JP2710615B2 - 制御回路 - Google Patents

制御回路

Info

Publication number
JP2710615B2
JP2710615B2 JP62201669A JP20166987A JP2710615B2 JP 2710615 B2 JP2710615 B2 JP 2710615B2 JP 62201669 A JP62201669 A JP 62201669A JP 20166987 A JP20166987 A JP 20166987A JP 2710615 B2 JP2710615 B2 JP 2710615B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
control circuit
capacitor
voltage
threshold value
diode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP62201669A
Other languages
English (en)
Other versions
JPS6356166A (ja
Inventor
フランツ・ベルニッツ
オイゲン・シュタットニック
フランク・ハンスマン
Original Assignee
パテント−トロイハント−ゲゼルシャフト・フュア・エレクトリッシェ・グリュ−ランペン・エムベ−ハ−
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パテント−トロイハント−ゲゼルシャフト・フュア・エレクトリッシェ・グリュ−ランペン・エムベ−ハ− filed Critical パテント−トロイハント−ゲゼルシャフト・フュア・エレクトリッシェ・グリュ−ランペン・エムベ−ハ−
Publication of JPS6356166A publication Critical patent/JPS6356166A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP2710615B2 publication Critical patent/JP2710615B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/1563—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Details Of Television Scanning (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、正弦波形の電流を取り込み、正弦波形の
交流電圧を、制御された直流電圧に変換するパワーパッ
クスイッチの制御回路に関する。 （従来の技術） この種の制御回路は、特に回路網整流回路におけるア
クティブハーモニックフィルタを制御するためのもので
ある。この種のハーモニックフィルタを用いれば、高調
波が少なくほぼ正弦波形を有する電流を電流供給回路網
から得ることができる。従って、力率（power factor）
がほとんど１であり、出力からは制御された直流電圧が
得られる。 “ジーメンスコンポーネンツ24（Siemens Components
24）"1986年第１号９〜13頁及び30頁には、このタイプ
のハーモニックフィルタが記載されている。このフィル
タは基本的には回路網整流回路と、この前段に接続され
た雑音除去フィルタ（interference suppressing filte
r）と、後段に接続されたパワーパックスイッチとから
成る。後者のパワーパックスイッチは、この場合には低
入力キャパシタンスを有する昇圧回路（step−up circu
it）として機能する。 第１図は昇圧回路の形で用いられる周知のハーモニッ
クフィルタの主要回路図である。回路網整流回路からの
入力電圧ＵEは、パワーパックスイッチの入力コンデン
サＣEに印加される。入力コンデンサＣEの一端はアース
され、他の一端はコイルLsとダイオードＤを介して出力
コンデンサＣLの一端に接続されている。また、制御さ
れた出力電圧Uoは、出力コンデンサＣLの端部に印加さ
れて電気負荷ＲLに電力を供給する。スイッチ素子が制
御回路によって駆動された時、コイルLsの後段に設けら
れたトランジスタＴQはこのスイッチ素子をブリッジす
る。こうした種類の回路は、その直流の出力電圧Uoの最
小値が、回路網電圧の最大値よりも若干大きい昇圧回路
として機能することが知られている。 制御回路の目的は、入力における電流の取込みをでき
る限り正弦波形にし、また出力においては、回路網ある
いは負荷の変動にかかわらず制御された出力電圧Uo、制
御された出力電流Io、あるいは制御された出力Poが得ら
れるようにトランジスタＴQを制御することである。コ
イルLsにおいては電流の飛び（gap）が生じてはならな
い。というのは、さもないと回路網電流はもはや正弦波
