JPH0693395B2 - 高圧気体放電灯動作回路 - Google Patents

高圧気体放電灯動作回路

Info

Publication number
JPH0693395B2
JPH0693395B2 JP59154210A JP15421084A JPH0693395B2 JP H0693395 B2 JPH0693395 B2 JP H0693395B2 JP 59154210 A JP59154210 A JP 59154210A JP 15421084 A JP15421084 A JP 15421084A JP H0693395 B2 JPH0693395 B2 JP H0693395B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
discharge lamp
reference current
signal
input terminal
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP59154210A
Other languages
English (en)
Other versions
JPS6049596A (ja
Inventor
ガンセル ハンス―グンター
ラルフ・シヤツフエル
ハンス―ペーター・ストルンベルク
Original Assignee
エヌ ベー フィリップス フルーイランペンファブリケン
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by エヌ ベー フィリップス フルーイランペンファブリケン filed Critical エヌ ベー フィリップス フルーイランペンファブリケン
Publication of JPS6049596A publication Critical patent/JPS6049596A/ja
Publication of JPH0693395B2 publication Critical patent/JPH0693395B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、高周波電流で高圧気体放電灯を動作させる高
圧気体放電灯動作回路であって、この高圧気体放電灯動
作回路は幹線交流電圧源に接続される全波整流器を具
え、この全波整流器の出力直流電圧が少くともスイッチ
ングトランジスタと、チョークコイルと、フライホイー
ルダイオードと、放電灯とを有するスイッチング電源区
分に供給され、前記スイッチングトランジスタの状態が
電流検出器により検出される瞬時の放電灯電流を全波整
流器の出力電圧に応じて時間的に変化する上側および下
側基準電流レベル（O,U）と比較する制御装置により駆
動段を介して制御され、放電灯電流が上側基準電流レベ
ル（Ｏ）に達した際に前記スイッチングトランジスタが
非導通状態に切換わり、放電灯電流が下側基準電流レベ
ル（Ｕ）よりも低く降下した際に前記スイッチングトラ
ンジスタが導通状態に切換わるようにした高圧気体放電
灯動作回路に関するものである。
この種の回路は幹線電源の周波数のリズムで脈動する直
流電流を生じ、この直流電流にはスイッチングトランジ
スタのスイッチング速度に依存する高周波成分が変調さ
れている。
ドイツ連邦共和国特許公開第2642272号明細書には、順
方向変換器の形態のスイッチング電源区分と制御装置と
を具える上述した種類の回路が記載されており、制御装
置はヒステリシス特性を有する比較器を具え、この比較
器は瞬時の放電灯電流を所定の基準電流と比較し、ヒス
テリシスによって決まるこの基準電流からの偏差に達し
た際にスイッチングトランジスタを導通状態および非導
通状態にそれぞれ切換えている。従って、高周波振幅で
変調した脈動直流電流が放電灯に供給される。
このような回路では小型化の為にチョークコイルの寸法
を最小にする努力が払われている。しかし、チョークコ
イルのインダクタンスは高周波変調の高さ、すなわち上
側基準電流レベルと下側基準電流レベルとの相対距離に
依存する。
このことは次の式から明らかである。
ここにＴはのこぎり波状の高周波変調電流の周期であ
り、IOは上側基準電流レベルであり、IUは下側基準電流
レベルであり、Ｌはチョークコイルのインダクタンスで
あり、Ｒは放電灯抵抗であり、Ｖは整流された幹線電源
電圧の瞬時値である。抵抗値Ｒの放電灯とインダクタン
スＬのチョークコイルとの回路に瞬時電圧Ｖを供給する
とすると、放電灯電流Ｉは次式により決定される。
従って、トランジスタが導通状態に切換わった後の放電
灯電流の変化率は となり、上側基準電流レベルIOに達するのに要する時間
t1は となり、トランジスタが非導通状態に切換わった後の放
電灯電流の変化率は となる。又、下側基準電流レベルに達するのに要する時
間t2は となる。従って１周期の期間Ｔは となる。この式から、Ｔを所定の値にした場合、変調高
さを増大させればインダクタンスを小さくしたチョーク
コイルを用いうること明らかである。例えば、40KHzの
スイッチングトランジスタのスイッチング周波数の場
合、上記の式の計算から、平均放電灯電流の10％の変調
高さの場合のチョークコイルのインダクタンスは平均放
電灯電流の150％の変調高さの場合の約10倍であるとい
うことが分かる。これは以下の通りである。
平均放電灯電流の10％の変調高さの場合のインダクタン
スをL1とし、平均放電灯電流の150％の変調高さの場合
のインダクタンスをL2とする。放電灯抵抗をＲとする。
これらの双方の場合、放電灯電流はV/2Rの平均放電灯電
流を中心として対称的に変調されているものと仮定す
る。
更に、変調周波数（1/T）はこれら双方の場合に同じと
する必要がある。変調高さを10％とする回路の場合、上
側基準電流レベルI0,1及び下側基準電流レベルIU,1の関
係は I0,1−IU,1＝0.1V/2R I0,1＝V/2R＋0.1V/4R ＝21V/40R IU,1＝V/2R−0.1V/4R ＝19V/40R となり、変調高さを150％とする回路の場合、上側基準
電流レベルI0,2及び下側基準電流レベルIU,2の関係は I0,2−IU,2＝1.5V/2R I0,2＝7V/8R IU,2＝V/8R となる。Ｔに関する式から、 が得られ、この式に、変調高さを10％とした場合の上側
基準電流レベルI0,1及び下側基準電流レベルIU,1を当て
