letzten Schieberegisterzelle 108 wird das Nullpotential zugeführt. Der Q-Ausgang des Flip-Flops der ersten Registerzelle 104 ist mit der Ausgangsklemme 7 des Codierers 1 verbunden.

Der Taktgeber 110, welcher an Hand der F i g. 5 noch näher erläutert wird, gibt an seinem Ausgang 111 ein impulsförmiges Steuersignal ab, dessen zeitlicher Verlauf in Fig.4, in Zeile B dargestellt ist Dieses y, Steuersignal (vgl. F i g. 4, Zeile B) wird über eine Leitung 112 den Setz-Eingängen 5 der Flip-Flops, der fünf Schieberegisterzellen 104... 108 zugeführt, wodurch diese einheitlich in den gleichen Zustand versetzt werden und alle an ihrem (^-Ausgang das Signal logisch 1 führen. Ein weiterer Ausgang 113 des Taktgebers 110 gibt ein Steuersignal, dessen zeitlicher Verlauf in F i g. 4, in Zeile C dargestellt ist, an eine Leitung 114 ab. Die Leitung 114 führt zu je einem ersten Eingang je eines jedem der Eingabeschalter 2... 5 zugeordneten v> NAND-Gatters 115... 118, wobei jeweils ein weiterer Eingang über Klemmen 2'... 5' mit dem Kontaktfinger des zugehörigen Eingabeschalters 2... 5 der Eingabevorrichtung 100 leitend verbunden ist Mit Hilfe dieses Steuersignals (vgl. F i g. 4, Zeile C) wird nach Betätigung der Starttaste St und nach Ablauf einer Zeitspanne τ\ die durch die jeweilige Stellung der Eingabeschalter 2... 5 zum Ausdruck gebrachte Information über die Durchschalteeinrichtung 109 dem Schieberegister 103 zugeführt Zu beachten ist, daß die Durchschalteeinrichtung 109 nur während der kurzen Impulsdauer des Signales gemäß F i g. 4, Zeile Cdurchlässig geschaltet ist und dadurch das am Kontaktfinger jedes der Eingabeschalter 2... 5 liegende Potential über die NAND-Gatter 115... 118 der Durchschalteeinrichtung 109 inver- bo tiert an die Löscheingänge L der Flip-Flop in den Schieberegisterzellen 105... 108 zuführt In der übrigen Zeit ist die Eingabeeinrichtung 100 vom Schieberegister 103 getrennt Der Löscheingang L des Flip-Flops der ersten Schieberegisterzelle 104 ist dauernd an die positive Spannung U\ der Klemme 102 gelegt, dies um zu erreichen, daß im ersten Intervall jedes Impulstelegramms stets ein Impuls als Startimpuls gebildet wird.

An einem weiteren Ausgang 119 gibt der Taktgeber 110 über eine Leitung 120 eine Folge von Taktimpulsen an die Takteingänge Tder Flip-Flop in den Schieberegisterzellen 104... 108 des Schieberegisters 103 ab. Der zeitliche Verlauf dieser Taktfolge am Ausgang 119 des Taktgebers 110 ist in Fig.4, in Zeile D dargestellt. Vorzugsweise beginnt diese Taktfolge nach einer Zeitspanne T2 nach Betätigung der Starttaste Sf, wobei T2>T\.

Vorzugsweise ist der Taktgeber 110 so ausgebildet, daß er an einem weiteren Ausgang 120' ein Steuersignal mit einem zeitlichen Verlauf gemäß Fig.4, Zeile E, abgibt. Dieses Signal gemäß F i g. 4, Zeile E. markiert die ganze Dauer eines Impulstelegramms und dieses Signal kann daher auch dazu verwendet werden, einen für die Aussendung des Impulstelegramms vorgesehenen Sender temporär in Betrieb nehmen.

Um die Impulse bzw. Steuersignale des Taktgebers 110 in ihrem zeitlichen Ablauf koordinieren und in eine starre Beziehung zur Netzfrequenz bringen zu können, wird an einem Eingang 121 des Taktgebers 110 ein netzfrequentes Signal Un angelegt.

Die F i g. 5 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Taktgebers 110 (vgl. hierzu auch F i g. 3). An die Klemme 122, an welche auch die Starttaste St angeschlossen ist, sind drei in Kaskade geschaltete Verzögerungsglieder 123, 124 und 125 angeschlossen. Mit Hilfe der diesen zugeordneten Widerstände 126 bzw. 127 bzw. 128 und der Kondensatoren 129 bzw. 130 bzw. 131 lassen sich die Verzögerungszeiten der Verzögerungsglieder 123 bzw. 124 bzw. 125 auf die gewünschten Werte einstellen. Die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 129 ist τ\, die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 124 ist Γ2 — τι und diejenige des Verzögerungsgliedes 125 ist τζ (vgl. hierzu F i g. 3). Die Verzögerungsglieder 123... 125 bewirken die Verzögerung des Startbefehls £», wie er durch Betätigung der Starttaste St gegeben wird.

In der Fig.5 sind in den diese Monoflops darstellenden Blöcken die Anschlußbezeichnungen eingetragen. Der Klemme 122 wird über einen Widerstand 132 eine positive Hilfsspannung von der Klemme 102 zugeführt Wenn die Starttaste St betätigt wird, wird die Klemme 122 geerdet wodurch an der Klemme 122 eine negative Flanke entsteht, welche den Monoflop des Verzögerungsgliedes 123 startet An dessen Ausgang Q und Klemme 111 erscheint dann ein Signal entsprechend Zeile C in Abbildung 3. Dieses Signal startet auch den Monoflop des nachfolgenden Verzögerungsgliedes 124 wodurch an dessen Ausgang Q ein Signal gemäß Zeile D in F i g. 4 entsteht Das am Ausgang Q des Verzögerungsgliedes 124 erscheinende Signal startet den Monoflop des nächsten Verzögerungsgliedes 125.

Die Ausgangsspannung des dritten Verzögerungsgliedes 125 ist an die Klemme 113 geführt (vgl. F i g. 3). Mit dem am Ausgang Q des Verzögerungsgliedes 125 auftretenden Impuls wird aber auch ein Taktaufbereitungsvorgang gestartet zur Erzeugung der weiteren im Codierer 1 benötigten Takt- bzw. Steuersignale (vgl. Fig.4>

Der Taktgeber 110 weist ein Flip-Flop 132 auf. Dem Flip-Flop 132 wird von der Klemme 102 über eine Leitung 133 die positive Spannung U\ als logisches Signal 1 an seinen Dateneingang 134 zugeführt Ein Takteingang 135 des Flip-Flops 132 ist über eine Leitung 136 mit dem (^-Ausgang des letzten Verzögerungsgliedes 125 verbunden, über welche Leitung dem

Flip-Flop 132 das am Q-Ausgangdes Verzögerungsgliedes 125 auftretende Signal (vgl. Fig.4, Zeile C) zugeführt wird. Beim Eintreffen des um Γ4 verzögerten Startbefehls wird das Flip-Flop 132 gesetzt. Dies bedeutet, daß dessen das inverse Ausgangssignal führender Ausgang 137 auf logisch 0 geht. In dieser Position verbleibt des Flip-Flop 132 bis zu seinem Löscheingang 138 über eine Leitung 139 ein Löschimpuls zugeführt wird.

An den Eingangsklemmen 140 und 121 des Taktgebers 110, welche mit dem Null-Leiter 0 bzw. dem Phasenleiter Feines Starkstromnetzes von beispielsweise 220 V, 50 Hz verbunden sind, ist ein Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen 141 und 142, angeschlossen. Mittels dieses Spannungsteilers wird die Netzspannung Un mit der Frequenz />»· auf einen für die elektronischen Bauteile des Taktgebers 110 zuträglichen Wert reduziert.

Die am Spannungsteilpunkt 143 auftretende Wechselspannung erzeugt über eine Diode 144 an einem Widerstand 145, welchem eine Zenerdiode 146 parallel geschaltet ist, positive Impulse. Diese positiven Impulse werden über einen Widerstand 147 einem Eingang 148 eines mit einem Schmitt-Trigger kombinierten NAND-Gatters 149 zugeführt

Ein zweiter Eingang 150 des NAND-Gatters 149 ist über eine Leitung 151 mit dem nicht-invertierenden Ausgang 152 des Flip-Flops 132 verbunden. Das NAND-Gatter 149 läßt nun zufolge dieser Verbindung mit dem Flip-Flop 132 nur während der Dauer T (vgl. F i g. 4, Zeile E) eines Impulstelegramms netzfrequente Impulse von seinem Ausgang 153 über eine Leitung 154 zu einem Eingang 155 einer Zähleinrichtung 156 gelangen.

Die Zähleinrichtung 156 dient der Erzeugung der genannten Bit-Dauer bzw. Taktzeit von in unserem Beispiel 0,6 Sekunden, aus den ihr zugeführten netzfrequenten Impulsen. Diese netzfrequenten Impulse folgen sich bei einer 50-Hz-Netzspannung mit einem Rhythmus von 0,02 Sekunden. Außerdem muß wie oben erwähnt, der Beginn des ersten Taktimpulses verzögert werden, in unserem Beispiel um 0,2 Sekunden (vgl. F ig. 4, Zeile D).

In einem Teiler 157 xverden zunächst zehn vom NAND-Gatter 149 kommende Impulse bzw. fallende Impulsflanken abgezählt Der zehnte Impuls bzw. die zehnte fallende Impulsflanke erscheint an einem Ausgang 158 des Teilers 157. Dieser zehnte Impuls wird über eine Leitung 159 einem Eingang 160 eines dreistufigen asynchronen Zählers 161 zugeführt Für den Aufbau des asynchronen Zählers 161 eignen sich beispielsweise drei Flip-Flops 162, 163 und 164. Die Flip-Flops 162,163 und 164 sind über Verzögerungsglieder, dargestellt durch Invertergruppen 165 und 166 gekoppelt Die für solche Bauteile übliche Bezeichnung ihrer Anschlüsse ist in den Fig. 5 diesem asynchronen Zähler 161 darstellenden Blöcken eingetragen. Hieraus ergibt sich die erforderliche Schaltungsanordnung für den Aufbau des asynchronen Zählers 161. Das dem Eingang 160 zugeführte Signal wird auch über einen Inverter 167 dem ΛΓ-Eingang 168 des ersten Flip-Flops 162 des asynchronen Zählers 161 zugeführt Die Impulse am Ausgang 158 des ersten Teilers 157 bilden nach ihrer Inversion und Verzögerung in zwei in Serie geschalteten Invertern 169 und 170 die Schiebetakte für den asynchronen Zähler 161. Diese Schiebetakte werden über eine Leitung 171 den Takteingängen 172,173 und 174 der Flip-Flops 162,163 und 164 zugeführt

Der nach den ersten zwanzig Eingangsimpulsen des Teilers 157 an seinem Ausgang 158 erscheinende Impuls wird über eine Leitung 175 einem Takteingang 176 eines D-Flip-Flops 177 zugeführt. Dem Dateneingang 178' des D-FIip-Flops 177 wird von der Klemme 102 die positive Spannung U\ als Signal logisch 1 dauernd zugeführt. Das Flip-Flop 177 wird durch den zwanzigsten Impuls gesetzt und gibt an seinem sein invertiertes Ausgangssignal führenden Ausgang 178 einen ersten Schiebetakt ab, welcher über eine Leitung 179 an die Ausgangsklemme 119 des Taktgebers 110 geführt wird. Vom invertierten Ausgang 180 des Flip-Flops 164 wird ein Löschsignal über eine Leitung 181 sodann dem Löscheingang 182 des D-Flip-Flops 177 zugeführt so daß dieses durch das Ausgangssignal des asynchronen Zählers 161 wieder zurückgesetzt wird.