形でなくなるからである。このことにより、トランジス
タＴQはコイルLsが放電された時のみ動作する必要があ
る。従って、コイルLsの状態を測定するために、回路に
は２次巻線が設けられている。コイルLsが放電された時
のみトランジスタＴQを駆動すると、駆動電流が常に一
定である場合には回路網電圧に比例した、すなわち通常
の場合には正弦波形の回路網電流を得ることができる。
出力電圧Uo（あるいは出力電流Ioもしくは出力Po）を制
御するためには、トランジスタＴQ動作時間t1、従って
コイルLsの充電時間を用いている。これは、スイッチオ
フ時間はコイルが完全に放電する時間によってのみ決定
されるからである。 従来の制御回路においては、トランジスタＴQの動作
時間t1は、瞬時の入力電圧ＵEと、瞬時の出力電圧Uo、
および、その時にトランジスタＴQを流れる電流とによ
って与えられる情報を取り込む比較的複雑な回路によっ
て制御される。さらに、コイルが完全に放電したことを
示す信号がコイルの２次巻線から回路には送られる。従
来の回路は、実際の出力電圧と所望の出力電圧の比較を
行う第１の可変増幅器と、この第１の可変増幅器の出力
差を取り込む乗算器（multiplier）と、トランジスタを
流れる実際の電流と所望の電流値とを比較し、その出力
信号が駆動段を制御する第２の可変増幅器とを有する。
また駆動段には増幅器以外に鋸歯回路であるエクレス・
ジョルダン（Eccles−Jordan）回路や数個の論理素子が
含まれている。 （発明が解決しようとする問題点） 従来の回路はその複雑さの他に、トランジスタＴQの
スイッチングがコイルの２次巻線を介して行われるため
に、スイッチング時間を正確に決められないという欠点
を有する。トランジスタＴQのスイッチングが早すぎる
と、ダイオードＤの反転回復周期（reverse recovery p
eriod）のために出力コンデンサＣLからトランジスタ中
へフラッシュ電流が流れる危険がある。このフラッシュ
電流はトランジスタＴQおよび、あるいはダイオードＤ
に負担を掛け過ぎたり、あるいは破壊することもあり得
る。また、昇圧回路の効率も低下する。一方、スイッチ
オフ時間がコイルLsの放電時間よりも長い場合には、コ
イルLsの浮遊インダクタンスとトランジスタ、巻線、ダ
イオードの寄生容量のために、望ましくない発振が生じ
て回路の効率を低下させる。さらに、望ましくない電流
の飛びが生じると、正弦波形が歪むことになる。 （発明の目的） この発明の目的は、構造が簡単で機能が改善された、
前述したパワーパックスイッチの制御回路を提供するこ
とである。 （問題点を解決するための手段） この発明においては、特許請求の範囲第１項に記載し
た特徴を有する制御スイッチによってこの問題を解決し
ている。 コイルとダイオードとの間の接続点における電圧状態
を正確に直接測定しトランジスタを制御するために、ス
レッショールド値スイッチを用いて簡単かつ効率良くト
ランジスタの動作時間を最適な状態に維持している。 この発明による制御回路の実施例は、従属クレームに
おいて特徴付けられている。 この発明による制御回路の他の特徴および利点は、添
付図面を参照しつつ説明する以下の実施例より明らかと
なろう。 （実施例） 以下、図面に基づいてこの発明によるパワーパックス
イッチ制御回路の一実施例を説明する。 第２図は、回路網（network）に対して用いられるア
クティブハーモニックフィルタ10、整流回路12、昇圧回
路14およびこの発明による制御回路16を示している。 アクティブハーモニックフィルタ10および整流回路12
は周知のものであり、詳しくは説明しない。整流回路12
の出力側において、整流された入力電圧ＵEが昇圧回路1
4の比較的小さな入力コンデンサＣEへ正の半波正弦波の
形で加えられる。入力コンデンサＣEの負側端子は共通
のリード線（アース）20へ接続されており、もう一方の
端子はコイルLsに接続されている。コイルLsはダイオー
ドD1を介して、出力コンデンサＣLの正側端子に接続さ
れている。出力コンデンサＣLは電解コンデンサであ
り、入力コンデンサＣEに比べてかなり大きな容量を有
する。制御された出力電圧Uoはこの出力コンデンサＣL
に印加され、電気負荷ＲLに電力を供給する。電気負荷
ＲLとしては、蛍光灯の安定抵抗器や、テレビ受信機等
の他の負荷が上げられる。トランジスタＴQは、コイルL
sとダイオードD1との接続点22とアースの間の領域を制
御する。トランジスタＴQへの制御入力は、抵抗R13を介
して制御回路16の出力信号から供給される。瞬時の入力
電圧ＵEは入力コンデンサＣEの正側端子とコイルLsとの
接続点24において検出され、接続点26において制御回路
16へ送られる。さらに、接続点22の電圧はリード線28に
よって制御回路16の入力30へ送られる。 ダイオードD1と出力コンデンサＣLとの接続点32にお
いて出力電圧Uoはタップされ直列に接続された抵抗R1,R
2を介して制御回路16の入力34へ送られる。 制御回路16は、最も重要なコンポーネントとしてシュ