はめると、インダクタンスL1は となり、変調高さを150％とした場合の上側基準電流レ
ベルI0,2及び下側基準電流レベルIIU,2を当てはめる
と、インダクタンスL2は となる。従って、インダクタンスL1及びL2間の比は となる。
従って、高周波変調の高さを増大させるとチョークチイ
ルを可成り小さくさせることができ、従って放電灯のバ
ラスト装置の価格および寸法を低減させることができ
る。
回路のパラメータを変えないで、高周波変調の高さを増
大させ且つ下側基準電流レベルから上側基準電流レベル
までの及びその逆の変調電流の勾配を一定にすると、変
調周波数が減少する。従って、周波数を一定にした場
合、高周波変調の高さを増大させるにはチョークコイル
のインダクタンスを小さくする必要がある。
しかし、一方、既知の高圧気体放電灯、例えばハロゲン
化金属放電灯或いは水銀蒸気高圧放電灯においては、高
周波変調の高さを平均放電灯電流の10％に満たない値に
高めても既に音響アークの不安定性を生じるおそれがあ
るということを確かめた。ドイツ連邦共和国特許公開第
2642272号明細書から、音響アークの不安定性は放電灯
電流を変動させることにより発生せしめないようにする
ことができるということが知られているも、このことは
実際に小型化した高圧気体放電灯に対しては殆ど有効で
ないということを確かめた。高周波変調の高さを、音響
アークの不安定性が放電灯中に生じ得ない程度に小さく
する必要がある場合には、チョークコイルが比較的大き
くなるという欠点を受け入れる必要があるばかりではな
く、スイッチングトランジスタと、駆動段と、制御装置
とを満足に遮蔽する必要がある。その理由は、高周波変
調の高さが小さい為にスイッチングトランジスタ、駆動
段および制御装置を高感度にする必要があり、これらが
妨害パルスにも感応してしまう為である。
従って、本発明の目的は、高圧気体放電灯を高周波で動
作させるとともに平均放電灯電流の200％までの高周波
変調の高さで動作させることができ、これにより音響ア
ークの不安定性を放電灯中に生ぜしめることなくチョー
クコイルを極めて小型にしうるようにした高圧気体放電
灯動作回路を提供せんとするものである。
本発明は、高周波電流で高圧気体放電灯を動作させる高
圧気体放電灯動作回路であって、この高圧気体放電灯動
作回路は幹線交流電圧源に接続される全波整流器を具
え、この全波整流器の出力直流電圧が少くともスイッチ
ングトランジスタと、チョークコイルと、フライホイー
ルダイオードと、放電灯とを有するスイッチング電源区
分に供給され、前記スイッチングトランジスタの状態が
電流検出器により検出される瞬時の放電灯電流を全波整
流器の出力電圧に応じて時間的に変化する上側および下
側基準電流レベル（O,U）と比較する制御装置により駆
動段を介して制御され、放電灯電流が上側基準電流レベ
ル（Ｏ）に達した際に前記スイッチングトランジスタが
非導通状態に切換わり、放電灯電流が下側基準電流レベ
ル（Ｕ）よりも低く降下した際に前記スイッチングトラ
ンジスタが導通状態に切換わるようにした高圧気体放電
灯動作回路において、平均放電灯電流の10％よりも多い
基準電流レベル（O,U）間の間隔中に全波整流器の出力
電圧に応じて時間的に変化する他の中間基準電流レベル
（Ｍ）を設け、放電灯電流がこの中間基準電流レベル
（Ｍ）をある回数だけ通過するたびに前記スイッチング
トランジスタ（４）を切換え、この回数は制御装置で調
整するようにしたことを特徴とする。
驚いたことに、本発明による回数において、放電灯電流
が中間基準電流レベルを通過する際にスイッチングトラ
ンジスタを切換えると、音響アークの不安定性が生ずる
ことなく上側基準電流レベルと下側基準電流レベルとの
間で推移する高周波変調の高さを平均放電灯電流の200
％までに高めることができるということを確かめた。音
響アークの不安定性は放電灯電流中の高周波成分により
誘起される音響共振により生ぜしめられる。高周波変調
された電流を供給した後は、この電流中の高周波成分に
よる共振に供せられるエネルギーが減衰による損失に等
しくなるまで音響共振が徐々に大きくなる。本発明の回
路では、放電灯電流を中間レベルで切換えることにより
高周波成分を移相させる。従って、音響共振は放電灯電
流に対し位相外れとなり、従って音響共振が著しく大き
くなる前にこの音響共振は消滅する。その結果、音響ア
ークの不安定性が生じなくなる。放電灯電流が中間基準
電流レベルを規則的に通過するたびに、例えば放電灯電
流が中間基準電流レベルを２回或いは３回通過する毎に
必ずしもスイッチングトランジスタを切換える必要はな
く、異なる周期で即ち非周期的にトランジスタを切換え
るようにすることができる。以下上側、中間及び下側基
準電流レベル比較器をそれぞれＯレベル、Ｍレベル及び
Ｕレベル比較器と称する。
瞬時の放電灯電流を３つの基準電流レベルと比較する為
に、ヒステリシスのない３つの比較器を設け、これら比
較器の出力端子の各々に、瞬時の放電灯電流が対応する
基準電流レベルを越えるたびに高レベル（Ｈ）信号が生
じ、放電灯電流がこの対応する基準電流レベルよりも低
く降下すると低レベル（Ｌ）信号が生じるようにするの
が好ましい。従ってヒステリシスのない比較器により３
つの基準電流レベルが生ぜしめられる。
本発明回路の好適例では、前記の制御装置の出力部を構
成する第１双安定トリガ回路のセット入力端子には上側
基準電流レベル比較器の出力端子がインバータおよび第
1NANDゲートの第１入力端子を経て接続されており、こ
の第１双安定トリガ回路のリセット入力端子には下側基
準電流レベル比較器の出力端子が負に向う信号縁でトリ
ガする単安定トリガ回路とANDゲートの第１入力端子と
第2NANDゲートの第１入力端子とを経て接続されてお
り、前記ANDゲートおよび第1NANDゲートの第２入力端子
は中間基準電流レベル比較器に接続された計数回路の出
力信号により同時に作用を受け、放電灯電流が計数回路
内で調整された回数だけ上側から中間基準電流レベル
（Ｍ）を通過するたびに、ANDゲートに接続された計数
回路の出力端子にH/L/Hパルスを生ぜしめ、放電灯電流
が計数回路内で調整された回数だけ下側から中間基準電
流レベル（Ｍ）を通過するたびに、第1NANDゲートに接
続された計数回路の出力端子にH/L/Hパルスを生ぜしめ
るようにする。