Im weiteren Verlauf erscheint nun nach je 0,6 Sekunden ein Schiebetakt an der Ausgangsklemme 119. Die Schiebetakte an der Klemme 119 werden über

:<> eine Leitung 183 auch einem Takteingang 184 eines 5-Bit-Zählers 185 zugeführt. Ein Löscheingang 186 des 5-Bit-Zählers 185 ist an die Leitung 151 angeschlossen. Dadurch wird der 5-Bit-Zähler 185 am Anfang eines Impulstelegramms zunächst gelöscht. Nach fünf zugeführten Schiebetakten gibt er an seinem Ausgang 187 ein Signal logisch 1 ab. Dieses Signal logisch 1 wird in einem Inverter 188 invertiert, so daß ein Signal logisch 0 als Löschsignal über die Leitung 139 dem D-Flip-Flop 132 zugeführt wird. Dadurch wird das D-Flip-Flop 132

jo nach den fünf Schiebetakten an der Klemme 119 wieder zurückgestellt und am Ausgang 137 erscheint ein positiver Impuls, welcher über eine Leitung 189 der Ausgangsklemme 120 des Taktgebers 110 zugeführt wird. Außerdem wird dieser dem Löscheingang 190 des

j5 ersten Teilers 157 zugeführt. An der Ausgangsklemme 120 erscheint eine Impulsfolge gemäß Fig.4, Zeile E, und der Teiler 157 wird zu Beginn jedes Intervalls in seine Ausgangsstellung zurückversetzt.

Anhand der F i g. 6 und 7 wird nunmehr der Aufbau und die Wirkungsweise eines Modulators 10 (vgl. hierzu auch F i g. 2 und Tabelle) erläutert Vom Codierer 1 wird von seinem Ausgang 7 über die Leitung 8 dem Steuereingang 9 des Modulators 10 die aus Impulsen und Impulslücken bestehende Impulsfolge gemäß Fig.4, Zeile A, abgegeben. Aufgabe des Modulators 10 ist es nun an seinem Ausgang 11 ein Signal mit der Frequenz /i, in unserem Beispiel 124,333 Hz abzugeben, wenn in der genannten Impulsfolge eine Impulslücke, also ein Bit mit dem logischen Wert 0 auftritt hingegen ein Signal mit der Frequenz /2, in unserem Beispiel 125,666 Hz, abzugeben, wenn in der genannten Impulsfolge ein Impuls, also ein Bit mit dem logischen Wert 1 auftritt Diese Zusammenhänge sind aus der Fig.4, Zeilen A und Fersichtlich.

Hierfür je einen Oszillator für die Frequenz f\ und £ vorzusehen und diese entsprechend der Impulsfolge am Eingang 9 des Modulators 10 durch eine Tastvorrichtung abwechselnd an den Ausgang 11 des Modulators 10 anzuschalten, erweist sich im vorliegenden Fall als untauglich. Auch eine direkte Frequenzumtastung eines Oszillators, beispielsweise durch Kapazitäts- oder Induktiyitätsveränderung, erweist sich als untauglich.

Ein Übertragungssystem der einleitend beschriebenen Art, insbesondere beim Arbeiten mit einer durch die Nyquist-Bandbreite festgelegten Systembandbreite, erfordert auf der Empfangsseite die Anwendung relativ schmalbandiger Selektionsmittel, wenn die einem solchen System inhärenten Vorteile erreicht werden

sollen. Bei der Umtastung zwisdjen zwei Oszillatoren unterschiedlicher Frequenz bzw. bei der direkten Umtastung durch Beeinflussung der Induktivität oder Kapazität eines frequenzbestimmenden Schwingkreises des Oszillators entstehen nämlich in den hier notwendigen schmalbandigen Filtern auf der Empfangsseite sehr störende Einschwingvorgänge sowohl bezüglich der Amplitude als auch der Frequenz. Diese Einschwingvorgänge würden die Übertragungsqualität erheblich beeinträchtigen und insbesondere zu einer erhöhten Fehlerwahrscheinlichkeit bei der Übertragung binär frequenzmodulierter Signale führen.

Im Hinblick auf mögliche Frequenzvariationen der Netzfrequenz f_N des zur Übertragung dienenden Starkstromnetzes erweist es sich weiterhin als vorteilhaft, die Sendefrequenzen /i und h in starrer Beziehung zur Netzfrequenz fs zu halten. Hierdurch wird nämlich erreicht, daß diese Frequenzen auch bei Netzfrequenzänderungen ihre relative Lage innerhalb des durch die Netzfrequenz fs und ihre Harmonischen gegebenen Frequenzrasters unverändert beibehalten.

Die beiden Frequenzen f\ und f₂ werden stets in starrer Beziehung zur Netzfrequenz fs gehalten. Die Erzeugung dieser beiden Frequenzen f\ und f₂ erfolgt mittels einer Anordnung gemäß F i g. 6.

Der Modulator 10 besteht im wesentlichen aus zwei Teilen, nämlich einem Referenzfrequenzgenerator 10Λ und einer Frequenzschubtast-Einrichtung 10Ä Der Referenzfrequenzgenerator 10Λ erzeugt aus dem der Klemme 12 des Modulators 10 (vgl. hierzu auch F i g. 2) zugeführten Signal Us mit der Frequenz fs an einer Ausgangsklemme 201 des Referenzfrequenzgenerators 1OA eine starr an die Netzfrequenz fs gebundene erste Referenzfrequenz /r 1, in unserem Beispiel 5000 Hz.

Die an der Klemme 12 liegende Netzspannung Us wird über einen Spannungsteiler bestehend aus den Widerständen 202 und 203 so geteilt, daß am Spannungsteilerpunkt 204 ein für die elektronischen Bauteile des Modulators 10 zuträglicher Wert auftritt. Die am Spannungsteilerpunkt 204 liegende netzfrequente Spannung wird über eine Diode 205 einem Widerstand 206 und einer parallel geschalteten Zenerdiode 207 zugeführt, dies um am Schaltungspunkt 208 eine 50-Hz-Rechteck-Impulsfolge zu erhalten. Über ein NAND-Gatter 209 erfolgt eine Impulsformung zur Erzielung einer besseren Flankensteilheit der am Ausgang 210 des NAND-Gatters 209 auftretenden 50-Hz-Rechteck-Impulsfolge.

Über eine Leitung 211 wird diese 50-Hz-Rechteck-Impulsfolge einem ersten Eingang 212 eines Phasendiskriminators 213 zugeführt.

Ein durch eine Steuerspannung t/si in seiner Frequenz steuerbarer Referenzoszillator 214 erzeugt eine erste Referenzfrequenz fm. Es ist nun im Referenzfrequenzgenerator 10/4 dafür Sorge getragen, daß diese erste Referenzfrequenz /r 1 stets in bestimmter starrer Beziehung zur Netzfrequenz fs gehalten wird, in unserem Beispiel ist

/ri = 100 · fs

OU

gewählt Wenn also die Netzfrequenz fs auf ihrem Nominalwert 50 Hz liegt, so ist f_R , gleich 5000 Hz.

Mit der Steuerspannung Us \ am Steuereingang 215 des Referenzoszülators 214 kann die Frequenz dieses Referenzfrequenzoszillators 214 in einem bestimmten Bereich nach oben und unten verschoben werden. Ein Beispiel für einen solchen in seiner Frequenz steuerbaren Oszillator 214 wird anhand der F i ^ RA erläutert.

An seinem Ausgang 216 gibt der Referenzfrequenzoszillator 214 ein im wesentlichen sinusförmiges Signal Ur \ mit der Frequenz /*1 ab, welches über eine Leitung 217 einem Eingang 218 eines als Impulsformer wirkenden Schmitt-Trigger 219 zugeführt wird. Der Schmitt-Trigger 219 gibt an seinem Ausgang 220 eine Rechteck-Impulsfolge U'r\ mit der Repetitionsfrequenz /ri, im vorliegenden Fall 5000 Hz ab. Diese Rechteck-Impulsfolge wird über eine Leitung 221 einerseits dem Ausgang 201 des Referenzfrequenzgenerators 1OA und andererseits einem Eingang 222 eines ersten Frequenzteilers 223 bekannter Art zugeführt Die Frequenz /r1 wird mittels des ersten Frequenzteilers 223 mit dem Divisor Dgeteüt, im vorliegenden Beispiel ist D = 100.

An einem Ausgang 224 des ersten Frequenzteilers 223 erscheint daher eine Rechteck-Impulsfolge Ur₂ mit der Frequenz fR₂, welche Dmal kleiner ist als die erste Referenzfrequenz /ri. In unserem Beispiel wird somit eine zweite Referenzfrequenz /r2 von 5000 Hz : 100 = 50 Hz gebildet

Die zweite Referenzfrequenz f_R2 am Ausgang 224 des Frequenzteilers 223 wird über eine Leitung 225 einem zweiten Eingang 22b des Phasendiskriminators 213 zugeführt An seinem Ausgang 214 gibt der Phasendiskriminator 213, welcher anhand der F i g. 9 und 10 noch erläutert wird ein impulsdauermoduliertes Signal Up ab, dessen Mittelwert annähernd proportional zum Phasenunterschied zwischen den den beiden Eingängen 212 und 226 des Phasendiskriminators 213 zugeführten Rechteck-Impulsfolgen ist. Über eine Leitung 228 wird dieses impulsdauermodulierte Signal Up einem Eingang 229 eines Tiefpaßfilters 230 zugeführt Die Übertragungscharakteristik dieses Tiefpaßfilters 230 ist so gewählt, daß an seinem Ausgang 231 im wesentlichen nur noch der Gleichspannungsanteil des impulsdauermodulierten Signals als ein Steuersignal U_S\ auftritt. Dieses Steuersignal Us \ ist ein Maß für die Phasenabweichung zwischen der Netzfrequenz fs und der zweiten Referenzfrequenz f_R2. Das Steuersignal Us\ wird nun über eine Leitung 232 dem Steuereingang 215 des steuerbaren Referenzfrequenzoszillators 214 zugeführt. Der Verlauf der Steuerspannung U_S\ in Funktion der genannten Phasendifferenz sowie die Frequenzabhängigkeit des Referenzfrequenzoszillators 214 von seiner Steuerspannung Us 1 ist so gewählt, daß eine auftretende Phasenabweichung die Frequenz des Referenzfrequenzoszillators 214 in einem solchen Sinne ändert, daß die genannte Phasendifferenz verschwindet. Regelanordnungen solcher Art sind an sich bekannt, vgl. beispielsweise

INTERNATIONALE ELEKTRONISCHE RUNDSCHAU,

26. Jahrgang-1972- Heft 10, Seiten 227 - 231,
PHASE-LOCKED LOOP,
EINE VIELSEITIG EINSETZBARE TECHNIK,
D. MALLON

Die vorstehend beschriebene Anordnung für den Referenzfrequenzgenerator 10Λ weist folgende Vorteile auf:

1. Die erste Referenzfrequenz /ri ist an die Netzfrequenz fs gebunden und bietet dadurch die Möglichkeit, wie anschließend noch gezeigt wird, die Sendefrequenzen /i und /2 ebenfalls an die Netzfrequenz fs zu binden.

2. Die solcher Art an die Netzfrequenz gebundene erste Referenzfreauenz /si. im Beisoiel 5000 Hz

(bei nominal 50 Hz Netzfrequenz) folgt zwar der Netzfrequenz fjn jedoch ist sie zufolge der Zehkonstanten des Regelvorganges, insbesondere des Tiefpaßfilters 230 von kurzzeitigen Schwankungen der Netzfrequenz bzw. ihrer momentanen Phasenlage unbeeinflußt Würde man die erste Referenzfrequenz /«1 durch bloße starre Multiplikation der Netzfrequenz />/ erzeugen, so würden Phasensprücge der Netzfrequenz wie sie in einem Starkstromnetz recht häufig auftreten, auch Sprünge der Momentanfrequenz einer solcher Art erzeugten Referenzfrequenz bewirken. Echte Frequenzänderungen der Netzfrequenz, wie sie durch eine Änderung der Tourenzahl der Generatoren zustande kommen kann, sind von Natur aus relativ langsame Vorgänge und diesen folgt die Anordnung gemäß F i g. 6 getreu.

Auf die erste Referenzfrequenz fm, wie sie am Ausgang 201 des Referenzfrequenzgenerators 10Λ verfügbar ist, werden nun die beiden zu erzeugenden Sendefrequenzen /1 und f₂ bezogen.

Die Frequenzschubtast-Einrichtung 10Ä dient dazu, die Frequenz /1 zu erzeugen, wenn das ihr zugeführte Impulstelegramm momentan den binären Wert 0 aufweist, hingegen die Frequenz f₂ zu erzeugen, wenn das ihr zugeführte Impulstelegramm momentan den binären Wert 1 aufweist Zu diesem Zweck ist der Steuereingang 9 über eine Leitung 233 mit einem Steuereingang 234 eines auf einen Divisor Di\ bzw. D₂₂ umschaltbaren Frequenzteiler 235 verbunden. Der umschaltbare Frequenzteiler 235 ist Teil eines Phasenregelkreises 236, welcher einem durch ein Steuersignal U's in seiner Frequenz steuerbarem Oszillator 237 zugeordnet ist.