ミットトリガSTcを有する。シュミットトリガSTcは、ス
レッショールド値スイッチとして作用してトランジスタ
ＴQを制御すると共に、トランジスタＴQの動作時間を制
御する。すなわち、シュミットトリガSTcの入力に接続
されたコンデンサC12の負荷に応じてコイルLsの充電時
間を制御する。トランジスタＴQの動作時間は、シュミ
ットトリガSTcの上側ヒステリシススレッショールド電
圧までコンデンサC12が充電する時間によって直接に決
定される。 コンデンサC12の充電時間は、電流ｉc12によって決定
され、電流ｉc12はさらに以下の３つの要因から決定さ
れる。つまり、 ａ）一端がたとえば12Vの正の参照電圧＋ＵDDに接続さ
れ、他端がコンデンサC12とシュミットトリガSTcの入力
との接続点38に接続された抵抗R12を流れる電流によっ
て決まる。コンデンサC12に対して一定の充電反転時間
を得、従ってトランジスタＴQに対して一定な動作時間
を得るためには、この基本的な電流だけで十分であろ
う。 ｂ）接続点24と、接続点38の間に接続された抵抗R11を
流れる電流によって決まる。抵抗R11を流れる電流は、
その時の回路網電圧に依存する瞬時の入力電圧ＵEに比
例し、抵抗R12を流れる電流に加えられる。従って、瞬
時の入力電圧ＵEが増大すると、コンデンサC12の充電反
転時間は減少する。 Ｃ）抵抗R1,R2を介して接続点32で得られる出力電圧Uo
によって決まる。出力電圧Uoは、後述するように基準電
圧回路を介して電流ｉR4を発生する。電流ｉR4は可変抵
抗R4において電圧降下を生じ、ツェナーダイオードD6を
制御する。これによって電流ｉR6が変化し、さらにｉR5
が変化する。この結果、コンデンサC12の充電反転時間
は、瞬時の出力電圧Uoの関数として減少し、従って出力
電圧Uoの値も制御される。 また、最大動作時間t1maxは、入力電圧ＵEが０に近づ
いた時に得られる。従って“昇圧回路”の下側動作周波
数範囲が与えられ、抵抗R12の値は動作時間t1に比例す
る。前述の下側動作周波数範囲は人間の可聴周波数範囲
外になければならない。 電流ｉR11は、瞬時の入力電圧ＵE（あるいは瞬時の回
路網電圧ＵN）の関数としてｉR12によって与えられる動
作時間t1を変化させる。従って、動作時間t1は短くな
る。ｉR11の影響が小さい場合、すなわち抵抗R11が比較
的大きい場合、回路網電流はほとんど正弦波であり、ｉ
R11の大きさが中程度である場合には回路網電流は半円
形を有し、回路網電圧のゼロ交差領域における過渡特性
が改善される。回路網電流の取り込みが半円形あるいは
台形（trapecium）を有する場合には、トランジスタＴQ
およびダイオードD1からの電流の最大値は小さくなり、
損失も小さくなる。また他の利点は、昇圧回路14の出力
における交流リップルが小さくなることである。 出力電圧Uoが印加される制御回路16の入力34には、基
準電圧回路が接続されている。この基準電圧回路は、ツ
ェナーダイオードD6から成る。ツェナーダイオードD6の
カソードは正の参照電圧＋ＵDDに接続されている。一
方、アノードは抵抗R5に接続されると共に、電圧分割用
の抵抗R6,R7を介してアースに接続されている。ツェナ
ーダイオードD6のアノードは、可変抵抗R4を介して制御
回路16の入力34にも接続されている。一方、正の参照電
圧＋ＵDDは、コンデンサC13を介して入力34に加えられ
る。入力34には制御可能なツェナーダイオードD6の制御
入力Ｒも接続されている。出力電圧Uoが増大するにつれ
て、アノードと制御入力Ｒとの間の電圧も増大し、この
結果ｉR5は増大し抵抗R5およびダイオードD11を介する
コンデンサC12の充電時間は減少する。従って、コイルL
sの充電時間は減少し、出力電圧Uoは制御されて所望の
値に達する。出力電圧Uoは、可変抵抗R4によって所望す
る種々の値に調節することができる。 コイルLsが放電（decharging）した後、再びコイルLs
の充電が始まる時間を決定すること、つまりトランジス
タＴQの動作開始（stepping）を決定することはこの発
明にとって非常に重要なことである。既に述べたよう
に、これに対する前提条件はコイルLsが事前に完全に放
電し、コイルLsの放電停止のあと、ダイオードD1の反転
回復周期が終了していることである。このため、コイル
LsとタイオードD1との間の接続点22における電圧が測定
され、この電圧が直列に接続されたコンデンサC10およ
び抵抗R8を介して制御回路16の入力へ送られる。コイル
Lsの放電が終了し、ダイオードD1がブロックされると、
電圧はUoから０へジャンプする。この結果トランジスタ
ＴQはシュミットトリガSTa,STb,STcを介しコンデンサC1
0と抵抗R8から成るRC結合によって直接駆動される。こ
れによって、コイルLsは充電されるがこの充電はコンデ
ンサC12の充電によって接続点38がシュミットトリガSTc