Ｏレベル比較器をインバータおよび第1NANDゲートを経
て第１双安定トリガ回路に接続すると、本発明回路の他
の部分に例えば妨害パルス或いは欠陥のある素子により
妨害が生じた場合でも、放電灯電流が上側基準電流レベ
ルＯに達すると直ちにスイッチングトランジスタが常に
非導通状態に切換わるという利点が得られる。従って、
過度に高い電流によるスイッチングトランジスタの損傷
が防止され、過度に高い電力により放電灯が爆発するお
それも防止される。
本発明においては、前記の計数回路が正に向う信号縁で
トリガする第１単安定トリガ回路と、負に向う信号縁で
トリガする第２単安定トリガ回路とを具え、これら第１
および第２単安定トリガ回路の入力端子が第２双安定ト
リガ回路の出力端子に接続されており、この第２双安定
トリガ回路のセット入力端子が中間基準電流レベル比較
器の出力信号によりANDゲートの第１入力端子と負に向
う信号縁でトリガする第１カウンタとを経て作用を受
け、前記第２双安定トリガ回路のリセット入力端子が中
間基準電流レベル比較器の出力信号により、他のANDゲ
ートの第１入力端子、正に向う信号縁でトリガする第２
カウンタ、インバータおよび第3NANDゲートを経て作用
を受け、前記第２双安定トリガ回路と前記中間基準電流
レベル比較器との間に設けられた前記ANDゲートの各々
の第２入力端子は第２双安定トリガ回路のそれぞれの出
力端子に接続されており、第2NANDゲートの第１入力端
子に接続されたANDゲートの第２入力端子は第１単安定
トリガ回路の出力端子に接続され、第1NANDゲートの第
２入力端子は第２単安定トリガ回路の出力端子に接続さ
れ、前記第１カウンタは第２双安定トリガ回路のセット
入力端子に存在する信号によりリセットされ、前記第２
カウンタはこの第２双安定トリガ回路のリセット入力端
子に存在する信号によりリセットされるようにするのが
有利である。計数回路をこのような構成にすると、第２
双安定トリガ回路の出力信号およびカウンタの出力信号
が本発明回路をリセットするのに直接利用でき、従って
他の構成素子による遅延が生ぜず、中間基準電流レベル
（Ｍ）でのスイッチング動作が遅延の影響を殆ど受けな
いようになる。
本発明による回路の他の好適例により、第２および第3N
ANDゲートの各々の第２入力端子が、正に向う信号縁で
トリガする他の単安定トリガ回路を経て、幹線交流電圧
源の電圧が零を通過するのを検出するヒステリシスのな
い比較器の出力端子に接続されるようにすれば、幹線交
流電圧源の電圧が零を通過するたびに制御装置が所定の
始動状態にリセットされるという利点が得られる。
スイッチングトランジスタのスイッチング周波数は通常
10および100KHz間に、好ましくは20および50KHz間にあ
るようにする。
図面につき本発明を説明する。
第１図において、ＡおよびＢは例えば220V,50Hzの交流
電圧源（幹線電源）に接続する入力端子を示す。これら
の入力端子ＡおよびＢには、濾波用コイル１および濾波
用コンデンサ２を有する高周波フィルタを経て、４個の
ダイオードを有する全波整流器３を接続する。この全波
整流器３の出力端子には、少くとも１個のスイッチング
トランジスタ４と、チョークコイル５と、高圧気体放電
灯６と、フライホイール（fly-wheel）ダイオード７と
を有する順方向変換器を接続する。放電灯回路には電流
検出器として作用する測定抵抗８を設け、この測定抵抗
８で瞬時的な放電灯電流に比例する電圧を取出し、この
電圧を制御装置９の入力端子Ｃに供給する。放電灯電流
は以下に詳細に説明するように制御装置９の入力端子Ｄ
に供給される基準電流信号により導出される。
この場合、交流電圧源から取出される電流はできるだけ
正弦波状に変化させる必要がある。本例では、整流され
た電源電圧を分圧器10,11により降圧させて基準信号と
して制御装置９の入力端子Ｄに供給すれば充分であると
いうことを確かめた。この際コンデンサ12が高周波電圧
成分を濾波する作用をするようにする。スイッチングト
ランジスタ４は制御装置９の出力端子Ｅに生じ駆動段13
を経て供給される信号により導通状態および非導通状態
間で切換え、これにより以下のように放電灯電流を形成
する。
制御装置９においては、その入力端子Ｄにおける基準電
流信号に依存して、放電灯電流Ｉに対するレベルを上側
基準電流レベルＯ、下側基準電流レベルＵおよび中間基
準電流レベルＭに調整しうる（第２図参照）。第２図は
原理的説明図であり、これら基準電流レベルは第３図に
示すように全波整流器の出力電圧に応じて時間的に変化
する。この場合、制御装置９は次のように作動する。上
側基準電流レベルＯに達すると（第２図の点a,e,g,
l）、スイッチングトランジスタ４は非導通状態に切換
わり、交流電圧源から放電灯６への給電が中断され、放
電灯電流がチョークコイル５のインダクタンスによって
決まる時定数に応じて減少する。下側基準電流レベル
（第２図の点b,d,h,k）に達すると、スイッチングトラ
ンジスタ４は再び導通状態に切換わり、放電灯電流が再
び増大する。本発明によれば、放電灯電流が中間基準電
流レベルＭを通過する回数を調整してスイッチングトラ
ンジスタ４が、これがそれまで導通していた場合には、
すなわち中間基準電流レベルＭを下側から通過する場合
には、非導通状態に切換わり（第２図の点c,i）、それ
まで非導通状態にあった場合には、すなわち中間基準電
流レベルＭを上側から通過する場合には、導通状態に切
換わる（第２図の点ｆ）ようにする。この回数を２に調
整すると、放電灯電流に対し第２図に実線で示す変化が
得られる。この場合、スイッチングトランジスタ４のス
イッチング周波数は使用するチョークコイル５および放
電灯６の大きさに依存して約10〜100KHz程度とする。従
って、平均の放電灯電流は第３図に示すように制御装置
９の入力端子Ｄにおける基準電流信号に応じて正弦波状
の変化をする中間基準電流レベルＭを追従し、従って電
源電圧の歪みが小さく保持される。第２図に示す形状の
放電灯電流の場合、上側基準電流レベルＯと下側基準電
流レベルウＵとの間で変化する放電灯電流の変調高さ
は、音響的なアークの不安定性が放電灯６中で観察され
ることなく200％まで達しうる。これに反し、スイッチ
ングトランジスタ４を中間レベルＭで追加的に切換えな
い場合には、高周波変調高さはほんのわずかしか許容さ
れず、前述した欠点を生ずることとなる。