Ein Ausgang 238 des steuerbaren Oszillators 237 ist über eine Leitung 239 mit dem Eingang 240 eines ersten starren Frequenzteilers 241 verbunden. Der erste starre Frequenzteiler 241 weist den Divisor D\ auf. Im Beispiel ist D\ gleich 100 gewählt Ein Ausgang 242 des ersten starren Frequenzteilers 241 ist über einen Schaltungspunkt 243 einerseits mit einem Eingang 244 eines zweiten starren Teilers 245 verbunden. Der zweite starre Teiler 245 weist den Divisor D₂ auf. Im Beispiel ist Di gleich 600 gewählt. Der Ausgang 246 des zweiten starren Teilers 245 ist über eine Leitung 247 mit der Ausgangsklemme U des Modulators 10 verbunden.

Der Ausgang 238 des steuerbaren Oszillators 237 ist über eine Leitung 248 andererseits mit einem Eingang 249 des umschaltbaren Frequenzteilers 235 verbunden. Je nachdem, ob dem Steuereingang 234 das binäre Signal 0 bzw. 1 zugeführt wird, weist der umschaltbare Frequenzteiler 235 den Divisor Di\ bzw. Da auf. Im Beispiel ist Di\ gleich 1492 und D_n gleich 1508 gewählt.

Ein Ausgang 250 des umschaltbaren Frequenzteilers 235 ist mit einem ersten Eingang 251 eines Phasendiskriminators 252 der Frequenzschubtast-Einrichtung verbunden. Ein zweiter Eingang 253 dieses Phasendiskriminators ist mit dem Ausgang 201 des Referenzfrequenzgenerators 10/4 verbunden. Ein Ausgang 254 des fco Phasendiskriminators 252 der Frequenzschubtast-Einrichtung 10ß führt ein impulsdauermoduliertes Signal U'p, dessen Gleichstromanteil abhängig ist von der Phasendifferenz der an den ersten und zweiten Eingang 251 bzw. 253 zugeführten Signale. b5

Der Ausgang 254 des Phasendiskriminators 252 ist mit dem Eingang 255 eines Tiefpaßfilters 256 verbunden, dessen Ausgang 257 über eine Leitung 258 ein dem genannten Gieichstromanteil entsprechendes Steuersignal U's einem Steuereingang 259 des steuerbaren Oszillators 237 zuführt Der dem steuerbaren Oszillator 237 zugeordnete Phasenregelkreis umfaßt somit den umschaltbaren Frequenzteiler 235, den Phasendiskriminator 252 und das Tiefpaßfilter 256.

Anhand der F i g. 11 und 12 wird ein Ausführungsbeispiel eines umschaltbaren Frequenzteilers 235 und anhand der F i g. 9 und 10 ein Ausführungsbeispiel eines Phasendiskriminators 252 erläutert

Es ist darauf hinzuweisen, daß als Tiefpaßfilter 256 vorzugsweise ein solches mit phasenlinearer Übertragungscharakteristik angewendet wird. Geeignete Phasenfilter sind bekannt, VgL beispielsweise

ELECTRONIC ENGINEERING, 1968, Mai, Seite 242... 246 und Juni, Seite 326... 348, TRANSFER FUNCTIONS APPROXIMATING TO A CONSTANT GROUP DELAY, B.D. Rakovich.

Die harte Umtastung des umschaltbaren Frequenzteilers 235 mittels der steilen Flanken des am Steuereingang 9 angelegten Impulstelegramms ergibt am Ausgang 254 des Phasendiskriminators 252 der Frequenzschubtast-Einrichtung 105 für jeden durch die Umtastung erzeugten Phasensprung einen Spannungssprung des Ausgangssignals U'p des Phasendiskriminators 252 Nur wenn dieses Signal phasenlinear im Tiefpaßfilter 256 verarbeitet wird, ergibt sich eine korrekte Frequenzumtastung des steuerbaren Oszillators 237. Würden im Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 256 Überschwingvorgänge auftreten, so würden diese Spannungsschwankungen als Schwankungen des Steuersignals U's dem Steuereingang 259 des in seiner Frequenz steuerbaren Oszillators 237 zugeführt Hierdurch ergäben sich bei jeder Umtastung Frtquenzschwankungen, welche eine einwandfreie Auswertung der davon abgeleiteten Sendefrequenzen f\ und f₂ erschweren. Selbstverständlich muß die von der Hilfsfrequenz ///herrührende Welligkeit im Steuersignal U's, welches dem steuerbaren Oszillator 237 zugeführt wird, ausreichend klein sein. Gemäß Beispiel weist das Tiefpaßfilter 256 bei einer Grenzfrequenz von etwa 500 Hz für die Frequenz /// von 5000 Hz eine Dämpfung von etwa 50 db auf.

Die Kombination einer sehr schnell arbeitenden Umtasteinrichtung mit einem umschaltbaren Frequenzteiler mit einem an die Netzfrequenz gebundenen Referenzfrequenzgenerator unter Verwendung je eines Phasenregelkreises und Kopplung der beiden Phasenregelkreise über einen Phasendiskriminator 252 ist hier von besonderem Vorteil. Eine solch schnelle Umtastung wäre mit einem direkt auf der Frequenz /i bzw. f₂ schwingenden Oszillator praktisch nicht erreichbar. Der Zwischenschritt der Erzeugung einer Referenzfrequenz /r ι von hier 5000 Hz, welche selbst an die Netzfrequenz /λ/gebunden ist, erlaubt auch eine praktisch viel leichtere Realisierung der erforderlichen Filtereigenschaften des Tiefpaßfilters 256, als dies bei unmittelbarer Bezugnahme auf die Netzfrequenz 50 Hz als Referenzfrequenz der Fall wäre.

Die in F i g. 7 dargestellte Tabelle II gibt eine Übersicht über die Parameter des Modulators 10 und der gemäß dem angenommenen Beispiel in ihm auftretenden Frequenzen in Abhängigkeit vom binären Wert 0 bzw. 1 des dem Modulator zugeführten Impulstelegramms.

Anhand dei F i g. 8A wird nunmehr ein Ausführungs-

beispiel für einen in seiner Frequenz steuerbaren Oszillator 214 (vgL F i g. 6) des Referenzfrequenzgenerators 1OA beschrieben. Die Grundlage bildet ein an sich bekannter Wien-Brücken-Oszillator 300 mit den frequenzbestimmenden Elementen: Widerstände 301,302, 303 und 304 und Kondensatoren 305, 306, 307. Diese frequenzbestimmenden Elemente liegen in bekannter Weise am Eingang eines zweistufigen Verstärkers mit einem ersten Transistor 308 mit zugehörigem Emitterwiderstand 309, einem Kopplungskondensator 310, einem zweiten Transistor 311 mit Emitterwiderstand 312 und Emitterkondensator 313 sowie Kollektorwiderstand 314. Basisstrom wird dem Transistor 311 über einen Widerstand 315, welcher vom Kollektor des Transistors 311 zu dessen Basis geschaltet ist, zugeführt Der durch die beiden Transistoren 308 und 311 gebildete zweistufige Verstärker des Wren-Brücken-Osiillators 300 wird über eine Leitung 316 von einer an einer Speisespannung Ub liegenden Klemme 317 gespeist Eine Leitung 318 stellt den bei einem Wien-Brücken-Oszillator üblichen Rückkopplungspfad dar.

Um diesen Wien-Brücken-Oszillator 300 in seiner Frequenz steuerbar zu machen ist dem frequenzbestimmenden Kondensator 307 über einen Trennkondensator 319 wechselstrommäßig eine Kapazitätsdiode 320 parallel geschaltet Der Kondensator 321 verbindet einen Pol der Kapazitätsdiode 320 wechselstrommäßig mit Masse. Ein Widerstand 322 dient der Ableitung des Leckstroms der Kapazitätsdiode 320 nach Masse. Demjenigen Pol der Kapazitätsdiode 320, welcher mit dem Steuereingang 215 (vgl. auch F i g. 6) verbunden ist, wird die Steuerspannung Us \ zugeführt, wodurch der Kapazitätswert der Kapazitätsdiode 320 verändert werden kann. Hierdurch ergibt sich eine Frequenzänderung des am Ausgang 216 erscheinenden Signals Ur \.

Anhand der Fig.8B wird der Aufbau und die Wirkungsweise eines Ausführungsbeispiels eines steuerbaren Oszillators 237 erläutert Da dieser Oszillator 237 auf einer wesentlich höheren Frequenz schwingt als der anhand der F i g. 8A bereits beschriebenen Referenzfrequenzoszillator 214, eignet sich ein Wien-Brücken-Oszillator weniger gut Das Schaltbild gemäß F i g. 8B zeigt daher einen Oszillator 237, dessen frequenzbestimmendes Element ein LC-Schwingkreis ist. Dieser LC-Schwingkreis umfaßt eine Spule 350, die Kondensatoren 351 und 352 sowie eine über die Kondensatoren 353 und 354 dem Schwingkreis parallel geschaltete Gruppe von vier Kapazitätsdioden 355 ... 358. Der genannten Gruppe von vier Kapazitätsdioden 355 ... 358 ist über den Schaltungspunkt 360 die dem steuerbaren Oszillator >o 237 an dessen Steuereingang 259 zugeführte Steuerspannung U's zuführbar, wodurch sich deren Kapazität steuern läßt. Der Schaltungspunkt 360 ist über einen Entkopplungskondensator 361 gegen Masse abgeblockt und ein sich ergebender Leckstrom der Kapazitätsdio- τ> den 355 ... 358 wird über die beiden Widerstände 362 bzw. 363 gegen Masse abgeleitet. Der Schwingkreis des Oszillators 237 liegt wechselstrommäßig im KoHektorkreis eines Transistors 364, dessen Basis über einen Spannungsteiler aus den Widerständen 365 und 366 der w> erforderliche Basisstrom von einer an einer positiven Speisespannung Ub liegenden Klemme 367 zugeführt wird. Der Kollektorstrom wird dem Transistor 364 über einen Kollektorwiderstand 368 von der Klemme 367 zugeführt. Im Emitterkreis des Transistors 364 liegt ein Gegenkopplungswiderstand 369 zur optimalen Einstellung der Schwingbedingungen. Zur Festlegung eines ODtimalen ArbeitsDunktes dient ferner ein Widerstand 370 im Emitterkreis des Transistors 364, wobei dieser durch einen Kondensator 371 wechselstrommäßig überbrückt ist Der Rückkopplungspfad des Oszillators führt vom Verbindungspunkt der Spule 350 und des Kondensators 352 über eine Leitung 372 und einen Kondensator 373 zur Basis des Transistors 364. Die am Kollektor 374 des Transistors 364 auftretende Oszillatorspannung wird über einen Kopplungskondensator 375 einem Widerstand 376 zugeführt Die am Widerstand 376 anfallende Wechselspannung wird über eine Diode 377 einem weiteren Widerstand 378 zugeführt, an weichen die der Durchlaßrichtung der Diode 377 entsprechenden Halbwellen mit der Frequenz des Oszillators 237 anfallen. Mittels eines NAND-Tores 279 als Impulsformer wird an der Ausgangsklemme 238 eine Rechteckimpulsfolge erzeugt, deren Frequenz gleich der Oszillatorfrequenz cst Diese Frequenz wird durch den Phasenregelkreis 236 (vgL F i g. 6) und die in ihm enthaltenen Frequenzteiler unter Bezugnahme auf die Referenzfrequenz fax auf 7,46 bzw. 7,56 MHz gehalten. Hierbei ist zu beachten, daß wegen der Bindung der ersten Referenzfrequenz /«1 an die Netzfrequenz found der Bindung der Oszillatorfrequenz des Oszillators 237 an die Referenzfrequenz /r 1 auch die Oszillatorfrequenz des Oszillators 237 an die Netzfrequenz fs gebunden ist Der Oszillator 237 gibt daher stets eine Frequenz ab, welche je nach dem momentanen Teilverhältnis des umschaltb&ren Frequenzteilers 235 7,46 bzw. 7,54 MHz beträgt, wenn die Netzfrequenz fo auf ihrem Nominalwert 50 Hz liegt und welche beiden Oszillatorfrequenzen allfälligen Abweichungen der Netzfrequenz fs mit den Zeitkonstanten der Phasenregelkreise proportional folgen.