の上側スレッショールド電圧に達するまで続く。この時
点でコンデンサC12はステップしてトランジスタＴQをブ
ロックする。回路を駆動する時のスタート状態を実現す
るために、制御回路16にはシュミットトリガSTaが設け
られている。シュミットトリガSTaの入力は抵抗R8の自
由端に接続され（入力電圧に対して）、ダイオードD7,D
8を介してアースと参照電圧＋ＵDDの間にクランプされ
ている。電圧がジャンプする時、抵抗R8における入力電
圧は非常に大きくなるため、シュミットトリガSTaを破
壊しないような値にクランプされる。シュミットトリガ
STaの出力は抵抗R9を介してシュミットトリガSTaの入力
に接続されている。また、シュミットトリガSTaの出力
は抵抗R10を介してシュミットトリガSTbの入力に接続さ
れている。シュミットトリガSTbはインバータとして機
能し、その出力はコンデンサC12の一端に接続されてい
る。シュミットトリガSTbの入力は、電圧分割用の抵抗R
6,R7の接続点へもダイオードD9を介して接続されてい
る。 ダイオードD12は、抵抗R5とダイオードD11との接続点
をシュミットトリガSTcの出力へ接続しており、シュミ
ットトリガSTcはスレッショールド値スイッチとして機
能する。 回路網電圧が高い時に、入力電圧ＵEの瞬時値が出力
電圧Uoに近づくと出力コンデンサＣLにはコンデンサC7
を介して回路網からさらにエネルギが供給され、コイル
LsとダイオードD1を介してスイッチングされる。 抵抗R1,R2は、アースと接続されたコンデンサC8と共
にＴ部材を形成している。抵抗R2の他端は、直列に接続
された抵抗R3とコンデンサC11を介して正の参照電圧＋
ＵDDに接続されている。このRC結合により、可変抵抗R4
を流れる制御電流ｉR4からは100Hzのリップルが消さ
れ、またシステムが発振しやすくなる傾向が抑えられ
る。コンデンサC11を参照電圧＋ＵDDに接続すること
で、スタート時に制御電流ｉR4は可能な限り大きくな
り、スタートはスムーズになる。つまり出力コンデンサ
ＣLにおける出力電圧Uoは徐々に立ち上がる。 抵抗R14が接続点26と正の参照電圧＋ＵDDの間に挿入
されている。また、抵抗R12と並列にダイオードD10が接
続されている。シュミットトリガSTcの入力には、ダイ
オードD14を介して接続点38に外部スイッチオフ信号が
加えられる。 以下において、第3a図および第3b図も参照しつつこの
発明による制御回路（第２図）の動作原理についてさら
に詳しく説明する。 回路網電圧が第２図のハーモニックフィルタに加えら
れると、アクティブハーモニクフィルタ10と整流回路12
を介して昇圧回路14に供給される入力電圧ＵEは、正の
半円形波になる。リニアに増大する電流によって、コイ
ルLsには飽和するまでエネルギが蓄積される。充電時間
は、制御回路16によって決定される。トランジスタＴQ
がブロックされるとコイルLsはダイオードD1を介して放
電し、出力コンデンサＣLが充電されて出力電圧Uoが発
生する。 前述したようにコイルLsの放電状態の決定は重要であ
り、これはコンデンサC10と抵抗R8から成るタイミング
回路によって行われる。ダイオードD1を流れる電流が０
まで減少すると、接続点22における電圧は出力電圧Uoか
ら０にジャンプする。寄生容量（parasitary capacitie
s）によって、コイルLsは減衰振動を発生しようとす
る。この振動は抵抗R8とコンデンサC10から成るタイミ
ング回路によって検出され、振動における最初の下降部
（falling flank）は、正の参照電圧＋ＵDDに対するダ
イオードD7,D8のクランプにより、シュミットトリガSTa
の入力に加えられ、シュミットトリガSTaの出力は論理
０にスイッチングされる。シュミットトリガSTaの出力
が論理１になると、抵抗R10を介してシュミットトリガS
Tbの力は論理１に変わる。この結果、シュミットトリガ
STbの出力は論理１から論理０に変わる。この変化はコ
ンデンサC12を介してシュミットトリガSTcの入力に送ら
れる。シュミットトリガSTcはスレッショールド値スイ
ッチとして機能し、その出力は論理１へジャンプする。
これによってトランジスタＴQが駆動され、コイルLsの
充電がリニアに行われる。トランジスタの動作時間t1が
経過すると、電流iTQの値は、 に達する。このことは、最大電流が一方では瞬時の入力
電圧ＵEに依存し、他方ではコイルLsの充電時間、ある
いはトランジスタＴQの動作時間t1に依存することを意
味している。 シュミットトリガがＣ−MOSによって形成されている
時には、各シュミトトリガによる時間遅れは各々50nsで
あることから、全体の時間遅れは150nsであり、１μｓ
より小さく動作時間t1と同程度である。Ｈ−CMOSによっ
て形成されたシュミットトリガの場合には、素子当りの
遅れは約10nsである。 前述したように、トランジスタＴQの動作時間t1、つ
まりコイルLsの充電時間は、コンデンサC12がシュミッ