次に制御装置９に対する回路構成を第４および５図につ
き詳細に説明する。制御装置９の入力端子Ｄに供給され
る基準電流信号はヒステリシスのない比較器14の信号入
力端子Ｇに直接供給するとともに抵抗15,16および17を
有する分圧器を経てヒステリシスのない３つの比較器1
8,19および20の基準入力端子I,NおよびＱにそれぞれ供
給し、これと同時に放電灯電流信号を制御装置９の入力
端子Ｃからこれら比較器18,19および20の信号入力端子
K,PおよびＲにそれぞれ供給する。比較器14の基準入力
端子Ｆには直流電圧発生器21により一定の直流電圧を供
給する。この直流電圧の目的は後に詳細に説明する。
これら比較器は信号入力端子G,K,P或いはＲにおける電
圧が基準入力端子F,I,N或いはＱにおける電圧を越える
場合にその都度それらの出力端子A14,A18,A19或いはA20
に高レベル（Ｈ）の信号が生じ、逆の場合にその都度前
記出力端子に低レベル（Ｌ）の信号が生じるように作動
するようにする。従って、第２図に示す基準電流レベル
O,MおよびＵは第１図の分圧器10,11および第４図の分圧
器15,16,17の選択により調整される。
Ｏレベル比較器20の出力端子A20にはインバータ22を接
続し、このインバータの出力端子A22には第1NANDゲート
23を接続し、この第1NANDゲートの出力端子A23は制御装
置９の出力端子Ｅを構成する第１双安定トリガ段24のセ
ット入力端子Ｓに接続する。双安定トリガ段24のリセッ
ト入力端子Ｒは第2NANDゲート25,ANDゲート26および負
に向かう信号縁でトリガする単安定トリガ段27を経てＵ
レベル比較器18に接続する。比較器14には正に向う信号
縁でトリガする単安定トリガ段28を接続し、この単安定
トリガ段28の出力端子A28はNANDゲート25の第２入力端
子に接続する。Ｍレベル比較器19には２つのANDゲート2
9および30を接続させ、これらANDゲートの出力端子A29
およびA30をカウンタ31および32にそれぞれ接続する。
カウンタ31の出力端子A31はそのリセット入力端子Ｒお
よび第２双安定トリガ段33のセット入力端子Ｓに接続
し、この第２双安定トリガ段のリセット入力端子Ｒは第
3NANDゲート34およびインバータ35を経てカウンタ32の
出力端子A32に接続する。またカウンタ32のリセット入
力端子ＲとNANDゲート34の出力端子A34との間をも接続
する。第２双安定トリガ段33の出力端子A331はANDゲー
ト29の第２入力端子に接続し、この双安定トリガ段33の
出力端子A332はANDゲート30の第２入力端子に接続す
る。更に、双安定トリガ段33の出力端子A332には他の２
つの単安定トリガ段36および37を接続し、これら単安定
トリガ段の出力端子A36およびA37をANDゲート26およびN
ANDゲート23の第２入力端子にそれぞれ接続する。ANDゲ
ート26の出力端子A26はNANDゲート25の第１入力端子に
接続し、このNANDゲート25の出力端子A25は第１双安定
トリガ段24のリセット入力端子Ｒに接続する。
次に第４図に示す制御装置９の作動を第５図のパルス列
を参照して説明する。この場合、瞬時t0では電源の交流
電圧が印加されており、またこの瞬時t0では電源の交流
電圧が零を通過しているものとする。電源の交流電圧が
約20Vの瞬時値に達すると、比較器14の入力端子Ｇにお
ける基準信号は入力端子Ｆに供給される直流電圧を越
え、出力端子A14にＨ（高レベル）信号が得られ（瞬時t
1）、この信号により制御装置９をリセットする。制御
装置の動作中交流電流の各半周期の開始時に開始される
このリセットは以下のようにして行なわれる。出力端子
A14におけるＨ信号の結果として正に向う信号縁でトリ
ガする単安定トリガ段28の出力端子にH/L/Hパルス（高
レベルから低レベルに移り再び高レベルに移るパルス）
が生じる（第５図にA28で示すパルスを参照）。このパ
ルスの為にNANDゲート34の出力端子A34およびNANDゲー
ト25の出力端子A25の各々にL/H/Lパルスが生じ、このパ
ルスは双安定トリガ段33および24のリセット入力端子Ｒ
に供給され、双安定トリガ段33の出力端子A332はＬ（低
レベル）信号にセットされ、出力端子A331はＨ信号にセ
ットされ、双安定トリガ段24の出力端子ＥもＨ信号にセ
ットされる。出力端子ＥにおけるＨ信号の為に、第１図
のスイッチングトランジスタ４は駆動段13を経て導通状
態に切換わり、放電灯６を流れる電流が上昇し始める。
下側基準電流レベルＵを越えると（瞬時t2）、Ｕレベル
比較器18の出力端子A18にＨ信号が得られ、中間基準電
流レベルＭに達すると（瞬時t3）Ｍレベル比較器19の出
力端子A19にＨ信号が得られる。この状態でANDゲート29
の双方の入力端子にＨ信号が存在する為、このANDゲー
ト29の出力端子A29にもＨ信号が存在する。瞬時t4で
は、放電灯電流が上側基準電流レベルＯを越え、従って
Ｏレベル比較器20の出力端子A20にＨ信号が生じ、イン
バータ22の出力端子22にＬ信号が生じる。従って、NAND
ゲート23の入力端子にＨおよびＬ信号が存在し、その出
力端子A23にＨ信号が得られ、このＨ信号が双安定トリ
ガ段24のセット入力端子に供給される。
この双安定トリガ段24のセット入力端子に供給される信
号がこのように低レベルから高レベルに遷移（L/H遷
移）する為に、この双安定トリガ段24の出力端子ＥはＬ
信号にセットされ、従ってスイッチングトランジスタ４
は駆動段13を介して非導通状態に切換わる。従って、放
電灯６と交流電圧源との間の接続が遮断され、放電灯電
流が再び上側基準電流レベルＯよりも降下し、従ってＯ
レベル比較器20の出力端子A20における信号がＬ信号に
切換わり、インバータ22の出力端子A22における信号が
Ｈ信号に切換わり、NANDゲート23の出力端子A23におけ
る信号がＬ信号に切換わるも、このＬ信号によって出力
端子Ｅにおける出力信号を全く変化させない為、放電灯
電流は更に減少する。中間基準電流レベルＭに達すると
（瞬時t5）、Ｍレベル比較器19の出力端子A19における
信号がＬ信号に切換わる。従ってANDゲート29の入力端
子にはＬおよびＨ信号が存在する為、その出力端子A29
における信号に１回目のH/L遷移が生じる。このH/L遷移
は負に向かう信号縁でトリガするカウンタ31により計数