Anhand der Fig.9 und 10 wird der Aufbau und die Wirkungsweise eines Phasendiskriminators 213 bzw. 252 (vgl. F i g. 6) beschrieben. Für beide Diskriminatoren kann die genau gleiche Schaltungsanordnung benützt werden. (In F i g. 9 sind die in Klammern eingetragenen Bezeichnungen für den Diskriminator 252 gemäß F i g. 6 gültig.)

Dem Phasendiskriminator 213 wird an den Eingang 212 eine Impulsfolge mit der Frequenz fo und an den anderen Eingang 226 eine Impulsfolge mit der Frequenz /r2 zugeführt Beide Impulsfolgen weisen rechteckigen Verlauf mit einem Impuls-/Pauseverhältnis von wenigstens annähernd 1 :1 auf.

Der Eingang 212 ist über eine Leitung 401 mit dem Takteingang 402 eines Flip-Flops 403 verbunden. Dem Dateneingang 404 dieses Flip-Flops 403 wird über eine Leitung 405 dauernd eine positive Spannung von einer Klemme 406 als Signal logisch 1 zugeführt. Der Q-Ausgang 407 des Flip-Flops 403 ist über zwei in Serie geschaltete als Verzögerungsglied wirkende Inverter 408 und 409 mit dem Löscheingang 410 des Flip-Flops 403 verbunden.

In analoger Weise ist der Eingang 226 über eine Leitung 411 mit dem Takteingang 412 eines Flip-Flops 413 verbunden. Dem Dateneingang 414 dieses Flip-Flops 413 wird über eine Leitung 415 dauernd eine positive Spannung von einer Klemme 416 als Signal logisch 1 zugeführt. Der (^-Ausgang 417 des Flip-Flops 413 ist über zwei in Serie geschaltete als Verzögerungsglied wirkende Inverter 418 und 419 mit dem Löscheingang 420 des Flip-Flops 413_verbunden.

Über eine Leitung 421 ist der Q-Ausgang 407 des Flip-Flops 403 mit dem Takteingang 422 eines weiteren Flip-Flops 423 verbunden. Über eine Leitung 424 ist der Q-Ausgang 417 des Flip-Flops 413 mit dem Setzeingang

425 des Flip-Flops 423 verbunden. Der Q-Ausgang 426 des Flip-Flops 423 ist über eine Leitung 427 mit dem Ausgang 226 des Phasendiskriminators 213 verbunden. Am Ausgang 226 gibt der Phasendiskriminator 223 ein impulsdauermoduliertes Signal U_P ab, dessen Gleichsiromanteil von der Phasendifferenz der beiden den Eingängen 212 bzw. 226 zugefuhrten Impulsfolgen abhängig ist

Die Fig. 10 zeigt einen beispielsweisen zeitlichen Verlauf von Signalen an bestimmten Schaltungspunkten ' ο des Phaser.üiskriminators nach F i g. 9, wie sie aufgrund der gewählten Schaltung und der zugefuhrten Impulsfolgen auftreten. Die Zeile A zeigt den Verlauf der am . Eingang 212 zugefuhrten Impulsfolge mit der Frequenz /λ/ · Tn ist dabei gleich der Periodendauer der Netzfrequenz fs- die Zeile B zeigt den Verlauf des Signales am ^■Ausgang 407 des Flip-Flops 403. An diesem (^-Ausgang 407 erscheint im wesentlichen zum Zeitpunkt einer ansteigenden Flanke der Impulsfolge gemäß Zeile A ein kurzer nach logisch 0 gerichteter Impuls, dessen Impulsdauer im wesentlichen durch die Verzögerungszeit des durch die beiden Inverter 408 und 409 gebildeten Verzögerungsgliedes und die Laufzeit des Flip-Flops 403 bestimmt ist

In analoger Weise zeigt die Zeile C den Verlauf der am Eingang 226 zugeführten Impulsfolge mit der Frequenz fp.i- Tr ist dabei gleich der Periodendauer der zweiten Referenzfrequenz /r2· Die Zeile D zeigt den Verlauf des Signals am Q-Ausgang 417 des Flip-Flops 413. An diesem ^-Ausgang 417 erscheint im wesentlichen zum Zeitpunkt einer ansteigenden Flanke der Impulsfolge gemäß Zeile C ein kurzer nach logisch 0 gerichteter Impuls, dessen Impulsdauer im wesentlichen durch die Verzögerungszeit des durch die beiden Inverter 418 und 419 gebildeten Verzögerungfgliedes J5 und die Laufzeit des Flip-Flops 413 bestimmt ist.

Die Signale gemäß den Zeilen B bzw. D werden dem Takteingang 422 bzw. Setzeingang 425 des Flip-Flops 423 zugeführt, wodurch dieses an seinem ^-Ausgang

426 eine Impulsfolge gemäß Zeile £ abgibt. Wie aus der Fig. 10 ersichtlich ist, hängt die Impulsdauer der in dieser Impulsfolge auftretenden Impulse von der relativen Lage der steigenden Flanken der beiden dem Phasendiskriminator 213 zugeführten Impulsfolgen gemäß Zeilen A und Cab. Das Signal Up am Q-Ausgang « 426 des Flip-Flops 423 ist somit eine impulsdauermodulierte Impulsfolge.

Vorzugsweise wird diese Impulsfolge nooh verstärkt, vgl. Zeile F Das verstärkte Signal gemäß Zeile F wird sodann über ein Tiefpaßfilter 230 (vgl. hierzu F i g. 6) w geführt um ein von der relativen Phasenlage zwischen den beiden Impulsfolgen der Zeilen A und Cabhängiges Gleichspannungssignal Us \ zu erhalten. (Im Fall des Phasendiskriminators 254 wird sein Ausgangssignal dem Tiefpaßfilter 256 zugeführt.)

Das solcher Art gewonnene Steuersignal t/si bzw. t/'s steuert die Frequenz des gesteuerten Oszillators 214 bzw. 237 (vgl. F i g. 6). Es ist daher erforderlich, die Welligkeit Us \ des Steuersignals Us 1 ausreichend klein zu halten, um eine unerwünschte Stör-Frequenzmodula- bo tion zu vermeiden. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel kann das Tiefpaßfilter 230 als .RC-Glied ausgeführt werden. Im Hinblick auf die harte Frequenzumtastung des steuerbaren Oszillators 237 erweist sich aber für das Tiefpaßfilter 256 ein phasenlineares Filter dritten ti5 Grades als vorteilhafter als ein WC-Glied.

Anhand der F i g. 11 wird nun ein Ausführungsbeispiel für einen umschaltbaren Frequenzteiler 235 (vgl. F i g. 6) beschrieben. Die F i g. 11 zeigt ein Schaltbild eines durch Zufuhr eines logischen Signales 0 bzw. 1 auf zwei verschiedene Divisoren Dz\ bzw. D22 umschaltbaren Frequenzteilers. Der Aufbau und die Arbeitsweise des umschaitbaren Frequenzteilers wird für den Fall beschrieben, daß der erste Divisor D21 gleich 1492 und zweite Divisor D22 gleich 1503 ist entsprechend dem zugrunde liegenden Beispiel. In analoger Weise lassen sich aber auch andere Divisoren verwirklichen. Der Zahlenwert 1492 wird zerlegt in das Produkt 2 · 746 und der Zahlenwert 1508 in das Produkt 2 · 754. Für beide Divisoren Du und D22 ist die Teilung mit dem Divisor 2 gemeinsam. Demzufolge sind nur die beiden Hilfsdivisoren D 21 gleich 746 und D'22 gleich 754 zu verwirklichen. Die Teilung mit dem Divisor 2 erfolgt in bekannter Weise mittels eines JK-FWp-Flops, welcher dem umschaltbaren Teiler für die Divisoren D'₂\ bzw. D'₂₂ nachgeschaltet ist

Zur Verwirklichung des Divisors D'21 bzw. D'22 besitzt der umschaltbare Teiler 235 drei in Kaskade geschaltete binärkodierte Zähler, kurz BCD-Zähler. Jeder solche BCD-Zähler ist je einer Dezimalstelle des Divisors D'₂\ bzw. D'22 zugeordnet und zwar ist der BCD-Zähler 501 für die Einer, der BCD-Zähler 502 für die Zehner und der BCD-Zähler 503 für die Hunderter vorgesehen. Da beide Divisoren D'21 und D'22 in dem hier vorliegenden Beispiel in den Hunderten übereinstimmen, nämlich die Zahl sieben aufweisen, benötigt der dritte BCD-Zähler 503 keine Umschaltbarkeit. Die beiden Divisoren D'_2] und D'22 unterscheiden sich hingegen sowohl bei den Einem als auch bei den Zehnern, nämlich 6 bzw. 7 und 4 bzw. 5.

Der aus den BCD-Zählern 501 ... 503 gebildeten Zählkette ist nun noch ein //C-Flip-Flop 504 nachgeschaltet, mittels welchem in bekannter Weise noch eine Teilung mit dem Divisor 2 erfolgt, um schließlich die gewünschten Divisoren D21 gleich 1492 und D22 gleich 1508 zu verwirklichen.

Jeder der BCD-Teiler 501 ... 503 hat vier Ausgänge A, B, C, D. Der Zusammenhang zwischen der Anzahl η der jedem der Zähler an seinem Takteingang 506 bzw. 507 bzw. 508 zugeführten Impulse, genau genommen der negativen Flanken dieser Impulse, und den an den genannten Ausgängen A ... D erscheinenden logischen Signale ergibt sich aus der Wahrheitstabelle gemäß Fig. 12.

Der Ausgang 509 des ersten BCD-Zählers 501 ist über eine Leitung 510 mit dem Eingang 507 des zweiten BCD-Zählers 502 verbunden. Der Ausgang 511 des zweiten BCD-Zählers 502 ist über eine Leitung 512 mit dem Eingang 508 des dritten BCD-Zählers 503 verbunden. Der Ausgang 513 des dritten BCD-Zählers ist über einen Inverter 514 mit einem Eingang 515 des /K-Flip-Flops 504 verbunden. Ein Ausgang 516 dieses /K-Flip-Flops 504 ist über eine Leitung 517 mit dem Ausgang 250 des umschaltbaren Teilers 235 verbunden.

Jedem der BCD-Zähler 501 bzw. 502 bzw. 503 ist eine Torschaltung 518 bzw. 519 bzw. 520 dessen Ausgängen A ... D zugeordnet. Diese Torschaltungen 518 ... 520 sind so ausgebildet, daß sie einen bestimmten Zählerstand ihres zugeordneten BCD-Zählers aufgrund der an den Ausgängen A... Derscheinenden logischen Signale zu erkennen vermögen. Jede der genannten Torschaltungen 518... 520 weist ein vierfach NAND-Gatter 521 bzw. 522 bzw. 523 auf, dessen Eingänge teils direkt und teils über Inverter und teils über ein Exklusiv-ODER-Tor mit den zugeordneten Ausgängen A, B, C, D der Binärzähler 501 bzw. 502 verbunden sind, wie dies

F i g. 11 darstellt. Für die Zahl 7 an den Ausgängen A ... D des dritten BCD-Zählers 503 erscheinen die logischen Signale 1110. Zur Erkennung dieses Zählerstandes 7 des dritten BCD-Zählers 503 sind daher seine Ausgänge A bzw. B bzw. C direkt mit dem ersten bzw. zweiten bzw. dritten Eingang des zugehörigen NAND-Gatters 523 verbunden, während sein Ausgang D über einen Inverter 524 mit dem vierten Eingang des NAND-Gatters 523 verbunden ist. Somit erscheinen beim Zählerstand 7 des dritten BCD-Zählers 503 an allen Eingängen des NAND-Gatters 523 die logischen Signale 1 und damit an dessen Ausgang 523' das logische Signal 0. Dieses logische Signal 0 wird in einem Inverter 525 invertiert, so daß beim Zählerstand 7 des dritten BCD-Zähiers 503 und nur dann am Ausgang 526 des ,5 Inverters 525 das logische Signal 1 auftritt.

Der zweite BCD-Zähler 502 dient der Feststellung der Zehner des Divisors D 21 bzw. D'22. Für den Divisor £>2i sollte dieser vier sein und für den Divisor D'22 sollte er fünf sein.

Die dem zweiten BCD-Zähler 502 zugeordnete Torschaltung 519 ist deshalb so ausgebildet, daß sie je nachdem ob am Eingang 234 das logische Signal 0 bzw. 1 angelegt ist, den Zählerstand 4 bzw. 5 erkennt.