トトリガSTcの上側ヒステリシススレッショールド電圧
まで充電反転する時間によって直接に決定される。コン
デンサC12は、シュミットトリガSTbの出力が論理１の時
に放電される。充電時間は、入力電圧ＵEが０に近づく
時に最大となり、入力電圧ＵEが増大して出力電圧Uoが
所望の値以上になると減少する。 動作時間t1が経過すると、すなわちシュミットトリガ
STcが駆動され、トランジスタＴQがブロックされると、
コイルLsはダイオードD1を介して放電時間t2にわたって
放電する。放電時間t2が経過すると、コイルLsの放電状
態は終り、新たな充電プロセスが開始される。このよう
にして自由振動回路が形成され、振動の周波数は時間Ｔ
＝t1＋t2の関数として20KHzから100KHzの間で可変であ
る。 第3a図および第3b図は、振動の波形を示している。第
3a図はトランジスタＴQを流れコイルLsを充電する電流
と、ダイオードD1を流れる放電電流を示している。第3b
図は接続点22における電圧ＵTQをトランジスタＴQを介
した時、介さない時について示している。 破線で示された減衰振動は、整流された交流の入力電
圧ＵEの瞬時値によって振動する。また、この振動の最
初の立上がりが、シュミットトリガSTaの入力において
消されず、制御回路の状態が変わると、コイルLsの放電
が生じる。 コンデンサC12の充電反転とそれに続くシュミットト
リガSTb出力のスイッチングにより、シュミットトリガS
Tcには約5Vの過大電圧、つまり参照電圧＋ＵDD＋5Vが加
わる。しかし、シュミットトリガSTcはダイオードD10に
よるクランプのため流れない。内部保護回路を有する集
積回路、例えばヘックスシュミットトリガ回路40106（c
ircuit Hex−Schmitt trigger 40106）が用いられた場
合には、ダイオードD10は無くてもよい。ダイオードを
使用した場合には、高周波のパルスを扱う場合、すなわ
ちコイルLsが低回路網電流で素早く再充電される場合に
も、シュミットトリガSTcの出力はただちに１へ再度ス
イッチングされる。 出力電圧Uoが過大になるとコイルLsが充電されないよ
うにシュミットトリガSTcがスイッチオフされるため、
出力電圧Uoが大きくなりすぎるようなことはない。ツェ
ナーダイオードD6の主要な役割は、回路を過大電圧に対
して保護することである。ツェナーダイオードD6を流れ
る電流が増大すると、抵抗R6,R7の接続点における電圧
は増大する。この電圧はダイオードD9のためにシュミッ
トトリガSTbの入力における下側ヒステリシススレッシ
ョールド電圧以下に下がることはない。シュミットトリ
ガSTbの出力は、出力電圧Uoが抵抗R7によって設定され
る限界値を越えない限り、論理１に留まる。コンデンサ
C12がシュミットトリガSTcの入力における上側ヒステリ
シススレッソールド電圧まで充電された後、過大電圧状
態が終わるまでトランジスタＴQは保持される。これ
は、シュミットトリガSTbの入力から抵抗R10を介してバ
ッファされているシュミットトリガSTaの最初の振動に
依存する。 抵抗R9は、シュミットトリガSTaの入力コンデンサと
共に、最初の発振を開始させるためのスタートティング
ジェネレータ（starting generator）として用いられ
る。 上述した実施例は、構造が簡単で使用時に信頼性の高
いアクティブハーモニックフィルタに対する制御回路に
関するものである。使用法としては、シュミットトリガ
のような特にスレッショールド値によるスイッチングを
行う形のものである。
【図面の簡単な説明】 第１図は従来型のハーモニックフィルタを示す回路図で
あり、第２図および第３図はこの発明によるパワーパッ
クスイッチの制御回路の一実施例を示しており、第２図
はアクティブハーモニックフィルタと共に使用した場合
における制御回路の回路図、第3a図および第3b図は制御
回路の動作を説明するために示された種々の信号波形の
図である。 12……整流回路 La……コイル ＣL……出力コンデンサ C7,C12,C13……コンデンサ ＴQ……トランジスタ STa,STb,STc……シュミットトリガ ＋ＵDD……参照電圧 D6……ツェナーダイオード D1,D7,D8,D10,D11,D12,D15……ダイオード R4……可変抵抗 R6,R7,R14,R15……抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 オイゲン・シュタットニック ドイツ連邦共和国 デー8000 ミュンヘ ン 60，ラヴァンスブルガー・リンク 58 (72)発明者 フランク・ハンスマン ドイツ連邦共和国 デー3252 バッド・ ミュンダー２，イム・ランデルフェルト ６ (56)参考文献 特開 昭60−13469（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−28484（ＪＰ，Ｕ) 米国特許2451752（ＵＳ，Ａ)