される。このカウンタ31はこの場合２進カウンタとして
接続されている為、その出力端子A31における信号は更
にＬ信号に維持される。放電灯電流信号が下側基準電流
レベルＵよりも降下すると（瞬時t6）、Ｕレベル比較器
18の出力端子A18における信号はＬ信号に切換わり、従
って負に向かう信号縁でトリガする単安定トリガ段27が
その出力端子A27にH/L/Hパルスを生ぜしめ、従ってAND
ゲート26の出力端子A26にもH/L/Hパルスが生じ、従って
NANDゲート25の出力端子A25にL/H/Lパルスが生じ、この
L/H/LパルスのL/H遷移縁によりリセット入力端子Ｒを経
て双安定トリガ段24の出力端子Ｅにおける信号をＨ信号
に切換える。従って、スイッチングトランジスタ４が導
通し、放電灯電流が再び下側基準電流レベルを越え、Ｕ
レベル比較器18の出力信号がＨ信号に切換わる。放電灯
電流信号が中間基準電流レベルＭに達すると（瞬時
t7）、Ｍレベル比較器19の出力信号がＨ信号となり、AN
Dゲート29の双方の入力端子にＨ信号が供給され、従っ
てその出力端子A29における信号もＨ信号に切換わる。
放電灯電流信号が瞬時t8で上側基準電流レベルＯに達す
ると、瞬時t4につき説明した動作が繰返され、放電灯電
流は中間基準電流レベルＭに達する瞬時t9まで降下し、
Ｍレベル比較器19の出力端子A19における信号をＬ信号
に切換える。従って、ANDゲート29の入力端子にＬ信号
およびＨ信号が供給され、その出力端子A29における信
号に２回目のH/L遷移が生じ、このH/L遷移が２進カウン
タ31により計数される。従って、カウンタ31の出力端子
A31にＨ信号が生じ、その結果このカウンタ31はそのリ
セット入力端子を経て自動的にリセットされる。すなわ
ちその出力端子A31に再びＬ信号が生じ、２進計数処理
が再開される。
カウンタ出力端子A31から双安定トリガ段33のセット入
力端子にL/H/Lパルスが供給されることにより、この双
安定トリガ段の出力端子A332における信号がＨ信号に切
換わり、出力端子A331における信号がＬ信号に切換わ
る。双安定トリガ段33の出力端子A332におけるL/H遷移
の為に、正に向う信号縁でトリガする単安定トリガ段36
の出力端子A36にはH/L/Hパルスが生じ、従ってANDゲー
ト26の出力端子A26にはL/H/Lパルスが生じ、従ってNAND
ゲート25の出力端子A25にL/H/Lパルスが生じ、その結果
双安定トリガ段24の出力端子Ｅにおける信号がＨ信号に
切換わる。従って、スイッチングトランジスタが低オー
ム抵抗となり、放電灯電流が再び上昇し、その結果、Ｍ
レベル比較器19の出力端子A19における信号がＨ信号と
なる。従ってANDゲート30の双方の入力端子にＨ信号が
供給され、従ってその出力端子A30に１回目のＨ信号が
生じ、そのL/H遷移が、正に向う信号縁でトリガするカ
ウンタ32により計数される。しかし、このカウンタの出
力端子A32における信号はＬ信号に維持される。その理
由は、このカウンタ32も２進カウンタとして接続する為
である。放電灯電流信号が瞬時t10で上側基準電流レベ
ルＯを越えると、瞬時t4に対し説明した動作が繰返さ
れ、放電灯電流が降下する。放電灯電流が中間基準電流
レベルＭよりも降下すると（瞬時t11）、Ｍレベル比較
器19の出力端子A19における信号はＬ信号となり、ANDゲ
ート30の入力端子にＬおよびＨ信号が存在するようにな
り、従ってその出力端子A30における信号がＬ信号に切
換わる。瞬時t12では瞬時t6につき説明した動作が繰返
され、放電灯電流は中間基準電流レベルＭに達する瞬時
t13まで上昇し、その結果、Ｍレベル比較器19の出力端
子A19における信号がＨ信号に切換わる。従って、ANDゲ
ート30の双方の入力端子にＨ信号が存在し、この出力端
子A30に２回目のＨ信号が生じる。この２回目のL/H遷移
が２進カウンタ32により計数され、その出力端子A32に
もＨ信号が生じ、その結果インバータ35の出力端子A35
にＬ信号が生じ、従ってNANDゲート34の出力端子A34に
Ｈ信号が生じる。このL/H遷移の為に、カウンタ32はそ
のリセット入力端子を経てリセットされる。すなわちカ
ウンタ32の出力端子A32にＬ信号が生じる。更に、NAND
ゲート34の出力端子A34におけるL/H/Lパルスにより双安
定トリガ段33の出力端子A332における信号Ｌ信号に切換
わり、出力端子A331における信号はＨ信号に切換わる
為、ANDゲート30の入力端子に再びＬおよびＨ信号が存
在するようになり、従ってその出力端子A30にＬ信号が
生じる。更に、双安定トリガ段33の出力端子A332におけ
るH/L遷移の為に、負に向う信号縁でトリガする単安定
トリガ段37の出力端子A37にH/L/Hパルスが生じ、その結
果NANDゲート23の出力端子A23にL/H/Lパルスが生じ、こ
のパルスにより双安定トリガ段24をセットしその出力端
子ＥにＬ信号を生ぜしめる。その結果、スイッチングト
ランジスタ４が駆動段13を介して非導通状態に切換えら
れ、放電灯電流が降下してＭレベル比較器19の出力端子
A19に再びＬ信号が生じるようにする。その結果、ANDゲ
ート29の入力端子に再びＬおよびＨ信号が存在し、その
出力端子A29にＬ信号が生じる。放電灯電流信号が下側
基準電流レベルＵに達する瞬時t14からは、電源電圧が
零通過付近に降下しその結果放電灯電流が下側基準電流
レベルＵよりも低い値に自動的に降下するまで瞬時t4お
よびt14間で行なわれた動作が周期的に繰り返される。
次の交流半周期では、比較器14を介して制御装置をリセ
ットすることにより前述した全動作を再び開始させる。
このようにすることにより、偶発的に生じる妨害パルス
による計数回路の作動の失敗が交流半周期中のみしか生
じるおそれがないという利点が得られる。更に、各交流
半周期の開始時に制御装置をリセットする為に、交流の
各零通過後に制御回路はその予め選択した上側および下
側基準電流レベル間で確実に再動作する。
約50Vの動作電圧を有する45Vのハロゲン化金属高圧放電
灯を220V,50Hzの幹線入力電圧で動作させる実際例で
は、以下の回路素子を用いた。