Im Falle des Zählerstandes 4 tritt am Ausgang A bzw. B bzw. C bzw. D des BCD-Zählers 502 das logische Signal 0 bzw. 0 bzw. 1 bzw. 0 auf. Im Falle des Zählerstandes 5 treten hingegen die logischen Signale 10 10 auf. Um nun beim BCD-Zähler 502 den Zählerstand 4 zu erkennen, d. h., daß an jedem der Eingänge des NAND-Gatters 522 seiner Torschaltung 519 das logsiche Signal 1 liegt, ist die Verbindung zwischen den Ausgängen A bzw. B bzw. C bzw. D des BCD-Zählers 502 zu dem ersten bzw. zweiten bzw. dritten bzw. vierten Eingang des NAND-Gatters 522 gemäß F i g. 11 wie folgt ausgeführt Der Ausgang A ist über das Exklusiv-ODER-Tor 527 mit dem ersten Eingang des NAND-Gatters 522 verbunden. Einem weiteren Eingang des Exklusiv-ODER-Tors 527 wird über eine Leitung 530 das am Eingang 234 angelegte logische Signal zugeführt Zur Erkennung des Zählerstandes 4 im BCD-Zähler 502 ist dieses logische Signal am Eingang 234 gleich 0, demzufolge invertiert das Exklusiv-ODER-Tor 527 das beim Zählerstand 4 am Ausgang A des BCD-Zählers 502 erscheinende logische Signal 0, so daß am ersten Eingang des NAND-Gatters 522 logisch 1 erscheint Beim Zählerstand 4 des BCD-Zählers 502 erscheint am Ausgang B dieses Zählers logisch 0. Dieses Signal wird über den Inverter 528 dem zweiten Eingang des NAND-Gatters 522 zugeführt und zwar als Signal logisch 1. Beim Zählerstand 4 des BCD-Zählers 502 erscheint an dessen Ausgang C das logische Signal 1, das unmittelbar dem dritten Eingang des NAND-Gatters 522 zugeführt wird. Beim Zählerstand 4 des BCD-Zählers 502 erscheint am Ausgang D das logische Signal 0, welches über den Inverter 529 invertiert als logisch 1 dem vierten Eingang des NAND-Gatters 522 zugeführt wird. Wenn also am Eingang 234 das Signal logisch 0 liegt, so führt der Ausgang 531 des NAND-Gatters 522 dann und nur dann das Signal logisch 0 und der Ausgang 532 eines nachgeschalteten Inverters 533 logisch 1, wenn der Zählerstand des BCD-Zählers 502 gleich 4 ist

Wird dem Eingang 234 des umschaltbaren Teilers 235 das Signal logisch 1 zugeführt, so ist der Divisor D'22 gleich 754, es müssen also 5 Zehner im zweiten BCD-Zähler 502 erkannt werden. Beim Zählerstand 5 des zweiten BCD-Zählers 502 führt dessen Ausgang A das Signal logisch 1. Zufolge des dem zweiten Eingang des Exklusiv-ODER-Tores 527 über die Leitung 530 dann zugeführten Signals logisch 1 gibt dieses Exklusiv-ODER-Tor 527 dann das Signal logisch 1 ar den ersten Eingang des NAND-Tores 522. Das beim Zählerstand 5 am Ausgang B des BCD-Zählers 502 auftretende Signal logisch 0 wird mittels des Inverters 528 invertiert und als logisch 1 an den zweiten Eingang des NAND-Gatters 522 gegeben. Der Ausgang C des zweiten Binär-Zählers 502 führt beim Zählerstand 5 das Signal logisch 1, so daß dieses unmittelbar an den dritter Eingang des NAND-Tores 522 weitergeleitet werder kann. Beim Zählerstand 5 führt der Ausgang D des zweiten BCD-Zählers 502 hingegen das logische Signa! 0, welches mittels des Inverters 529 als logisch ! an der vierten Eingang des NAND-Gatters 522 gegeben wird Am Ausgang 531 des NAND-Gatters 522 erscheim deshalb nur beim Zählerstand 5 logisch 0 und am Ausgang 532 des Inverters 533 logisch 1, wenn zugleich am Eingang 234 das logische Signal 1 liegt. Die dem zweiten BCD-Zähler 502 zugeordnete Torschaltung 51S ist somit durch die Zufuhr des Signales logisch 0 bzw logisch 1 an den Eingang 234 des umschaltbaren Teilers 235 auf die Erkennung des Zählerstandes 4 bzw. £ L_nULq.

ui ι lad mi LUaI.

Auch die Torschaltung 518 des ersten BCD-Zählen 501 ist umschaltbar ausgebildet und zwar wird das ar den Eingang 234 angelegte logische Signal über einer Inverter 534 invertiert und einem Eingang eines den Ausgang B des ersten BCD-Zählers 501 nachgeschalte ten Exklusiv-ODER-Tors 535 zugeführt Den Ausgän gen A und D des ersten Binär-Zählers 501 ist je eir Inverter 536 bzw. 537 nachgeschaltet

Der erste BCD-Zähler 501 ist den Einem des Divisor; D 21 bzw. D'22 zugeordnet Zur Einstellung des Divisor D'21 wird dem Eingang 234 das logische Signal ( zugeführt und die Torschaltung 518 muß dann für du Erkennung der letzten Stelle des Divisors D'₂ programmiert sein. Im gewählten Beispiel ist D'21 gleicl 746, so daß also die Torschaltung 518 beim Zähierstanc 6 des ersten BCD-Zählers 501 an alle vier Eingänge de: NAND-Gatters 521 das logische Signal 1 abgeben muß Im Beispiel ist D'22 gleich 754, so daß also di< Torschaltung 518 beim Zählerstand 4 des erstei BCD-Zählers 501 an alle vier Eingänge des NAND-Gat ters 521 das logische Signal 1 abgeben muß. Di( Umschaltung der Torschaltung 518 zur Erkennung de: dem Divisor D 21 zugehörigen Zählerstandes 6 bzw. de: dem Divisor D'22 zugehörigen Zählerstandes 4 erfolg durch Zufuhr des am Eingang 234 des umschaltbarei Teilers zugeführten und im Inverter 534 invertiertei logischen Signals an einen weiteren Eingang de: Exklusiv-ODER-Tores 535. Durch diese Maßnahm« erscheint wenn das logische Signal 0 am Steuereinganj 234 des umschaltbaren Teilers 235 liegt, am Ausganj 538 des NAND-Gatters 521 nur beim Zählerstand 6 de: BCD-Zählers 501 das Signal logisch 0 und somit an Ausgang 539 des dem NAND-Gatter 521 nachgeschal teten Inverters 540 das Signal logisch 1. Liegt hingegei am Steuereingang 234 das logische Signal 1 so gibt de Ausgang 539 des Inverters 540 für den Zählerstand 4 de ersten BCD-Zählers 501 ein logisches Signal 1 ab.

über die Leitung 541 bzw. 542 bzw. 543 werden die ai den Ausgängen 526 bzw. 532 bzw. 539 der Torschaltun gen 520 bzw. 519 bzw. 518 erscheinenden logischei Signale den Eingängen 544 bzw. 545 bzw. 546 eine NAND-Gatters 547 zugeführt Ein Eingang 548 diese NAND-Gatters ist dauernd mit einer an einer positive!

Spannung entsprechend dem logischen Signal 1 liegenden Klemme 549 angeschlossen. Nur wenn alle Torschaltungen 518, 519 und 520 den jeweils richtigen Zählerstand festgestellt haben, liegen an allen vier Eingängen des NAND-Gatters 547 logische Signale 1 und damit an dessen Ausgang 549 das logische Signal 0. Dieses wird in einem nachfolgenden Inverter 551 invertiert und über eine Leitung 552 den Löscheingängen 553 bzw. 554 bzw. 555 der BCD-Zähler 501 bzw. 502 bzw. 503 zugeführt, wodurch die aus diesen BCD-Zählern gebildete Kette nach Erreichung eines Gesamtzählerstandes entsprechend dem Divisor D'i\ bzw. D'n auf Null zurückgestellt wird. Am Ausgang 513 des letzten BCD-Zählers 503 erscheint dann ein Impuls, welcher über den Inverter 514 dem /K-Flip-Flop 504 zugeführt wird. Der /AT-Flip-Flop 504 gibt an seinem Ausgang 516 für je zwei zugeführte Impulse einen Impuls an den Ausgang 250 des umschaltbaren Teilers ab, so daß der Gesamtdivisor Dn bzw. Dn verwirklicht ist.

In analoger Weise sind die Frequenzteiler 241 und 245 für den Divisor D\ = 100und£>2 = 600 ausgebildet.

Am Ausgang 11 des Modulators 10 wird somit je nach dem ob an seinem Eingang 9 das binäre Signal »0« bzw. »1« liegt ein Signal mit der Frequenz f\ bzw. /2, in unserem Falle 124,333 Hz bzw. 125,666 Hz abgegeben. Dieses Signal wird über die Leitung 12 dem Eingang 13 des Senders 14 als Steuersignal zugeführt (vgl. F i g. 2).

Als Sender eignet sich beispielsweise ein Verstärker ausreichender Leistung oder ein durch das frequenzschubgetastete Signal am Eingang 13 des Senders gesteuerter statischer Wechselrichter.

Die am Ausgang 15 des Senders 14 verfügbare Leistung von beispielsweise einigen 100 Watt bis einigen kW wird im Hinblick auf den relativ tiefen Wert der Signalfrequenz vorzugsweise durch Serieeinspeisung in den von der Sekundärseite des Speisetransformators d (vgL F i g. 2) abgehenden Leitungszug K zur Sammelschiene k * eingekoppelt

Die Fig. 13 zeigt ein Ausführungsbeispiei für eine Serieeinkopplung. Die Serieeinkopplung 18 ist das Bindeglied zwischen dem Sender 14 und der Starkstrom-Sammelschine Jt*. Zwischen die Sekundärseite des Speisetransformators dund die Sammelschiene k* ist als Kopplungstransformator / ein sogenannter Stabstromwandler angeordnet Die Verwendung eines Stabstromwandlers als Kopplungstransformator /weist den entscheidenden Vorteil auf, daß solche Stabstromwandler erfahrungsgemäß absolut kurzschlußfest ausgeführt werden können. Die Primärwicklung /' besteht hierbei aus einem durch einen Ringkern fk geführten massiven Leiter. Die Sekundärwicklung /" weist »n«--Windungen auf. Bei der Benutzung eines Stabstromwandlers für Meßzwecke wird die Sekundärwicklung h, mit einer niederohmigen Bürde belastet, so daß der Stromwandler praktisch im Kurzschlußbetrieb läuft In Anwendungsfall eines Stabstromwandlers ist auf der Sekundärseite als netzfrequente Bürde ein Saugkreis bestehend aus der Spule 18Λ und dem Kondensator 185 vorgesehen. Die Resonanzfrequenz dieses Saugkreises wird gleich der Netzfrequenz, im vorliegenden Falle = 50 Hz gewählt Die netzfrequente Bürde des Stabstromwandlers entspricht daher im wesentlichen dem Serieverlustwiderstand dieses Saugkreises.

Die tonfrequente Signalleistung wird vom Ausgang 15 des Senders 14 über einen aus einer Spule 18Cund einem Kondensator 18D gebildeten Serieresonanzkreis und eine Leitung 18£" der Sekundärwicklung f" des Stabstromwandlers zugeführt. Vorzugsweise ist die Leitung 18£auch mit Erde verbunden.

Diese Serieeinspeisung gemäß Fig. 13 läßt sich im vorliegenden Falle mittels eines Stabstromwandlers ausführen, weil dank der angewendeten Winkel- bzw. Frequenzmodulation der Signalpegel auf der Sammelschiene k* nur etwa l%o der dort herrschenden Netzspannung betragen muß. Bei einer Sammelschienenspanmmg von beispielsweise 10 kV wird somit nur ein Signalpegel von 10 kV verlangt. Bei einer Rundsteuereinrichtung herkömmlicher Art müßte ein etwa 10 — 30mal höherer Pegel vorgesehen werden. Nur dank dieses hier relativ tiefen Pegels von nur 10 V läßt sich dieser mit einem nur eine Primärwindung aufweisenden Stabstromwandler erzielen.

Die mittels der Einkopplungseinrichtung 18 in den Leitungszug K zur Sammelschiene k * eingekoppelten Fernsteuersignale gelangen von dieser in das ganze daran angeschlossene Energieverteilungsnetz. An beliebigen Stellen dieses Energieverteilungsnetzes können die genannten Fernsteuersignale selektiv aus demselben ausgekoppelt und ausgewertet, d. h. für Fernsteueraufgaben benutzt werden.