Claims (1)

  1. (57)【特許請求の範囲】 １．整流器（12）によって得た正弦波形の直流電圧によ
    りコイル（Ls）を充電し、前記コイル（Ls）をダイオー
    ド（D1）を介して出力コンデンサ（ＣL）へ放電させ、
    前記コイル（Ls）の充電および放電を電子スイッチ（Ｔ
    Q）により制御し、前記電子スイッチ（ＴQ）が前記コイ
    ル（Ls）の放電状態と、前記整流器（12）の瞬時整流電
    圧と、前記出力コンデンサ（ＣL）の直流出力電圧との
    関数として駆動されるパワーパックスイッチの制御回路
    であって、前記電子スイッチ（ＴQ）は第１のスレッシ
    ョールド値スイッチ（STc）によって制御され、前記第
    １のスレッショールド値スイッチ（STc）は、前記コイ
    ル（Ls）が完全に放電した状態から前記第１のスレッシ
    ョールド値スイッチ（STc）の入力に接続されたコンデ
    ンサ（C12）が上側ヒステリシススレッショールド電圧
    まで充電反転するのに必要な時間だけ前記電子スイッチ
    （ＴQ）をスイッチオンし、前記充電反転時間は前記整
    流器（12）の瞬時整流電圧と、前記出力コンデンサ（Ｃ
    L）の直流出力電圧とに依存することを特徴とする制御
    回路。 ２．前記コイル（Ls）と前記ダイオード（D1）と前記電
    子スイッチ（ＴQ）との接続点にRC結合（C10、R8）を設
    け、前記RC結合（C10、R8）の出力によって前記コンデ
    ンサ（C12）の充電を開始させることを特徴とする特許
    請求の範囲第１項記載の制御回路。 ３．前記RC結合の出力を第２のスレッショールド値スイ
    ッチ（STa）に印加し、前記第２のスレッショールド値
    スイッチ（STa）の出力によって前記コンデンサ（C12）
    の充電を開始させることを特徴とする特許請求の範囲第
    ２項記載の制御回路。 ４．前記第１及び第２のスレッショールド値スイッチ
    （STa、STc）の間に第３のスレッショールド値スイッチ
    （STb）が設けられていることを特徴とする特許請求の
    範囲第３項記載の制御回路。 ５．前記コンデンサ（C12）の充電反転時間したがって
    前記電子スイッチ（ＴQ）のスイッチオン時間（t1）
    が、幾つかの電流の和によって決定され、この電流の大
    きさが参照電圧（＋ＵDD）と、整流電圧の瞬時値と、直
    流出力電圧とによって決定されることを特徴とする特許
    請求の範囲第１項〜第４項のいずれかに記載の制御回
    路。 ６．前記第１、第２、第３のスレッショールド値スイッ
    チ（STc、STa、STb）が、シュミットトリガであること
    を特徴とする特許請求の範囲第１項〜第５項のいずれか
    に記載の制御回路。 ７．前記第２のスレッショールド値スイッチ（STa）が
    抵抗（R9）によってブリッジされ、イグニッションジェ
    ネレータとして機能することを特徴とする特許請求の範
    囲第３項〜第６項のいずれかに記載の制御回路。 ８．前記第１、第２、第３のスレッショールド値スイッ
    チ（STc、STa、STb）が、集積回路の形に形成されてい
    ることを特徴とする特許請求の範囲第１項〜第７項のい
    ずれかに記載の制御回路。 ９．前記直流出力電圧がスレッショールド値を越える
    と、前記直流出力電圧がスレッショールド値以下になる
    まで前記第１のスレッショールド値スイッチ（STc）を
    スイッチオフする過大電圧保護回路（D6、R6、R7）が設
    けられていることを特徴とする特許請求の範囲第１項〜
    第８項のいずれかに記載の制御回路。 １０．前記第１のスレッショールド値スイッチ（STc）
    が、外部信号によってスイッチオフ可能であることを特
    徴とする特許請求の範囲第１項〜第９項のいずれかに記
    載の制御回路。 １１．前記過大電圧保護回路が前記直流出力電圧により
    制御されるツェナーダイオード（D6）と、電圧分割用の
    抵抗（R6、R7）とから成り、前記電圧分割用の抵抗（R
    6、R7）の接続点がダイオード（D9）を介して前記第３
    のスレッショールド値スイッチ（STb）の入力に接続さ
    れていることを特徴とする特許請求の範囲第９項又は第
    10項に記載の制御回路。 １２．前記直流出力電圧を調節するために、前記直流出
    力電圧によって決定される電流の大きさを調整する可変
    抵抗（R4）が設けられていることを特徴とする特許請求
    の範囲第５項〜第11項のいずれかに記載の制御回路。 １３．前記直流出力電圧が前記出力コンデンサ（ＣL）
    のところでRC結合（R1、R2、C8）を介してタップされ、
    前記コンデンサ（C12）の充電反転時間を決定するため
    に用いられることを特徴とする特許請求の範囲第５項〜
    第12項のいずれかに記載の制御回路。 １４．前記コイル（Ls）とダイオード（D1）がコンデン
    サ（C7）によってブリッジされていることを特徴とする
    特許請求の範囲第１項〜第13項のいずれかに記載の制御
    回路。 １５．前記第２のスレッショールド値スイッチ（STa）
    の入力が、ダイオード（D7、D8）によって保護されてい
    ることを特徴とする特許請求の範囲第３項〜第14項のい
    ずれかに記載の制御回路。 １６．前記第１のスレッショールド値スイッチ（STc）
    の入力が、ダイオード（D10）によって保護されている
    ことを特徴とする特許請求の範囲第１項〜第15項のいず
    れかに記載の制御回路。 １７．前記直流出力電圧によって決定される電流がダイ
    オード（D11）を介して前記コンデンサ（C12）に供給さ
    れるとともに、ダイオード（D12）を介して前記第１の
    第１のスレッショールド値スイッチ（STc）の出力に供
    給されることを特徴とする特許請求の範囲第５項〜第16
    項のいずれかに記載の制御回路。 １８．前記制御可能なツェナーダイオード（D6）は、有
    害な振動を防止するためにコンデンサ（C13）によって
    ブリッジされていることを特徴とする特許請求の範囲第
    11項〜第17項のいずれかに記載の制御回路。 １９．起動時には前記コンデンサ（C7）とダイオード
    （D10）との間の抵抗（R14）を介して電流が供給される
    ことを特徴とする特許請求の範囲第16項〜第18項のいず
    れかに記載の制御回路。 ２０．前記コンデンサ（C12）と第１のスレッショール
    ド値スイッチ（STc）との接続点にダイオード（D15）及
    び抵抗（R15）を介して外部制御信号が供給可能に構成
    されていることを特徴とする特許請求の範囲第１項〜第
    19項のいずれかに記載の制御回路。
JP62201669A 1986-08-13 1987-08-12 制御回路 Expired - Fee Related JP2710615B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE3627395.3 1986-08-13
DE19863627395 DE3627395A1 (de) 1986-08-13 1986-08-13 Steuerschaltung fuer ein schaltnetzteil mit sinusfoermiger stromaufnahme zum umwandeln einer sinusfoermigen wechselspannung in eine geregelte gleichspannung