比較器14,18,19,20:Valuo社のLM339単安定トリガ段 27,28,36,37:Valuo社のHEF4528 双安定トリガ段 24,33:Valuo社のHEF4027 ANDゲート 26,29,30:Valuo社のHEF4081 NANDゲート 23,25,34:Valuo社のHEF4011 インバータ22,35:Valuo社のHEF4011 抵抗8 ：約１Ω 抵抗10 :150 KΩ 抵抗11 :1 ＫΩ 抵抗15 :5 ＫΩ 抵抗16 :5 ＫΩ 抵抗17 :5 ＫΩ コンデンサ12 :100 nF チョークコイル5 :1mH ３つの基準電流レベルを有する制御回路の本発明による
原理は前述した順方向変換器に限定されるものではな
く、例えばフライバック変換器のような他のスイッチン
グ電源区分にも用いうるものである。
【図面の簡単な説明】
第１図は、制御装置により制御される順方向変換器を有
する高圧気体放電灯を動作させる回路を示す線図、 第２図は、放電灯電流と関連の基準電流レベルとの関係
を時間の関数として示す原理的説明図、 第３図は、幹線交流電流の半周期中での基準電流レベル
を時間の関数として示す線図、 第４図は、第１図に示す回路に用いる制御装置を示す回
路図、 第５図は、第４図に示す制御装置中に生じるパルス列を
示す線図である。 １……コイル ２……コンデンサ ３……全波整流器 ４……スイッチングトランジスタ ５……チョークコイル ６……高圧気体放電灯 ７……フライホイールダイオード ８……測定抵抗 ９……制御装置 10,11……分圧器 12……コンデンサ 13……駆動段 14,18〜20……比較器 15,16,17……分圧器 21……直流電圧発生器 22,35……インバータ 23,25,34……NANDゲート 24,33……双安定トリガ段 26,29,30……ANDゲート 27,28,36,37……単安定トリガ段 31,32……カウンタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ハンス―ペーター・ストルンベルク ドイツ連邦共和国5190 ストルベルクバイ スドルンベーク52

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】高周波電流で高圧気体放電灯を動作させる
    高圧気体放電灯動作回路であって、この高圧気体放電灯
    動作回路は幹線交流電圧源に接続される全波整流器を具
    え、この全波整流器の出力直流電圧が少くともスイッチ
    ングトランジスタと、チョークコイルと、フライホイー
    ルダイオードと、放電灯とを有するスイッチング電源区
    分に供給され、前記スイッチングトランジスタの状態が
    電流検出器により検出される瞬時の放電灯電流を全波整
    流器の出力電圧に応じて時間的に変化する上側および下
    側基準電流レベル（O,U）と比較する制御装置により駆
    動段を介して制御され、放電灯電流が上側基準電流レベ
    ル（Ｏ）に達した際に前記スイッチングトランジスタが
    非導通状態に切換わり、放電灯電流が下側基準電流レベ
    ル（Ｕ）よりも低く降下した際に前記スイッチングトラ
    ンジスタが導通状態に切換わるようにした高圧気体放電
    灯動作回路において、平均放電灯電流の10％よりも多い
    基準電流レベル（O,U）間の間隔中に全波整流器の出力
    電圧に応じて時間的に変化する他の中間基準電流レベル
    （Ｍ）を設け、放電灯電流がこの中間基準電流レベル
    （Ｍ）をある回数だけ通過するたびに前記スイッチング
    トランジスタ（４）を切換え、この回数は制御装置で調
    整するようにしたことを特徴とする高圧気体放電灯動作
    回路。
  2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載の高圧気体放
    電灯動作回路において、瞬時の放電灯電流をヒステリシ
    スのない３つの比較器（18,19,20）により３つの基準電
    流レベル（O,M,U）と比較し、これら比較器の出力端子
    の各々に、瞬時の放電灯電流が対応する基準電流レベル
    （O,M,U）を越えるたびに高レベル（Ｈ）信号が生じ、
    放電灯電流がこの対応する基準電流レベルよりも低く降
    下すると低レベル（Ｌ）信号が生じるようにしたことを
    特徴とする高圧気体放電灯動作回路。
  3. 【請求項３】特許請求の範囲第２項に記載の高圧気体放
    電灯動作回路において、前記の制御装置（９）の出力部
    （Ｅ）を構成する第１双安定トリガ回路（24）のセット
    入力端子には上側基準電流レベル比較器（20）の出力端
    子（A20）がインバータ（22）および第1NANDゲート（2
    3）の第１入力端子を経て接続されており、この第１双
    安定トリガ回路のリセット入力端子には下側基準電流レ
    ベル比較器（18）の出力端子（A18）が負に向う信号縁
    でトリガする単安定トリガ回路（27）とANDゲート（2
    6）の第１入力端子と第2NANDゲート（25）の第１入力端
    子とを経て接続させており、前記ANDゲート（26）およ
    び第1NANDゲート（23）の第２入力端子は中間基準電流
    レベル比較器（19）に接続された計数回路（29〜37）の
    出力信号により同時に作用を受け、放電灯電流が計数回
    路内で調整された回数だけ上側から中間基準電流レベル
    （Ｍ）を通過するたびに、ANDゲート（26）に接続され
    た計数回路の出力端子にH/L/Hパルスを生ぜしめ、放電
    灯電流が計数回路内で調整された回数だけ下側から中間
    基準電流レベル（Ｍ）を通過するたびに、第1NANDゲー
    ト（23）に接続された計数回路の出力端子にH/L/Hパル
    スを生ぜしめるようにしたことを特徴とする高圧気体放
    電灯動作回路。
  4. 【請求項４】特許請求の範囲第３項に記載の高圧気体放
    電灯動作回路において、前記の計数回路が正に向う信号
    縁でトリガする第１単安定トリガ回路（36）と、負に向
    う信号縁でトリガする第２単安定トリガ回路（37）とを
    具え、これら第１および第２単安定トリガ回路の入力端
    子が第２双安定トリガ回路（33）の出力端子（A332）に
    接続されており、この第２双安定トリガ回路のセット入
    力端子が中間基準電流レベル比較器（19）の出力信号に
    よりANDゲート（29）の第１入力端子と負に向う信号縁
    でトリガする第１カウンタ（31）とを経て作用を受け、
    前記第２双安定トリガ回路のリセット入力端子が中間基
    準電流レベル比較器（19）の出力信号により、他のAND
    ゲート（30）の第１入力端子、正に向う信号縁でトリガ
    する第２カウンタ（32）、インバータ（35）および第3N
    ANDゲート（34）の第１入力端子を経て作用を受け、前
    記第２双安定トリガ回路（33）と前記中間基準電流レベ
    ル比較器（19）との間に設けられた前記ANDゲート（29,
    30）の各々の第２入力端子は第２双安定トリガ回路（3
    3）のそれぞれの出力端子（A331,A332）に接続されてお
    り、第2NANDゲートの第１入力端子に接続されたANDゲー
    ト（26）の第２入力端子は第１単安定トリガ回路（36）
    の出力端子（A36）に接続され、第1NANDゲート（23）の
    第２入力端子は第２単安定トリガ回路（37）の出力端子
    （A37）に接続され、前記第１カウンタ（31）は第２双
    安定トリガ回路（33）のセット入力端子に存在する信号
    によりリセットされ、前記第２カウンタ（32）はこの第
    ２双安定トリガ回路のリセット入力端子に存在する信号
    によりリセットされるようにしたことを特徴とする高圧
    気体放電灯動作回路。
  5. 【請求項５】特許請求の範囲第４項に記載の高圧気体放
    電灯動作回路において、第２および第3NANDゲート（25,
    34）の各々の第２入力端子が、正に向う信号縁でトリガ
    する他の単安定トリガ回路（28）を経て、幹線交流電圧
    源の電圧が零を通過するのを検出するヒステリシスのな
    い比較器（14）の出力端子（A14）に接続されているこ
    とを特徴とする高圧気体放電灯動作回路。
JP59154210A 1983-07-27 1984-07-26 高圧気体放電灯動作回路 Expired - Lifetime JPH0693395B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19833327030 DE3327030A1 (de) 1983-07-27 1983-07-27 Schaltungsanordnung zum betrieb von hochdruckgasentladungslampen
DE3327030.9 1983-07-27

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS6049596A JPS6049596A (ja) 1985-03-18
JPH0693395B2 true JPH0693395B2 (ja) 1994-11-16

Family

ID=6205026

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP59154210A Expired - Lifetime JPH0693395B2 (ja) 1983-07-27 1984-07-26 高圧気体放電灯動作回路

Country Status (4)

Country Link
US (1) US4594531A (ja)
EP (1) EP0134050B1 (ja)
JP (1) JPH0693395B2 (ja)
DE (2) DE3327030A1 (ja)

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2172451B (en) * 1985-02-07 1989-06-14 El Co Villamos Keszulekek Es S Circuit system for igniting and lighting a high-pressure discharge lamp particulary a sodium vapour lamp
DE3517248A1 (de) * 1985-05-13 1986-11-13 Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg Schaltungsanordnung zum betrieb von gasentladungslampen mit hoeherfrequentem strom
DE3540985A1 (de) * 1985-11-19 1987-05-21 Philips Patentverwaltung Schaltungsanordnung zum wechselstrombetrieb von gasentladungslampen
DE3641070A1 (de) * 1986-12-02 1988-06-16 Philips Patentverwaltung Schaltungsanordnung zum betrieb von hochdruck-gasentladungslampen mittels eines impulsfoermigen versorgungsstromes
AT397326B (de) * 1987-12-18 1994-03-25 Stylux Lichtelektronik Schaltungsanordnung für die zündung und den betrieb von gasentladungslampen
US5068572A (en) * 1989-06-08 1991-11-26 U.S. Philips Corporation Switch mode power supply
DE4015397A1 (de) * 1990-05-14 1991-11-21 Hella Kg Hueck & Co Schaltungsanordnung zum zuenden und betreiben einer hochdruckgasentladungslampe in kraftfahrzeugen
FR2670958B1 (fr) * 1990-12-21 1994-01-07 Telemecanique Circuit de protection contre les court-circuits pour un interrupteur electronique.
US6188183B1 (en) 1998-06-13 2001-02-13 Simon Richard Greenwood High intensity discharge lamp ballast
US6495971B1 (en) 1998-06-13 2002-12-17 Hatch Transformers, Inc. High intensity discharge lamp ballast
DE10333729A1 (de) * 2003-07-23 2005-03-10 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Vorschaltgerät für mindestens eine Hochdruckentladungslampe, Betriebsverfahren und Beleuchtungssytem für eine Hochdruckentladungslampe
DE102005022591A1 (de) * 2005-05-17 2006-11-23 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Elektronisches Vorschaltgerät für eine Niederdruck-Entladungslampe mit einem Mikro-Controller
US7589480B2 (en) * 2006-05-26 2009-09-15 Greenwood Soar Ip Ltd. High intensity discharge lamp ballast
US7863836B2 (en) * 2008-06-09 2011-01-04 Supertex, Inc. Control circuit and method for regulating average inductor current in a switching converter
JP5460065B2 (ja) * 2008-10-30 2014-04-02 株式会社小糸製作所 放電灯点灯回路
JP2013525989A (ja) * 2010-04-30 2013-06-20 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ 半導体照明の調光解像度を増すためのプログラム可能なヒステリシス型ダウンコンバーターを含む調光レギュレーター

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3265930A (en) * 1962-05-03 1966-08-09 Gen Electric Current level switching apparatus for operating electric discharge lamps
US3486070A (en) * 1968-04-29 1969-12-23 Westinghouse Electric Corp Solid-state constant power ballast for electric discharge device
JPS4811636B1 (ja) * 1969-11-11 1973-04-14
US3913002A (en) * 1974-01-02 1975-10-14 Gen Electric Power circuits for obtaining a high power factor electronically
US4042856A (en) * 1975-10-28 1977-08-16 General Electric Company Chopper ballast for gaseous discharge lamps with auxiliary capacitor energy storage
US4060752A (en) * 1976-03-01 1977-11-29 General Electric Company Discharge lamp auxiliary circuit with dI/dt switching control
US4132925A (en) * 1976-06-15 1979-01-02 Forest Electric Company Direct current ballasting and starting circuitry for gaseous discharge lamps
US4051411A (en) * 1976-09-02 1977-09-27 General Electric Company Discharge lamp operating circuit
JPS6057673B2 (ja) * 1980-09-03 1985-12-16 株式会社エルモ社 交流放電灯の電源装置
GB2095930A (en) * 1981-03-27 1982-10-06 Stevens Carlile R Constant power ballast
FR2506554A1 (fr) * 1981-05-20 1982-11-26 Signaux Entr Electriques Dispositif d'alimentation electronique pour lampes a decharge
FI61781C (fi) * 1981-06-15 1982-09-10 Helvar Oy Effektregulator speciellt ljusregulator

Also Published As

Publication number Publication date
DE3327030A1 (de) 1985-02-07
EP0134050A1 (de) 1985-03-13
US4594531A (en) 1986-06-10
JPS6049596A (ja) 1985-03-18
DE3467677D1 (en) 1987-12-23
EP0134050B1 (de) 1987-11-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH0693395B2 (ja) 高圧気体放電灯動作回路
JP2710615B2 (ja) 制御回路
AU738147B2 (en) Phase controlled dimming system with active filter for preventing flickering and undesired intensity changes
US6191563B1 (en) Energy saving power control system
US4965493A (en) Electric arrangement for igniting and supplying a gas discharge lamp
US4301398A (en) Method and apparatus for controlling a resonant power module
US4626978A (en) Static power frequency converter
US4323959A (en) Power supply with resonant inverter circuit using variable frequency control for regulation
JPH02250670A (ja) スイッチング電源
JPH05122938A (ja) 電源装置
JP2841691B2 (ja) 誘導加熱調理器
JPS6229987B2 (ja)
SU438087A1 (ru) Устройство дл импульсно-фазового управлени вентильным преобразователем
JPH0775194B2 (ja) 電力制御装置
JPS6019232B2 (ja) 周波数変換装置
JPS607570Y2 (ja) ゲ−ト・トリガ回路
JP2841690B2 (ja) 誘導加熱調理器
GB2120869A (en) Controlling the output level of an electrical power supply
JP3457023B2 (ja) コンデンサラン電動機のブレ−キ制御方式
JPS63150895A (ja) 放電灯点灯装置
JPH0226126A (ja) 放電灯用タッチスイッチ装置
JPH0668995B2 (ja) 高周波加熱装置
JPH02164234A (ja) 充電装置
JPS5850518B2 (ja) 周波数変換装置
JPH05219753A (ja) 放電ランプ点灯装置