Es folgt nun anhand der Fig. 14 ... 18 eine Beschreibung eines Ausführungsbeispiels einer Empfangseinrichtung 600 für die Fernsteuerbefehle.

Die F i g. 14 zeigt ein Blockschaltbild eines Fernsteuerempfängers 600, welcher für den Empfang und die Auswertung der winkelmodulierten, in unserem Beispiel frequenzschubgetasteten Fernsteuersignale geeignet ist (vgl. Fig.4 und 7). Eine Eingangsklemme 601 des Fernsteuerempfängers 600 ist an einen Phasenleiter P des Energieverteilungsnetzes angeschlossen. An der Eingangsklemme 601 liegen deshalb sowohl die Netzspannung Un mit der Frequenz /v als auch ihre in Starkstromnetzen üblicherweise auftretenden Harmonischen sowie die der Netzspannung Un überlagerten Fernsteuersignale mit den Frequenzen /j und /2. Alle diese Frequenzen werden über eine Leitung 602 einem Eingang 603 eines Eingangsfiiters 6ö4 zugeführt Aufgabe des Eingangsfilters 604 ist es nun, an seinem Ausgang 605 im wesentlichen nur Signale im Bereich von /1 ... /2 abzugeben, hingegen alle anderen Signale möglichst soweit abzuschwächen, daß sie am Ausgang 605 des Eingangsfilters 604 einen tieferen Pegel aufweisen, als die Fernsteuersignale mit den Frequenzen /1 und /2.

Die am Ausgang 605 des Eingangsfilters 604 auftretenden Signale werden über eine Leitung 606 dem Eingang 607 eines Begrenzers 608 zugeführt Am Ausgang 6O9i des Begrenzers 608 auftretende Signale überschreiten einen bestimmten Pegel nicht und sie werden über eine Leitung 610 einem Eingang 611 eines Diskriminators 612 zugeführt Im Diskriminator 612 wird aus den empfangenen winkelmodulierten Fernsteuersignalen wieder eine Impulsfolge gemäß Fig.4, Zeile A, gewonnen, welche vom Ausgang 613 des Diskriminators 612 über eine Leitung 614 einem Informationseingang 615 eines Schieberegisters 616 zugeführt wird.

Dem Schieberegister 616 ist eine Auswerteeinrichtung 617 zugeordnet, welche beispielsweise aus einer den einzelnen Stufen des Schieberegisters 616 zugeordneten Relaisanordnung bestehen kann.

Im Hinblick auf die im vorliegenden Fall relativ geringe Systembandbreite erweist es sich als vorteilhaft, die Übertragungscharakteristik mindestens eines Teiles des Eingangstilters 604 in Abhängigkeit vom tatsächli-

chen Wert der Netzfrequenz /ν zu steuern. Zu diesem Zweck ist dem Eingangsfilter 604 ein Taktfrequenzgenerator 618 zugeordnet, dessen Steuereingang 619 über eine Leitung 620 mit der Eingangsklemme 601 verbunden ist, so daß dem Steuereingang 619 unter anderem ein netzfrequentes Steuersignal zugeführt wird. An einem Taktausgang 621 gibt der Taktfrequenzgenerator 618 über eine Leitung 622 an einen weiteren Eingang 623 des Eingangsfilters 604 eine Taktimpulsfolge ab, welche in bestimmter Beziehung zur Netzfrequenz in steht und beispielsweise für den Betrieb eines im Eingangsfilter 604 enthaltenen N-Pfad-Filters bestimmt ist.

Im Hinblick auf den vorgesehenen geringen Frequenzschub erweist es sich als vorteilhaft, den Diskriminator 6Ϊ2 bezüglich seiner Frequenzcharakteristik in starrer Beziehung an die Netzfrequenz Fn zu binden, da auch die beiden Fernsteuerfrequenzen f\ und h in starrer Bindung zur Netzfrequenz Fn gehalten werden.

Zu diesem Zwecke ist ein weiterer Taktfrequenzgenerator 624 dem Diskriminator 612 zugeordnet Dem weiteren Taktfrequenzgenerator 624 wird über die Leitung 620 ebenfalls ein netzfrequentes Steuersignal an seinen Steuereingang 625 zugeführt. Auch der weitere Taktfrequenzgenerator 624 gibt an seinem Ausgang 626 über eine Leitung 627 an einen weiteren Eingang 628 des Diskriminators 612 eine Taktimpulsfolge ab, zur Steuerung der Durchlaßcharakteristik des Diskriminators 612.

Schließlich ist dem Schieberegister 616 ein Schiebetaktgenerator 629 zugeordnet. Dem Schiebetaktgenerator 629 wird über die Leitung 620 an einen ersten Steuereingang 630 ein netzfrequentes Steuersignal und an einen weiteren Steuereingang 631 über eine Leitung 632 die am Ausgang 613 des Diskriminators 612 erscheinende Impulsfolge zugeführt Zur Steuerung des Schieberegisters 616 ist ein Taktausgang 633 des Schiebetaktgenerators 629 über eine Leitung 634 mit einem Takteingang 635 des Schieberegisters 616 verbunden.

An den Fernsteuerempfänger 600 werden ungewöhnlich hohe Ansprüche gestellt, weil an der Eingangsklemme 601 des Fernsteuerempfängers 600 außer den Fernsteuersignalen mit den Frequenzen f\ und h und einem Nutzsignalpegel von nur etwa 100 mV Fremdspannungen von erheblich größerer Stärke auftreten. So liegen auch die Netzspannung Un von beispielsweise 220 V und 50Hz und deren Harmonische in der Größenordnung von bis zu einigen 10 V am Eingang des Empfängers 600.

Es wurde angenommen, daß die Nutzsignale die Frequenzen /, - 124,333 Hz und F₂ = 125,666 Hz aufweisen. Am nächsten benachbart liegen die zweite und dritte Harmonische der Netzspannung auf 100 und 150Hz, wobei üblicherweise die dritte Harmonische wesentlich stärker auftritt und beispielsweise bis zu 30 V Spannung aufweist Außer diesen diskreten Frequenzen treten noch die von Schaltvorgängen im Starkstromnetz herrührenden Geräuschspannungen auf, welche bezogen auf die hier angenommene Systembandbreite von 1,6 Hz etwa 10... 50 mV betragen.

Im Hinblick auf die geringe Systembandbreite und vorteilhafterweise geringen Bandbreite des Empfangsfilters 604 ist es zweckmäßig die Durchlaßcharakteristik des Eingangsfilters allfälligen Schwankungen der Netzfrequenz und damit der Fernsteuerfrequenzen F\ und fi nachzuführen.

Der Fernsteuerempfänger 600 bzw. dessen Empfangsfilter 604 muß im Hinblick auf die großen Pegelunterschiede zwischen Fremd- und Nutzsignalen eine außerordentlich hohe Dynamik aufweisen und außerdem eine sehr hohe Selektivität bei geringer Bandbreite besitzen. Eine besonders vorteilhafte Filteranordnung besteht in einer Kombination mindestens eines aktiven ÄC-Filters und mindestens eines Abtastfilters, beispielsweise N-Pfad-Filters oder Digital-Filters.

ίο Aus Fertigungsgründen ist es zudem erwünscht, den Aufwand für Abstimmarbeiten an Filtern möglichst klein zu halten und im Hinblick auf Alterungseffekte von Filterbestandteilen ist es bei der hier sehr kleinen Systembandbreite erwünscht, eine solchen Alterungseffekten nur wenig unterworfene Schaltung zu wählen.

Zur Erfüllung der hohen Anforderungen weist das Empfangsfilter 604 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Kaskadenschaltung eines zweipoligen, aktiven ÄC-Filters und eines N-Pfad-Filters mit netzfrequenzabhängiger Taktimpulsfolge auf. Hierfür geeignete aktive RC-Fiker sind beispielsweise beschrieben in den deutschen Offenlegungsschriften 23 06 452 und 23 05 453. Für den vorliegenden Zweck geeignete N-Pfad-Filter sind beispielsweise beschrieben in den deutschen Offenlegungsschriften 22 25 507 und 23 18 259.

Die Fig. 15A zeigt einen Verlauf der Durchlaßcharakteristik des Empfangsfilters 604 wie er für den vorliegenden Zweck erwünscht ist Man erkennt die mit 1,6 Hz markierte Systembandbreite bzw. —3-dB-Bandbreite sowie die verlangte Dämpfung von 60 dB bei 100 bzw. 150 Hz und die verlangte Dämpfung von 80 dB bei der Netzfrequenz 50 Hz.

In der Fig. 15B ist in gleichem Abszissen- und Ordianten-Maßstab wie bei Fig. 15A die mittels eines aktiven ÄC-Filters der genannten Art und die mittels eines N-Pfad-Filters erreichbare Durchlaßcharakteristik »RC« bzw. »N« dargestellt Man erkennt ohne weiteres, daß durch Kombination beider Charakteristiken die gemäß Fig. 15A gewünschte Durchlaßcharakteristik realisiert werden kann. Das aktive .RC-Filter hat zwar eine — 3-dB-Bandbreite von 5 Hz, dafür eine hohe Weitabselektivität Man erkennt auch den bei einem N-Pfad-Filter relativ hohen eigenen Geräuschpegel GP, welcher hier nur etwa 40 db unter dem Nutzpegel liegt Dieser Mangel würde die Realisierung der in Fig. 15A dargestellten Übertragungscharakteristik nur mittels eines N-Pfad-Filters verunmöglichen. In Kombination des N-Pfad-Filters mit einem vorgeschalteten zweipoligen, aktiven ÄC-Filter stört jedoch dieser hohe Geräuschpegel des N-Pfad-Filters nicht Für das im Empfangsfilter 604 vorgesehene N-Pfad-Filter ist N = 4 angenommen und als Resonanzfrequenz /* ein Wert von 125 Hz gewählt Dieser Wert von 125 Hz liegt in der Mitte zwischen den beiden Signalfrequenzen F\ und Fi. Als Repetitionsfrequenz für die Taktimpulsfolge zur Steuerung dieses N-Pfad-Filters ergibt sich somit eine Frequenz von

N · /* = 4 · 125 Hz = 500 Hz.

Um nun die Resonanzfrequenz /* ebenso wie es für die Signalfrequenzen f\ und F₂ der Fall ist an die Netzfrequenz /λ/zu binden, wird dem Taktgenerator des N-Pfad-Filters eine Steuerfrequenz von nominell (d h. bei exakt 50 Hz Netzfrequenz) 500 Hz zugeführt Diese Steuerfrequenz wird mittels eines Phasenregelkreises wie er bereits anhand der F i g. 6 beschrieben worden ist an die Netzfrequenz Fn gebunden. Dabei sind die

Zeitkonstanten der Phasenregelkreise genau gleich gewählt, damit sich die Resonanzfrequenz /* jederzeit in genau gleicher Weise wie die Signalfrequenz f\ bzw. /j den Änderungen der Netzfrequenz fs anpaßt.

Anhand der Fig. 16 wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel für einen Begrenzer 608 (vgl. F i g. 14) beschrieben. Der Begrenzer 608 hat im Empfänger 600 alle am Ausgang des Empfangsfilters 604 auftretenden Signale auf einen definierten Amplitudenwert zu begrenzen. Dabei soll die Begrenzung bei allen Eingangspegeln symmetrisch erfolgen, d. h. es soll keine Verfälschung der zeitlichen Verhältnisse der Nulldurchgänge des Eingangssignals erfolgen. Die Begrenzung soll weiterhin bereits für Eigengeräuschspannungen des vorgeschalteten Empfangsfilters 604 wirksam sein. Damit ist gewährleistet, daß auch sehr kleine Nutzspannungen, welche das auf die Bandbreite des Empfangsfilters 604 bezogene Eigengeräusch nur sehr wenig, beispielsweise 1... 2 db, übertreffen, bereits einwandfrei begrenzt und dadurch vom Empfänger erkannt werden. Hierdurch sind gute Geräuschunterdrückungseigenschaften des Empfängers 600 sichergestellt, außerdem werden gleichfrequente Störsignale unschädlich gemacht (»capture«-Eff ekt).

An isch wäre es zwar möglich, frequenzschubgetastete Fernsteuersignale auch ohne die Anwendung eines Begrenzers zu empfangen und auszuwerten. Die Anwendung einer wirksamen Amplitudenbegrenzung bringt jedoch den zusätzlichen Vorteil einer Verminderung der Fehlerwahrscheinlichkeit empfangener Fernsteuersignale.