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS6356166A JPS6356166A (ja) 1988-03-10
JP2710615B2 true JP2710615B2 (ja) 1998-02-10

Family

ID=6307269

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP62201669A Expired - Fee Related JP2710615B2 (ja) 1986-08-13 1987-08-12 制御回路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US4792887A (ja)
EP (1) EP0256231B1 (ja)
JP (1) JP2710615B2 (ja)
AT (1) ATE60174T1 (ja)
DE (2) DE3627395A1 (ja)

Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB8817684D0 (en) * 1988-07-25 1988-09-01 Astec Int Ltd Power factor improvement
JP2832450B2 (ja) * 1989-03-31 1998-12-09 アイシン精機株式会社 直流電圧変換装置
US4916379A (en) * 1989-06-07 1990-04-10 Trw Inc. DC-to-DC converter using relay coil
US4940929A (en) * 1989-06-23 1990-07-10 Apollo Computer, Inc. AC to DC converter with unity power factor
US5146399A (en) * 1989-08-14 1992-09-08 Jeff Gucyski Switching power apparatus having high factor and comprising pair of converter for obtaining fixed or variable output voltage
US5010291A (en) * 1990-05-29 1991-04-23 Westinghouse Electric Corp. Single quadrant chopper timing control circuit for discontinuous current
JPH0433567A (ja) * 1990-05-30 1992-02-04 Sanyo Electric Co Ltd アクティブ・フィルタ
DE9015674U1 (ja) * 1990-11-15 1992-03-12 Patent-Treuhand-Gesellschaft Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh, 8000 Muenchen, De
DE4036604A1 (de) * 1990-11-16 1992-05-21 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Schaltungsanordnung zum betrieb einer entladungslampe
US5289361A (en) * 1991-01-16 1994-02-22 Vlt Corporation Adaptive boost switching preregulator and method
GB9104070D0 (en) * 1991-02-27 1991-04-17 Astec Int Ltd Power supplies
US5119285A (en) * 1991-04-03 1992-06-02 Wayne State University Solid-state power transformer circuit
EP0507393A3 (en) * 1991-04-04 1992-11-19 Koninklijke Philips Electronics N.V. Circuit arrangement
AT397007B (de) * 1992-04-29 1994-01-25 Leopold Hans Dr Wechselspannungs- zu gleichspannungswandler
US5367247A (en) * 1992-08-10 1994-11-22 International Business Machines Corporation Critically continuous boost converter
US5420495A (en) * 1993-04-19 1995-05-30 Electric Power Research Institute, Inc. Transmission line power flow controller
DE4418886A1 (de) * 1994-05-30 1995-12-07 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Getaktete Stromversorgung zum Betreiben elektrischer Lampen
DE4437453A1 (de) * 1994-10-19 1996-04-25 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Verfahren zum Betrieb einer Entladungslampe und Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Entladungslampe
DE19515511A1 (de) * 1995-04-27 1996-10-31 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Verfahren und Schaltungsanordnung zum Starten und Betreiben einer Entladungslampe
DE19515510A1 (de) * 1995-04-27 1997-02-20 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Schaltungsanordnung zum Impulsbetrieb von Entladungslampen
US5740241A (en) * 1995-05-12 1998-04-14 Carrier Access Corporation T1 channel bank control process and apparatus
FR2742010B1 (fr) * 1995-11-30 1998-02-13 Sgs Thomson Microelectronics Dispositif d'amelioration du facteur de puissance d'une alimentation redressee
DE19714980C2 (de) * 1997-04-10 2001-01-04 Asm Automation Sensorik Messte Ultraschall-Positionssensor mit einem Impulsgenerator zur Erzeugung von kurzen Spannungsimpulsen
FR2765045B1 (fr) * 1997-06-24 1999-09-03 Sgs Thomson Microelectronics Dispositif d'ajustement du courant de charge d'un condensateur de stockage
US5844791A (en) * 1997-06-30 1998-12-01 Mte Corporation Single-phase harmonic filter system
US5894214A (en) * 1997-11-20 1999-04-13 Lucent Technologies Inc. Dual-output boost converter having enhanced input operating range
US6560128B1 (en) * 1999-02-12 2003-05-06 Satcon Power Systems Canada Ltd. Ferroresonance-suppressing static transfer switch
JP3829534B2 (ja) * 1999-05-26 2006-10-04 松下電工株式会社 放電灯点灯装置
CN1383604A (zh) * 2000-04-21 2002-12-04 皇家菲利浦电子有限公司 交流/直流变换器
JP3600915B1 (ja) * 2003-10-09 2004-12-15 ローム株式会社 スイッチング電源装置及び表示装置付き電子機器
US7109668B2 (en) * 2003-10-30 2006-09-19 I.E.P.C. Corp. Electronic lighting ballast
US20070194721A1 (en) * 2004-08-20 2007-08-23 Vatche Vorperian Electronic lighting ballast with multiple outputs to drive electric discharge lamps of different wattage
TWI335717B (en) * 2007-07-06 2011-01-01 Jentec Technology Co Ltd Power supply capable of reducing secondary-side noise
US8260201B2 (en) * 2007-07-30 2012-09-04 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Dispersive antenna for RFID tags
KR101564561B1 (ko) * 2008-09-18 2015-11-02 오스람 게엠베하 부스트 컨버터 그리고 부스트 컨버터 상에서 전기 부하를 동작시키기 위한 방법
KR101513822B1 (ko) * 2011-01-31 2015-04-20 신덴겐코교 가부시키가이샤 역률 개선 회로
JP5811329B2 (ja) * 2011-07-08 2015-11-11 東芝ライテック株式会社 電源装置
CN104297553B (zh) * 2014-10-28 2017-09-15 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 输出电压检测电路、控制电路和开关型变换器
CN108051632B (zh) * 2017-12-19 2023-06-06 西安安森智能仪器股份有限公司 一种变送器负载供电的方法
CN112701881B (zh) * 2021-01-25 2022-03-18 上海雷诺尔科技股份有限公司 高压串联可控硅双电源触发系统