Das Ausgangssignal des Empfangsfilters 604 (vgl. F i g. 14) wird dem Begrenzer 608 an dessen Eingang 607 zugeführt Der Begrenzer 608 ist zweistufig ausgeführt. Jede Stufe weist einen Verstärker 650 bzw. 651 auf. Als Verstärker eignen sich beispielsweise Operationsverstärker.

Jeder dieser Verstärker weist einen ohmschen Gegenkopplungspfad bestehend aus den Widerständen 652 und 653 bzw. 654 und 655 auf. Dem Verstärker 650 ist ein Lastwiderstand 656 und dem Verstärker 651 ein Lastwiderstand 657 zugeordnet

Die an einer Klemme 658 liegende positive Speisespannung wird den genannten Verstärkern über eine Leitung 659 und die an einer Klemme 660 liegende negative Speisespannung wird den genannten Verstärkern über eine Leitung 661 zugeführt Die angewendete ohmsche Gegenkopplung stabilisiert die Verstärkung jedes Verstärkers auf einen Wert von etwa 100. Zur Vermeidung unerwünschter Arbeitspunktverschiebungen sind beide Stufen des Begrenzers gleichstrommäßig voneinander durch einen Kondensator 662 entkoppelt. Eine solche Gleichstromentkopplung ist im vorliegenden Falle wegen des nur sehr schmalen zu verarbeitenden Frequenzbandes, nämlich 125 Hz±0,6 Hz zulässig. Ober einen weiteren Kondensator 663 ist der Ausgang des zweiten Verstärkers 651 mit dem Ausgang 609 des Begrenzers verbunden, an welchem das in seiner Amplitude begrenzte Ausgangssignal des Begrenzers 608 erscheint

Anhand der Fi g. 17 wird nun ein Ausführungsbeispiel für den Diskriminator 612 (vgl. F i g. 14) beschrieben, der aus den ihm vom Begrenzer 608 zugeführten begrenzten Signal das Auftreten des Signals f\ und /₂ erkennen bzw. eine Gleichstromimpulsfolge bilden soll, welche möglichst genau den gleichen zeitlichen Verlauf aufweist, wie die auf der Sendeseite im Codierer 1 gebildete Impulsfolge (vgl. F i g. 4, Zeile AJt

Mit Rücksicht auf die relativ kleine Systembandbreite und den kleinen Frequenzschub und außerdem mit Rücksicht darauf, daß die Signalfrequenzen /i und Z₂ in fester Beziehung zur Netzfrequenz In stehen und deshalb ihre Schwankungen proportional mitmachen, erweist es sich als sehr vor teilhaft, auch die Frequenzcharakteristik des Diskriminators 612 in analoger Weise in eine feste Beziehung zur Netzfrequenz zu bringen. Ein festabgestimmter Frequenzdiskriminator üblicher

ίο Bauart würde nämlich bei den durch Schwankungen der Netzfrequenz /Jv bedingten Schwankungen der Signalfrequenzen /i bzw. /2 zufolge Wanderung auf der Diskriminatorkennlinie Pegelverschiebungen aufweisen, welche für die sichere Bildung der gewünschten Gleichstromimpulsfolge nachteilig wären.

Da es sich im vorliegenden Fall um eine binäre Frequenzmodulation handelt, wobei also die eine Frequenz (Ti) dem binären Wert »0« und die andere Frequenz (fy dem binaren Wert »1« entspricht und da im übrigen der Sender dauernd in Betrieb ist, und in den Informationspausen die dem binären Wert »0« entsprechende Frequenz /i aussendet, genügt es, für die Erkennung der zu übertragenden Information (vgl. Fig.4, Zeile A) im Diskriminator 612 lediglich Mittel vorzusehen, für die Erkennung des Auftretens von Signalen mit der Frequenz /2, in unserem Fall also 125,666 Hz. Immer wenn h nicht festgestellt wird, wird angenommen, daß f\ entsprechend dem binären Wert »0« gesendet werde.

jo Zufolge der exakten Begrenzung durch den vorgeschalteten Begrenzer 608 wird dem Diskriminator 612 stets eine konstante Signalleistung angeboten, gleichgültig, ob diese auf eine diskrete Frequenz falle oder als Rauschspannung breitbandig auftrete. Wird nun beispielsweise eine diskrete Frequenz allein von dem Empfangsfilter 604 dem Begrenzer 608 zugeführt, so ist die ganze vom Begrenzer 608 dem Diskriminator 612 angebotene Leistung in der genannten Spektrallinie dieser diskreten Frequenz konzentriert enthalten. Wird dagegen beispielsweise dem Begrenzer weißes Rauschen (oder ein anderes Leistungsspektrum) zugeführt, so wird die am Ausgang des Begrenzers verfügbare Leistung über die ganze Kanalbreite (und deren Oberwellen) verteilt Die Oberwellen des Ausgangssignals des Begrenzers bilden zufolge der selektiven Wirkung des Diskriminators praktisch kein Problem. Bei Diskriminatoren, bei welchen die Oberwellen des begrenzten Signals eine Rolle spielen, kann durch ein einfaches Oberwellenfilter Abhilfe geschaffen werden.

Die Wirkungsweise des Diskriminators 612 beruht im vorliegenden Ausführungsbeispiel lediglich auf einer einfachen Spektralbewertung. Ist nämlich die vom Begrenzer angebotene Leistung in einer einzigen Spektrallinie konzentriert und fällt diese Spektrallinie in den Durchlaßbereich des als frequenzselektives Diskriminatorelement vorgesehenen Filters, so gibt dieses Filter offensichtlich eine relativ hohe Ausgangsspannung ab. Ist dagegen die dem Diskriminator angebotene Leistung gleichmäßig über einen größeren Frequenzbereich verteilt, so fällt zufolge der voraussetzungsgemäß gegenüber der Bandbreite des Begrenzers kleineren Bandbreite des Diskrimmatorfuters der Hauptteil des das Begrenzerausgangssignal darstellenden Frequenzgemisches nicht mehr in den Diskriminatordurchlaßbereich. Das hat zur Folge, daß das Ausgangssignal des Diskriminatorfilters nun deutlich kleiner ist, als bei Zuführung des auf die Spektrallinie des Filters konzentrierten Begrenzersignals. Dadurch ist eine

eindeutige Erkennung des binären Wertes »1«, welcher sich durch die auf die Frequenz h konzentrierte Leistung auszeichnet, sichergestellt Die absolute Ausgangsspannung des Diskriminatorfilters kann als Maß für d:e spektrale Leistungsdichte genommen werden und demzufolge kann zur Bewertung des Ausgangssignals des Diskriminators eine Schwellwerteinrichtung vorgesehen werden zur eindeutigen Erkennung des binären Wertes »1«. Die Einstellung des Schwellwertes ist dabei völlig unkritisch und unabhängig von den Empfängereingangsspannungswerten, weil dazwischen eine scharfe Amplitudenbegrenzung liegt Es werden durch die genannte Anordnung nur die Frequenzen des Eingangssignals bewertet, während dessen Amplitude unberücksichtigt bleibt Die Ausbildung der Schwellwerteinrichtung gestaltet sich praktisch sehr einfach, beispielsweise gibt der Begrenzer unabhängig von der Signalstärke stets eine auf 24 Volt_pp begrenzte Spannung ab, so daß also auch mit einem konstanten Schwellwert gearbeitet werden kann.

Die Fig. 17 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des Diskriminators 612. Das Ausgangssignal des Begrenzers 608 wird dem Diskriminator 612 an dessen Eingangsklemme 611 zugeführt, von wo es über eine Leitung 664 einem Eingang 665 eines N-Pfad-Filters 666 zugeführt wird. Das N-Pfad-Filter 666 ist so ausgebildet, daß es mit einer Bandbreite von etwa 1 Hz im wesentlichen nur die Frequenz h, in unserem Fall also 125,666 Hz, durchläßt Im Hinblick auf die deutsche Offenlegungsschrift 22 25 507 und deutsche Offenlegungsschrift 23 18 259 können weitere Ausführungen bezüglich des N-Pfad-Filters 666 unterbleiben, dessen zugehöriger Taktimpulsgenerator 624 entsprechend der gewünschten Durchlaßfrequenz von 125,666 Hz und der hier angenommenen Anzahl von 4 Pfaden (N = 4) eine Frequenz von

4 · 125,666 Hz = 502,668 Hz

abgeben muß. Dabei soll diese Frequenz den Schwankungen der Netzfrequenz f_N proportional folgen. Zu diesem Zweck weist der Taktimpulsgeber 624 einen Phasenregelkreis auf, welcher einem steuerbaren Oszillator von 5,02668MHz zugeordnet ist. In der bereits beschriebenen Weise wird durch Frequenzteilung aus der Frequenz des steuerbaren Oszillators die gewünschte Frequenz in unserem Fall 502,6668 Hz erzeugt Zu diesem Zwecke ist ein Frequenzteiler mii dem Divisor 10 000 erforderlich. Anderseits wird die Frequenz 5,02668 MHz durch einen festprogrammierten Frequenzteiler mit dem Divisor 10 053 auf den Wert 500,018 Hz geteilt was praktisch gleich dem Zehnfachen des Sollwertes der Netzfrequenz entspricht. Mittels des erwähnten Phasenregelkreises wird diese durch Teilung mit dem Divisor 10 053 erhaltene Frequenz mit einer aus der Netzfrequenz gewonnenen Referenzfrequenz von 500Hz verglichen und über einen Phasendiskriminator und ein Tiefpaßfilter eine Steuerspannung für den steuerbaren Oszillator gebildet derart, daß dieser bei einer Netzfrequenz von 50,0058 Hz, also praktisch beim Sollwert der Netzfrequenz auf 5,02668 MHz schwingt. Auf diese Weise wird mittels eines unkritischen Aufbaues ein sehr selektives Diskriminatorfilter erhalten, wobei als wesentlicher Vorteil gegenüber Diskriminatoren mit abstimmbaren Resonanzkreisen keinerlei Abstimmarbeit erforderlich ist und auch keine Verstimmungen durch alternde Filterbauteile auftreten.

Dem Ausgang 667 des N-Pfad-Filters 666 ist ein auf den Verstärkungsfaktor+1 gegengekoppelter Trennverstärker 668 nachgeschaltet welcher eine hohe Eingangs- jedoch eine geringe Ausgangsimpedanz aufweist und daher einerseits das N-Pfad-Filter 666 praktisch nicht belastet und andererseits eine niederohmige Quelle für das weiter zu verarbeitende Signal

ι ο darstellt Am Ausgang 669 des Verstärkers 668 erscheint beim Empfang eines Signals mit der Frequenz h eine Wechselspannung der Frequenz h mit einer von der Höhe des Eingangssignals unabhängigen jedoch definierten Größe. Liegt am Empfänger 600 jedoch ein Eingangssignal mit der Frequenz /i an, so erscheint am Ausgang 669 eine Wechselspannung mit deutlich kleinerem Pegel. Das Ausgangssignal des Verstärkers 668 wird über einen Kopplungskondensator 670 einer Gleichrichterstufe 671 bestehend aus einer Diode 672 und den Widerständen 673 und 674 und einem Kondensator 675 zugeführt Die Zeitkonstante dieser Gleichrichterstufe ist im wesentlichen durch das aus dem Widerstand ö74 und dem Kondensator 675 gebildeten ÄC-Gli-d bestimmt Vorzugsweise wird diese Zeitkonstante etwa zehnmal größer gewählt als die Periodendauer der gleichzurichtenden Frequenz. Im gewählten Beispiel ist /2= 125 Hz und als Zeitkonstante ist ein Wert von 80 ms gewählt

Der Gleichrichterstufe 671 ist nun noch eine

jo Schwellwertstufe 676 nachgeschaltet. Die Schwellwertstufe 676 besteht aus einer Zenerdiode 677, einem Basiswiderstand 678, einem Transistor 679 mit einem Kollektorwiderstand 680.
Nur Eingangsspannungen deren Amplitude größer ist als die Zenerspannung der Zenerdiode 677 vermehrt um die Anlaufspannung des Transistors 679 vermögen den Transistor 679 durchzusteuern. Kleinere Eingangsspannungen bleiben wirkungslos. Die Zenerspannung wird nun vorzugsweise so gewählt daß sie etwa in der Mitte

ίο zwischen den Spannungswerten am Kondensator 675 liegt welche sich bei einem Eingangssignal mit der Frequenz £ und /j am Eingang 601 des Empfängers ergeben. Die Kollektorspannung des Transistors 679 ist während des Auftretens eines Eingangssignals mit der Frequenz /j, und nur dann, d. h. bei durchgesteuertem Transistor 679 gleich »0«, hingegen für andere Eingangssignale oder bei Abwesenheit eines Signals zufolge der dann auftretenden Rauschspannung wegen anderer Spektralverteilung gleich der Speisespannung Ub an der Klemme 681. Dieser Wert möge als Signal logisch »1« gelten. An der mit dem Kollektor des Transistors 679 verbundenen Ausgangsklemme 613 erscheint somit eine zur gesendeten Impulsfolge (vgl. F i g. 4, Zeile A) inverse Impulsfolge mit den Signalwerten logisch »0« und logisch »1«. Für die spätere Auswertung dieser Impulsfolge ist diese Inversion zu berücksichtigen bzw. durch einen Inverter rückgängig zu machen.

Anhand der Fig. 18 wird nun noch ein Ausführungsbeispiel für eine Auswerteeinrichtung für die der ursprünglich ausgesendeten Information entsprechenden Impulsfolge am Ausgang 613 des Diskriminators 612 erläutert.
Gemäß Fig. 14 weist diese Auswerteeinrichtung

b5 einen Informationseingang 615 auf, an welche die durch den Diskriminator gewonnene Impulsfolge zur Auswertung zugeführt wird. Mittels eines nachgeschalteten Inverters 682 wird die Impulsfolge vom Eingang 615

invertiert und an den Dateneingang 683 eines ersten Flip-Flops 684 geleitet Der Ausgang 685 des ersten Flip-Flops 684 ist Ober eine Leitung 686 mit dem Dateneingang 687 eines zweiten Flip-Flops 688 verbunden. Der Ausgang 689 des zweiten Flip-Flops 688 ist über eine Leitung 690 mit dem Dateneingang 691 eines dritten Flip-Flops 692 verbunden, der Ausgang 693 des dritten Flip-Flops 692 ist schließlich über eine Leitung 694 mit dem Dateneingang 695 eines vierten Flip-Flops 696 verbunden. Alle vier Flip-Flop 684, 688, 692 und 696 bilden zusammen das Schieberegister 616, welchem über eine Leitung 698 die erforderlichen Schiebetaktimpulse zugeführt werden. Diese Schiebetaktimpulse werden vom Taktgeber 629 (vgL F i g. 14) über die Leitung 634 an den Takteingang 635 abgegeben. Ober einen nachgeschalteten Inverter 697 und eine Leitung 698 gelangen die Schiebetaktimpulse an die Takteingänge 699, 700, 701 und 702 der vier Stufen des Schieberegisters 616. Jedem Ausgang 685 bzw. 689 bzw. 693 bzw. 703 der vier Schieberegisterstufen ist über eine Leitung 704 bzw. 705 bzw. 706 bzw. 707 je ein Speicher 708 bzw. 709 bzw. 710 bzw. 711 zugeordnet zur temporären Speicherung der in der ihm zugeordneten Schieberegisterstufe vorhandenen Information.

Die über die Leitung 704 zum Eingang 712 des ersten Speichers 708, die über die Leitung 705 zum Eingang 713 des zweiten Speichers 709, die über die Leitung 706 zum Eingang 714 des dritten Speichers und die über die Leitung 707 zum Eingang 715 des vierten Speichers zugeführte Information wird auf Abruf durch einen Taktimpuls in die Speicheranordnung 726 übernommen. Der Befehl zur übernähme der aus dem Schieberegister 616 stammenden Information in die Speicheranordnung 726 wird durch einen Taktimpuls, welcher vom r, Taktgeber 629 (vgl. F i g. 14) über eine Eingangsklemme 716 und eine Leitung 717 den Takteingängen 718... 721 der vier Speicher 708... 711 gegeben.

Der Speicheranordnung 726 ist eine Steuereinrichtung 727 zugeordnet. Diese Steuereinrichtung 727 weist über vier Basiswiderstände 728 ... 731 steuerbare Transistoren 732 ... 735 auf, in deren Kollektorkreis je ein Relais 736 ... 739 eingeschaltet ist. An die Relaiskontakte 740 ... 743 der Relaisanordnung 744 können die durch die ausgesendete Information (vgl. <r. F i g. 4, Zeile A) zu steuernden Objekte angeschlossen werden.

Als Taktgeber 629 (vgl. Fig. 14) kann ein gleicher Taktgeber, wie er anhand der Fig.5 beschrieben worden ist, verwendet werden. w

Zusammenfassend kann gesagt werden, daß das beschriebene System erhebliche Vorteile gegenüber bekannten Einrichtungen aufweist, so insbesondere die folgenden:

1. Dank Anwendung der Winkelmodulation insbesondere der Frequenzschubtastung und eines empfängerseitigen Begrenzers wird die »spill-over«- Störung einwandfrei beseitigt

2. Die Anwendung der genannten äußerst schmalbandigen Empfangseinrichtung insbesondere der schmalbandige Diskriminator macht die Einrichtungen auch praktisch immun gegen variable Störfrequenzen, wie sie in Starkstromnetzen durch anlaufende Motoren erzeugt werden können, da die Verweilzeit der von solchen Motoren erzeugten Störungen frequenzmäßig innerhalb der Bandbreite des Diskriminators erfahrungsgemäß zu klein ist um Störungen zu verursachen.

3. Durch die sendeseitige und empfangsseitige Nachführung, d.h. Bindung der Frequenzen bzw. Durchlaßcharakteristiken an die Netzfrequenz, ist nicht nur ein sehr schmalbandiges und daher störimmunes Übertragungssystem geschaffen worden, vielmehr ergeben sich auch erhebliche fabrikatorische Vorteile, da die bei den üblicherweise verwendeten LC-Filtern erforderlichen mühsamen und kostspieligen Abstimmarbeiten vollständig wegfallen und die an sich sehr schmalbandigen Filter alterungsbeständig sind.

4. Der Empfänger weist eine außerordentlich hohe Dynamik bezüglich des Eingangssignals auf, so daß die bei Rundsteueranlagen üblicher Bauart bekannten Schwierigkeiten bei der Projektierung bezüglich minimaler und maximaler Ansprechpegel der Empfänger- und Sendepegel an verschiedenen Stellen des Netzes vollständig dahinfallen.

5. Der Sendepegel kann trotz wesentlich verbesssrter Übertragungssicherheit drastisch gesenkt werden, beispielsweise von bisher üblicherweise 25 - 50 kW pro Unterwerk auf etwa 100 ... 2000 W je nach dem Wirkungsgrad der vorgesehenen Einkopplungsvorrichtung. Dies hat auch einen wesentlich geringeren Aufwand auf der Sendeseite sowohl anlagemäßig als auch betriebsmäßig zur Folge.

6. Zu Folge des drastisch reduzierten Sendepegels auf dem Starkstromnetz, es müssen beispielsweise nur etwa 1OW Signalleistung in das Starkstromnetz eingespeist werden, kann die Einspeisung mittels eines Stabstromwandlers erfolgen, wodurch eine praktisch vollkommen kurzschlußfeste Einkopplungsmethode erreicht ist, was von hoher Bedeutung für die Betriebssicherheit der starkstromtechnischen Anlagen ist.

Hierzu 19 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprache:

1. Fernsteuersystem zur Übertragung von Signalen über ein Starkstromnetz, bei dem sendeseitig winkelmodulierte Signale mit vorgebbarem Frequenzhub und vorgebbarer Bandbreite gebildet und in das Starkstromnetz eingekoppelt werden und die Empfänger Einrichtungen aufweisen, die den Pegel des empfangenen Signals und den Pegel von Störungen bewerten und miteinander vergleichen und die Ausführung eines Schaltbefehls nur dann zulassen, wenn der Signalpegel über dem Störpegel Hegt, dadurch gekennzeichnet, daß die winkelmodulierten Signale niederfrequent und der Frequenzbub sowie die Bandbreite klein sind, daß die Frequenzen der gesendeten Signale in fester Beziehung zur Netzfrequenz des Starkstromnetzes stehen, und daß die Empfängeransprechfrequenz sowie die Diskriminatorfrequenzcharakteristik des Empfängers in Abhängigkeit von der Netzfrequenz gesteuert sind und deren Schwankungen in gleicher Weise wie die Signalfrequenzen folgen.

2. Fernsteuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der gewählte Modulationsindex kleiner als »1« ist

3. Fernsteuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß empfangsseitig zum Zweck der Frequenzdiskriminierung eine Spektralbewertung des empfangenen und begrenzten Empfangssignals erfolgt. jo

4. Fernsteuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalsendepegel auf der Sendeseite mindestens 60 db unter der Nennleistung des zur Übertragung vorgesehenen Starkstromnetzes liegt.

5. Fernsteuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die empfangsseitige 3-db-Bandbreite höchstens gleich dem I¹/2-fachen Frequenzschub gewählt ist

6. Fernsteuersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß sendeseitig ein erster steuerbarer Oszillator (214) mit einem zugeordneten Phasenregelkreis zur Erzeugung einer an die Netzfrequenz gebundenen Referenzfrequenz (fR\) vorgesehen ist. 4^r>

7. Fernsteuersystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß sendeseitig ein zweiter steuerbarer Oszillator (237) mit einem diesem zugeordneten Phasenregelkreis (236) vorgesehen ist, der zur Erzeugung einer an die Referenzfrequenz und damit w an die Netzfrequenz gebundenen ersten bzw. zweiten Sendefrequenz (f\, f₂) vorgesehen ist, wobei zur Erzeugung der ersten Sendefrequenz (f\) ein im Phasenregelkreis vorgesehener Frequenzteiler (235) auf einem ersten Divisor (D^) und für die Erzeugung v> der zweiten Sendefrequenz (ffi auf einem zweiten Divisor (D22) umschaltbar ist.

8. Fernsteuersystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzteiler (235) elektronisch durch ein seinem Steuereingang (234) e>o zugeführtes Steuersignal umschaltbar ist, wobei der Steuereingang (234) des Frequenzteilers (235) mit dem Ausgang (7) eines Kodierers (1) verbunden ist, der eine der zu übertragenden Information entsprechende Impulsfolge liefert. b^r>

9. Fernsteuersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß im Empfänger (600) ein Amplitudenbegrenzer (608) für das aus dem Starkstromnetz ausgekoppelte Empfangssignal vorgesehen ist

10. Fernsteuersystem nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß ein empfangsseitig vorgesehener Diskriminator (612) ein Filter (666) aufweist, dessen Resonanzfrequenz mit einer der beiden bei Frequenzschubtastung auftretenden Sendefrequenz zusammenfällt und dessen Übertragungscharakteristik schmalbandiger ist als diejenige eines ihm vorgeschalteten Empfänger-Eingangsfilters (604).

11. Fernsteuersystem nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß dem schmaJbandigeren Filter (666) des Diskriminators (612) eine Schwellwerteinrichtung (677, 678, 679, 680) zur Amplitudenbewertung des Ausgangssignals dieses Filters nachgeschaltet ist

12. Fernsteuersystem nach einem der Ansprüche 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangsfilter (604) des Empfängers (600) ein durch eine Taktimpulsfolge eines Taktgebers (618) steuerbares Abtastfilter ist

13. Fernsteuersystem nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das am Empfängereingang vorgesehene Abtastfilter ein N-Pfad-Filter ist.

14. Fernsteuersystem nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß dem am Empfängereingang vorgesehenen N-Pfad-Filter ein aktives ÄC-Filter zugeordnet ist

15. Fernsteuersystem nach einem der Ansprüche 12 bis 14, dadurch gekennzeichnet daß die Frequenz der dem am Empfängereingang vorgesehenen Abtastfilter zugeführten Taktimpulsfolge in fester Beziehung zur Netzfrequenz steht

16. Fernsteuersystem nach einem der Ansprüche 10 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß das schmalbandigere Filter (666) des Diskriminators (612) ein durch eine Taktimpulsfolge steuerbares Abtastfilter ist und daß dessen Taktgeber (624) eine Taktimpulsfolge liefert, deren Frequenz in fester Beziehung zur Netzfrequenz steht

17. Fernsteuersystem nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das Abtastfilter des Diskriminators (612) aus einem N-Pfad-Filter besteht