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2451752A (en) 1946-08-24 1948-10-19 Ibm Record punching machine

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE1638009B2 (de) * 1968-01-23 1972-08-24 Danfoss A/S, Nordborg (Danemark) Gleichspannungsgespeiste, geregelte gleichspannungsversorgung
AT374637B (de) * 1980-12-15 1984-05-10 Zumtobel Ag Schaltungsanordnung zum betrieb einer last aus einem wechselstromnetz
EP0059053A3 (en) * 1981-02-21 1983-05-18 THORN EMI plc Switched mode power supply
GB8316352D0 (en) * 1983-06-16 1983-07-20 Motorola Inc Dc-dc converter
JPS6028484U (ja) * 1983-07-29 1985-02-26 富士電気化学株式会社 並列制御式チョッパ−回路
DE3445501A1 (de) * 1984-12-13 1986-06-19 Siemens Ag Schaltungsanordnung fuer netzgleichrichter
DE3541308C1 (en) * 1985-11-22 1987-02-05 Philips Patentverwaltung DC power supply generator e.g. for gas discharge lamp - obtains regulated DC from mains supply giving sinusoidal input to filter and rectifier

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2451752A (en) 1946-08-24 1948-10-19 Ibm Record punching machine

Also Published As

Publication number Publication date
DE3627395A1 (de) 1988-02-18
EP0256231A3 (en) 1988-11-09
EP0256231B1 (de) 1991-01-16
JPS6356166A (ja) 1988-03-10
ATE60174T1 (de) 1991-02-15
US4792887A (en) 1988-12-20
EP0256231A2 (de) 1988-02-24
DE3767404D1 (de) 1991-02-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2710615B2 (ja) 制御回路
US6194885B1 (en) Boosting active filter system and controller for boosting active filter
US5436550A (en) AC-DC converter having saw-tooth wave generating circuit in active filter
KR100796890B1 (ko) 스위칭 전원장치
JP2808190B2 (ja) 力率が改善された電源装置
US20030035311A1 (en) Method and apparatus for active inrush current control for AC to DC converters
JPH06335241A (ja) トランス結合型２次直流電源生成装置
JP2001112242A (ja) 変換器
CN1077349C (zh) 电源电路
JPH02250670A (ja) スイッチング電源
JP3974940B2 (ja) 電源
JP3418822B2 (ja) 突入電流抑制回路
JP2000341957A (ja) 電源装置
JPS60194757A (ja) スイツチング電源装置
WO2001082459A1 (en) Ac-dc converter
JP2004187417A (ja) 交流／直流変換装置
JP3215273B2 (ja) スイッチング電源
JPH08221141A (ja) 電源回路
JP4348472B2 (ja) スイッチング電源装置
JP3395795B2 (ja) 放電灯点灯装置
JP4253809B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3862252B2 (ja) アクティブ型力率改善回路
JP3026709U (ja) スイッチング電源
JP2619422B2 (ja) 電源装置
JPH09266673A (ja) 直流電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees