JPS6356166A - 制御回路 - Google Patents
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- JPS6356166A JPS6356166A JP62201669A JP20166987A JPS6356166A JP S6356166 A JPS6356166 A JP S6356166A JP 62201669 A JP62201669 A JP 62201669A JP 20166987 A JP20166987 A JP 20166987A JP S6356166 A JPS6356166 A JP S6356166A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/1563—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
この発明は、正弦波形の電流を取り込み、正弦波形の交
流電圧を、制御された直流電圧に変換するパワーバック
スイッチの制御回路に関する。
流電圧を、制御された直流電圧に変換するパワーバック
スイッチの制御回路に関する。
（従来の技術）
この種の制御回路は、特に回路網整流回路におけるアク
ティブハーモニックフィルタを制御するためものである
。この種のハーモニックフィルタを用いれば、高調波が
少なくほぼ正弦波形を有する電流を電流供給回路網から
得ることができる。
ティブハーモニックフィルタを制御するためものである
。この種のハーモニックフィルタを用いれば、高調波が
少なくほぼ正弦波形を有する電流を電流供給回路網から
得ることができる。
従って、力率（ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ）がほとんど
１であり、出力からは制御された直流電圧が得られる。
１であり、出力からは制御された直流電圧が得られる。
゛°ジーメンスコンポーネンツ２４ （５ｉｃｎ＋ａｎ
ｓＣＯＩｌｐＯｎｆ３ｎｔＳ ２４ ）”１９８６年第
１号９〜１３頁及び３０頁には、このタイプのハーモニ
ックフィルタが記載されている。このフィルタは基本的
には回路網整流回路と、その前段に接続−された干渉制
御フィルタ（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｓｕｐｐｒｅ
ｓｓｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ ）と、後段に接続されたパ
ワーバックスイッチとから成る。後者のパワーバックス
イッチは、この場合には低入力キャパシタンスを有する
昇圧回路（ｓｔｅｐ−ｕｐ ｃｉｒｃｕｉｔ ）として
機能する。
ｓＣＯＩｌｐＯｎｆ３ｎｔＳ ２４ ）”１９８６年第
１号９〜１３頁及び３０頁には、このタイプのハーモニ
ックフィルタが記載されている。このフィルタは基本的
には回路網整流回路と、その前段に接続−された干渉制
御フィルタ（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｓｕｐｐｒｅ
ｓｓｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ ）と、後段に接続されたパ
ワーバックスイッチとから成る。後者のパワーバックス
イッチは、この場合には低入力キャパシタンスを有する
昇圧回路（ｓｔｅｐ−ｕｐ ｃｉｒｃｕｉｔ ）として
機能する。
第１図は昇圧回路の形で用いられる周知のハーモニック
フィルタの主要回路図である。回路網整流回路からの入
力電圧ＵＥは、パワーバックスイッチの入力コンデンサ
ＣＥに印加される。入力コンデンサＣＦの一端はアース
され、他の一端はコイルＬＳとダイオードＤを介しで出
力コンデンサＣＬの一端に接続されている。また、制御
された出力電圧ＵＯは、出力コンデンサＣＬの端部に印
加されて電気負荷Ｒ［に電力を供給する。スイッチ素子
が制御回路によって駆動された時、コイルＬＳの後段に
設けられたトランジスタＴＱはこのスイッチ素子をブリ
ッジする。こうした種類の回路は、その直流の出力電圧
ＩＪｏの最小値が、回路網電圧の最大値よりも若干大き
い昇圧回路として機能することが知られている。
フィルタの主要回路図である。回路網整流回路からの入
力電圧ＵＥは、パワーバックスイッチの入力コンデンサ
ＣＥに印加される。入力コンデンサＣＦの一端はアース
され、他の一端はコイルＬＳとダイオードＤを介しで出
力コンデンサＣＬの一端に接続されている。また、制御
された出力電圧ＵＯは、出力コンデンサＣＬの端部に印
加されて電気負荷Ｒ［に電力を供給する。スイッチ素子
が制御回路によって駆動された時、コイルＬＳの後段に
設けられたトランジスタＴＱはこのスイッチ素子をブリ
ッジする。こうした種類の回路は、その直流の出力電圧
ＩＪｏの最小値が、回路網電圧の最大値よりも若干大き
い昇圧回路として機能することが知られている。
制御回路の目的は、入力における電流の取込みをできる
限り正弦波形にし、また出力においては、回路網あるい
は負荷の変動にかかわらず制御された出力電圧ＵＯ１制
御された出力電流■ｏ１あるいは制御された出力ＰＯが
得られるようにトランジスタＴＱを制御することである
。コイルＬＳにおいては電流の飛び（ｇａｐ＞が生じて
はならない。
限り正弦波形にし、また出力においては、回路網あるい
は負荷の変動にかかわらず制御された出力電圧ＵＯ１制
御された出力電流■ｏ１あるいは制御された出力ＰＯが
得られるようにトランジスタＴＱを制御することである
。コイルＬＳにおいては電流の飛び（ｇａｐ＞が生じて
はならない。
というのは、さもないと回路網電流はもはや正弦波形で
なくなるからである。このことにより、トランジスタＴ
ＱはコイルＬＳが放電された時のみ動作する必要がある
。従って、コイルＬＳの状態を測定するために、回路に
は２次巻線が設けられている。コイルＬｓが放電された
時のみトランジスタＴＱを駆動すると、駆ｖＪ電流が常
に一定である場合には回路網電圧に比例した、すなわち
通常の場合には正弦波形の回路網電流を得ることができ
る。出力電圧Ｕｏ （あるいは出力電流１ｏもしくは
゛出力Ｐａ ）を制御するためには、トランジスタＴＱ
動作時間ｔ１、従ってコイル［Ｓの充電時間を用いてい
る。これは、スイッチオフ時間はコイルが完全に放電す
る時間によってのみ決定されるからである。
なくなるからである。このことにより、トランジスタＴ
ＱはコイルＬＳが放電された時のみ動作する必要がある
。従って、コイルＬＳの状態を測定するために、回路に
は２次巻線が設けられている。コイルＬｓが放電された
時のみトランジスタＴＱを駆動すると、駆ｖＪ電流が常
に一定である場合には回路網電圧に比例した、すなわち
通常の場合には正弦波形の回路網電流を得ることができ
る。出力電圧Ｕｏ （あるいは出力電流１ｏもしくは
゛出力Ｐａ ）を制御するためには、トランジスタＴＱ
動作時間ｔ１、従ってコイル［Ｓの充電時間を用いてい
る。これは、スイッチオフ時間はコイルが完全に放電す
る時間によってのみ決定されるからである。
従来の制御回路においては、トランジスタＴＱの動作時
間ｔ１は、瞬時の入力電圧Ｕ［と、瞬時の出力電圧ＵＯ
１および、その時にトランジスタＴＱを流れる電流とに
よって与えられる情報を取り込む比較的複雑な回路によ
って制御される。さらに、コイルが完全に放電したこと
を示す信号がコイルの２次巻線から回路には送られる。
間ｔ１は、瞬時の入力電圧Ｕ［と、瞬時の出力電圧ＵＯ
１および、その時にトランジスタＴＱを流れる電流とに
よって与えられる情報を取り込む比較的複雑な回路によ
って制御される。さらに、コイルが完全に放電したこと
を示す信号がコイルの２次巻線から回路には送られる。
従来の回路は、実際の出力電圧と所望の出力電圧の比較
を行う第１の可変増幅器と、この第１の可変増幅器の出
力差を取り込む乗算器（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）と、ト
ランジスタを流れる実際の電流と所望の電流値とを比較
し、その出力信号が駆動段を制御する第２の可変増幅器
とを有する。また駆動段には増幅器以外にエフレス・ジ
ョルダン（Ｅｃｃ Ｉｅｓ−Ｊｏｒｄａｎ ）回路や数
個の論理素子が含まれている。
を行う第１の可変増幅器と、この第１の可変増幅器の出
力差を取り込む乗算器（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）と、ト
ランジスタを流れる実際の電流と所望の電流値とを比較
し、その出力信号が駆動段を制御する第２の可変増幅器
とを有する。また駆動段には増幅器以外にエフレス・ジ
ョルダン（Ｅｃｃ Ｉｅｓ−Ｊｏｒｄａｎ ）回路や数
個の論理素子が含まれている。
（発明が解決しようとする問題点）
従来の回路はその複雑さの他に、トランジスタＴＱのス
イッチングがコイルの２次巻線を介して行われるために
、スイッチング時間を正確に決められないという欠点を
有する。トランジスタＴＱのスイッチングが早すぎると
、ダイオードＤの反転回復周期（ｒｅｖｅｒｓｅ ｒｅ
ｃｏｖｅｒｙ ｐｅｒｉｏｄ ）のために出力コンデン
サＣ［からトランジスタ中ヘフラッシュ電流が流れる危
険がある。このフラッシュ電流はトランジスタＴＱおよ
び、あるいはダイオードＤに負担を掛は過ぎたり、ある
いは破壊することもあり得る。また、昇圧回路の効率も
低下する。一方、スイッチオフ時間がコイルＬｓの放電
時間よりも長い場合には、コイルｌ−ｓの浮遊インダク
タンスとトランジスタ、巻線、ダイオードの寄生容量の
ために、望ましくない発振が生じて回路の効率を低下さ
せる。さらに、望ましくない電流の飛びが生じると、正
弦波形が歪むことになる。
イッチングがコイルの２次巻線を介して行われるために
、スイッチング時間を正確に決められないという欠点を
有する。トランジスタＴＱのスイッチングが早すぎると
、ダイオードＤの反転回復周期（ｒｅｖｅｒｓｅ ｒｅ
ｃｏｖｅｒｙ ｐｅｒｉｏｄ ）のために出力コンデン
サＣ［からトランジスタ中ヘフラッシュ電流が流れる危
険がある。このフラッシュ電流はトランジスタＴＱおよ
び、あるいはダイオードＤに負担を掛は過ぎたり、ある
いは破壊することもあり得る。また、昇圧回路の効率も
低下する。一方、スイッチオフ時間がコイルＬｓの放電
時間よりも長い場合には、コイルｌ−ｓの浮遊インダク
タンスとトランジスタ、巻線、ダイオードの寄生容量の
ために、望ましくない発振が生じて回路の効率を低下さ
せる。さらに、望ましくない電流の飛びが生じると、正
弦波形が歪むことになる。
（発明の目的）
この発明の目的は、構造が簡単で機能が改善された、前
述したパワーバックスイッチの制御回路を提供すること
である。
述したパワーバックスイッチの制御回路を提供すること
である。
（問題点を解決するための手段）
この発明においては、特許請求の範囲第１項に記載した
特徴を有する制御スイッチによってこの問題を解決して
いる。
特徴を有する制御スイッチによってこの問題を解決して
いる。
コイルとダイオードとの間の接続点における電圧状態を
正確に直接測定しトランジスタを制御するために、スレ
ッショールド値スイッチを用いて簡単かつ効率良くトラ
ンジスタの動作時間を最適な状態に維持している。
正確に直接測定しトランジスタを制御するために、スレ
ッショールド値スイッチを用いて簡単かつ効率良くトラ
ンジスタの動作時間を最適な状態に維持している。
この発明による制御回路の実施例は、従属クレームにお
いて特徴付けられている。
いて特徴付けられている。
この発明による制御回路の他の特徴および利点は、添付
図面を参照しつつ説明する以下の実施例より明らかとな
ろう。
図面を参照しつつ説明する以下の実施例より明らかとな
ろう。
（実施例）
以下、図面に基づいてこの発明によるパワーバックスイ
ッチ制御回路の一実施例を説明する。
ッチ制御回路の一実施例を説明する。
第２図は、回路網（ｎｅｔｗｏｒｈ ）に対して用いら
れるアクティブハーモニツタフィルタ１０、整流回路１
２、昇圧回路１４およびこの発明による制御回路１６を
示している。
れるアクティブハーモニツタフィルタ１０、整流回路１
２、昇圧回路１４およびこの発明による制御回路１６を
示している。
アクティブハーモニックフィルタ１０および整流回路１
２は周知のものであり、詳しくは説明しない。整流回路
１２の出力側において、整流された入力電圧Ｕ［が昇圧
回路１４の比較的小さな入力コンデンサＣＥへ正の半波
正弦波の形で加えられる。入力コンデンサＣＥの負側端
子は共通のリード線（アース）２０へ接続されており、
もう−方の端子はコイルＩｓに接続されている。コイル
にＳはダイオードＤ１を介して、出力コンデンサＣしの
正側端子に接続されている。出力コンデンサＣＬは電解
コンデンサであり、入力コンデンサＧＥに比べてかなり
大きな容量を有する。制御された出力電圧ＵＯはこの出
力コンデンサＣ［に印加され、電気負荷Ｒ［に電力を供
給する。電気負荷ＲＬとしては、蛍光灯の安定抵抗器や
、テレビ受信機等の他の負荷が挙げられる。トランジス
タＴｏは、コイルＬＳとダイオードＤ１との接続点２２
とアースの間の領域を制御する。トランジスタＴＱへの
制御入力は、抵抗Ｒ１３を介して制御回路１６の出力信
号から供給される。瞬時の入力電圧ＵＥは入力コンデン
サＣ［の正側端子とコイルＬＳとの接続点２４において
検出され、接続点２６において制御回路１６へ送られる
。さらに、接続点２２の電圧はリード線２８によって制
御回路１６の入力３０へ送られる。
２は周知のものであり、詳しくは説明しない。整流回路
１２の出力側において、整流された入力電圧Ｕ［が昇圧
回路１４の比較的小さな入力コンデンサＣＥへ正の半波
正弦波の形で加えられる。入力コンデンサＣＥの負側端
子は共通のリード線（アース）２０へ接続されており、
もう−方の端子はコイルＩｓに接続されている。コイル
にＳはダイオードＤ１を介して、出力コンデンサＣしの
正側端子に接続されている。出力コンデンサＣＬは電解
コンデンサであり、入力コンデンサＧＥに比べてかなり
大きな容量を有する。制御された出力電圧ＵＯはこの出
力コンデンサＣ［に印加され、電気負荷Ｒ［に電力を供
給する。電気負荷ＲＬとしては、蛍光灯の安定抵抗器や
、テレビ受信機等の他の負荷が挙げられる。トランジス
タＴｏは、コイルＬＳとダイオードＤ１との接続点２２
とアースの間の領域を制御する。トランジスタＴＱへの
制御入力は、抵抗Ｒ１３を介して制御回路１６の出力信
号から供給される。瞬時の入力電圧ＵＥは入力コンデン
サＣ［の正側端子とコイルＬＳとの接続点２４において
検出され、接続点２６において制御回路１６へ送られる
。さらに、接続点２２の電圧はリード線２８によって制
御回路１６の入力３０へ送られる。
ダイオードＤ１と出力コンデンサＣＬとの接続点３２に
おいて出力電圧ＵＯはタップされ直列に接続された抵抗
Ｒ１，Ｒ２を介して制御回路１６の入力３４へ送られる
。
おいて出力電圧ＵＯはタップされ直列に接続された抵抗
Ｒ１，Ｒ２を介して制御回路１６の入力３４へ送られる
。
制御回路１６は、最も重要なコンポーネントとしてシュ
ミットトリガＳＴｃを有する。シュミットトリガＳＴｃ
は、スレッショールド値スイッヂとして作用してトラン
ジスタＴＱを制御すると共に、トランジスタＴＱの動作
時間を制御する。すなわち、シュミットトリガＳＴｃの
入力に接続されたコンデンサＣ１２の負荷に応じてコイ
ルＬＳの充電時間を制御する。トランジスタＴＱの動作
時間は、シュミットトリガＳＴｃの上側ヒステリシスス
レッショールド電圧までコンデンサＣ１２が放電する時
間によって直接に決定される。
ミットトリガＳＴｃを有する。シュミットトリガＳＴｃ
は、スレッショールド値スイッヂとして作用してトラン
ジスタＴＱを制御すると共に、トランジスタＴＱの動作
時間を制御する。すなわち、シュミットトリガＳＴｃの
入力に接続されたコンデンサＣ１２の負荷に応じてコイ
ルＬＳの充電時間を制御する。トランジスタＴＱの動作
時間は、シュミットトリガＳＴｃの上側ヒステリシスス
レッショールド電圧までコンデンサＣ１２が放電する時
間によって直接に決定される。
コンデンサＣ１２の放電時間は、電流ＩＣ１２によって
決定され、電流ｉ ｃ１２はさらに以下の３つの要因か
ら決定される。つまり、 ａ）一端がたとえば１２Ｖの正の参照電圧＋ＬＩＤ［ｌ
に接続され、他端がコンデンサＣ１２とシュミットトリ
ガＳＴｃの入力との接続点３８に接続された抵抗Ｒ１２
を流れる電流によって決まる。コンデンサＣ１２に対し
て一定の放電時間を得、従ってトランジスタＴＱに対し
て一定な動作時間を得るためには、この基本的な電流だ
けで十分であろう。
決定され、電流ｉ ｃ１２はさらに以下の３つの要因か
ら決定される。つまり、 ａ）一端がたとえば１２Ｖの正の参照電圧＋ＬＩＤ［ｌ
に接続され、他端がコンデンサＣ１２とシュミットトリ
ガＳＴｃの入力との接続点３８に接続された抵抗Ｒ１２
を流れる電流によって決まる。コンデンサＣ１２に対し
て一定の放電時間を得、従ってトランジスタＴＱに対し
て一定な動作時間を得るためには、この基本的な電流だ
けで十分であろう。
ｂ）接続点２４と、接続点３８の間に接続された抵抗Ｒ
１１を流れる電流によって決まる。抵抗Ｒ１１を流れる
電流は、その時の回路網電圧に依存する瞬時の入力電圧
Ｕ［に比例し、抵抗Ｒ１２を流れる電流に加えられる。
１１を流れる電流によって決まる。抵抗Ｒ１１を流れる
電流は、その時の回路網電圧に依存する瞬時の入力電圧
Ｕ［に比例し、抵抗Ｒ１２を流れる電流に加えられる。
従って、瞬時の入力電圧ＵＥが増大すると、コンデンサ
Ｃ１２の充電反転時間は減少する。
Ｃ１２の充電反転時間は減少する。
Ｃ）抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接続点３２で得られる出力
電圧ＵＯによって決まる。出力電圧ＵＯは、後述するよ
うに参照電圧回路網を介して電流ｉ Ｒ４を発生する。
電圧ＵＯによって決まる。出力電圧ＵＯは、後述するよ
うに参照電圧回路網を介して電流ｉ Ｒ４を発生する。
電流ｉ Ｒ４は可変抵抗Ｒ４において電圧降下を生じ、
ツェナーダイオードＤ６を制御する。これによって電流
ｉ Ｒ６が変化し、さらにｉ Ｒ５が変化する。この結
果、コンデンサＣ１２の充電反転時間は、瞬時の出力電
圧ＵＯの関数として減少し、従って出力電圧ＵＯの値も
制御される。
ツェナーダイオードＤ６を制御する。これによって電流
ｉ Ｒ６が変化し、さらにｉ Ｒ５が変化する。この結
果、コンデンサＣ１２の充電反転時間は、瞬時の出力電
圧ＵＯの関数として減少し、従って出力電圧ＵＯの値も
制御される。
また、最大動作時間ｔ １ｍａｘは、入力電圧ｊｌＥが
０に近づいた時に得られる。従って“昇圧回路”の下側
動作周波数範囲が与えられ、抵抗Ｒ１２の値は動作時間
ｔ１に比例する。前述の下側動作周波数範囲は人間の可
聴周波数範囲外になければならない。
０に近づいた時に得られる。従って“昇圧回路”の下側
動作周波数範囲が与えられ、抵抗Ｒ１２の値は動作時間
ｔ１に比例する。前述の下側動作周波数範囲は人間の可
聴周波数範囲外になければならない。
電流１Ｒ１１は、瞬時の入力電圧ｔＪＥ （あるいは
瞬時の回路網電圧ＵＮ）の関数としてｌＲ１２によって
与えられる動作時間ｔ１を変化させる。従って、動作時
間ｔ１は短くなる。ｉ Ｒ１１の影響が小さい場合、す
なわち抵抗Ｒ１１が比較的大きい場合、回路網電流はほ
とんど正弦波であり、１Ｒ１１の大きさが中程度である
場合には回路網電流は半円形を有し、回路網電圧のゼロ
交差領域における過渡特性が改善される。回路網電流の
取り込みが半円形あるいは台形（ｔｒａｐｅｃｉｕｍ
）を有する場合には、トランジスタＴＱおよびダイオー
ドＤ１からの電流の最大値は小さくなり、損失も小さく
なる。また他の利点は、昇圧回路１４の出力における交
流リップルが小さくなることである。
瞬時の回路網電圧ＵＮ）の関数としてｌＲ１２によって
与えられる動作時間ｔ１を変化させる。従って、動作時
間ｔ１は短くなる。ｉ Ｒ１１の影響が小さい場合、す
なわち抵抗Ｒ１１が比較的大きい場合、回路網電流はほ
とんど正弦波であり、１Ｒ１１の大きさが中程度である
場合には回路網電流は半円形を有し、回路網電圧のゼロ
交差領域における過渡特性が改善される。回路網電流の
取り込みが半円形あるいは台形（ｔｒａｐｅｃｉｕｍ
）を有する場合には、トランジスタＴＱおよびダイオー
ドＤ１からの電流の最大値は小さくなり、損失も小さく
なる。また他の利点は、昇圧回路１４の出力における交
流リップルが小さくなることである。
出力電圧ＵＯが印加される制御回路１６の入力３４には
、参照電圧回路が接続されている。この参照電圧回路は
、ツェナーダイオードＤ６から成る。ツェナーダイオー
ドＤ６のカソードは正の参照電圧＋ＵＤ［＋に接続され
ている。一方、アノードは抵抗Ｒ５に接続されると共に
、電圧分割用の抵抗Ｒ６，Ｒ７を介してアースに接続さ
れている。
、参照電圧回路が接続されている。この参照電圧回路は
、ツェナーダイオードＤ６から成る。ツェナーダイオー
ドＤ６のカソードは正の参照電圧＋ＵＤ［＋に接続され
ている。一方、アノードは抵抗Ｒ５に接続されると共に
、電圧分割用の抵抗Ｒ６，Ｒ７を介してアースに接続さ
れている。
ツェナーダイオードＤ６のアノードは、可変抵抗Ｒ４を
介して制御回路１６の入力３４にも接続されている。一
方、正の参照電圧＋ＬＪＤＤは、コンデンサＣ１３を介
して入力３４に加えられる。入力３４には制御可能なツ
ェナーダイオードＤ６の制御人力Ｒも接続されている。
介して制御回路１６の入力３４にも接続されている。一
方、正の参照電圧＋ＬＪＤＤは、コンデンサＣ１３を介
して入力３４に加えられる。入力３４には制御可能なツ
ェナーダイオードＤ６の制御人力Ｒも接続されている。
出力電圧ＵＯが増大するにつれて、アノードと制御人力
Ｒとの間の電圧も増大し、この結果ｉ ０６は増大し抵
抗Ｒ５およびダイオードＤ１１を介するコンデンサＣ１
２の充電時間は減少する。従って、コイルしＳの充電時
間は減少し、出力電圧ｕｏは制御されて所望の値に達す
る。出力電圧ＵＯは、可変抵抗Ｒ４によって所望する様
々の値に調節することができる。
Ｒとの間の電圧も増大し、この結果ｉ ０６は増大し抵
抗Ｒ５およびダイオードＤ１１を介するコンデンサＣ１
２の充電時間は減少する。従って、コイルしＳの充電時
間は減少し、出力電圧ｕｏは制御されて所望の値に達す
る。出力電圧ＵＯは、可変抵抗Ｒ４によって所望する様
々の値に調節することができる。
コイルＬＳが放電（ｄｅｃｈａｒｇｉｎ（１） Ｌ／た
後、再びコイルＬＳの充電が始まる時間を決定すること
、つまりトランジスタＴＱの動作開始（ＳｔｅＤＦｌｉ
ｎｇ）を決定することはこの発明にとって非常に重要な
ことである。既に述べたように、これに対する前提条件
はコイルＬＳが事前に完全に放電し、コイルＬＳの放電
停止のあと、ダイオードＤ１の反転回復周期が終了して
いることである。このため、コイルＬＳとダイオードＤ
１との間の接続点２２における電圧が測定され、この電
圧が直列に接続されたコンデンサＣ１０および抵抗Ｒ８
を介して制御回路１６の入力へ送られる。コイルｉｓの
放電が終了し、ダイオードＤ１がブロックされると、電
圧はＵＯからＯヘジャンプする。この結果１〜ランジス
タＴＱはシュミットトリガＳＴａ 、ＳＴｂ 。
後、再びコイルＬＳの充電が始まる時間を決定すること
、つまりトランジスタＴＱの動作開始（ＳｔｅＤＦｌｉ
ｎｇ）を決定することはこの発明にとって非常に重要な
ことである。既に述べたように、これに対する前提条件
はコイルＬＳが事前に完全に放電し、コイルＬＳの放電
停止のあと、ダイオードＤ１の反転回復周期が終了して
いることである。このため、コイルＬＳとダイオードＤ
１との間の接続点２２における電圧が測定され、この電
圧が直列に接続されたコンデンサＣ１０および抵抗Ｒ８
を介して制御回路１６の入力へ送られる。コイルｉｓの
放電が終了し、ダイオードＤ１がブロックされると、電
圧はＵＯからＯヘジャンプする。この結果１〜ランジス
タＴＱはシュミットトリガＳＴａ 、ＳＴｂ 。
ＳＴｃを介しコンデンサＣＩＯと抵抗Ｒ８から成るＲＣ
結合によって直接部ｆ力される。これによって、コイル
１ｓは充電されるがこの充電はコンデン→Ｊ−０１２の
充電によって接続点３８がシュミットトリガＳＴｃの上
側スレッショールド電圧に達するまで続く。この時点で
コンデンサＣ１２ＧニステツプしてトランジスタＴＱを
ブロックする。回路を駆動でる時のスタート状態を実現
づ“るために、ｉｌｌ ｔｉｔ回路１６にはシュミット
トリガＳＴａが設けられている。シュミットトリガＳＴ
ａの入力は抵抗Ｒ８の自由端に接続され（入力電圧に対
して）、ダイオード０７．Ｄ８を介してマス（ｍａｓｓ
）と参照電圧→−ＵＤＤの間にクランプされている。電
圧がジャンプする時、抵抗Ｒ８における入力電圧はＡ；
常に大きくなるため、シュミットトリガＳＴａを破壊し
ないような値にクランプされる。シュミットトリガＳＴ
ａの出力は抵抗Ｒ９を介してシュミットトリガＳＴａの
入力に接続されている。また、シュミットトリガＳＴａ
の出力は抵抗Ｒ１０を介してシュミットトリガＳＴｂの
入力に接続されている。シュミントトリガＳＴｂはイン
バータとして機能し、その出力はコンデンサＣ１２の一
端に接続されている。シュミットトリガＳＴｂの入力は
、電圧分割用の抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点へもダイオード
Ｄ９を介して接続されている。
結合によって直接部ｆ力される。これによって、コイル
１ｓは充電されるがこの充電はコンデン→Ｊ−０１２の
充電によって接続点３８がシュミットトリガＳＴｃの上
側スレッショールド電圧に達するまで続く。この時点で
コンデンサＣ１２ＧニステツプしてトランジスタＴＱを
ブロックする。回路を駆動でる時のスタート状態を実現
づ“るために、ｉｌｌ ｔｉｔ回路１６にはシュミット
トリガＳＴａが設けられている。シュミットトリガＳＴ
ａの入力は抵抗Ｒ８の自由端に接続され（入力電圧に対
して）、ダイオード０７．Ｄ８を介してマス（ｍａｓｓ
）と参照電圧→−ＵＤＤの間にクランプされている。電
圧がジャンプする時、抵抗Ｒ８における入力電圧はＡ；
常に大きくなるため、シュミットトリガＳＴａを破壊し
ないような値にクランプされる。シュミットトリガＳＴ
ａの出力は抵抗Ｒ９を介してシュミットトリガＳＴａの
入力に接続されている。また、シュミットトリガＳＴａ
の出力は抵抗Ｒ１０を介してシュミットトリガＳＴｂの
入力に接続されている。シュミントトリガＳＴｂはイン
バータとして機能し、その出力はコンデンサＣ１２の一
端に接続されている。シュミットトリガＳＴｂの入力は
、電圧分割用の抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点へもダイオード
Ｄ９を介して接続されている。
ダイオードＤ１２は、抵抗Ｒ５とダイオードＤ１１との
接続点をシュミットトリガＳＴｃの出力へ接続しており
、シュミットトリガＳＴｃはスレッショールド値スイッ
チとして機能する。
接続点をシュミットトリガＳＴｃの出力へ接続しており
、シュミットトリガＳＴｃはスレッショールド値スイッ
チとして機能する。
回路網電圧が高い時に、入力電圧Ｕ［の瞬時値が出力電
圧ＵＯに近づくと出力コンデンサＣ［にはコンデンサＣ
７を介して回路網からざらにエネルギが供給され、コイ
ルＬＳとダイオード０１を介してスイッチングされる。
圧ＵＯに近づくと出力コンデンサＣ［にはコンデンサＣ
７を介して回路網からざらにエネルギが供給され、コイ
ルＬＳとダイオード０１を介してスイッチングされる。
抵抗Ｒ１，Ｒ２は、マスと接続されたコンデンサＣ９と
共に１部材を形成している。抵抗Ｒ２の他端は、直列に
接続された抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１１を介して正の参
照電圧＋ＵＤＤに接続されている。このＲＣ結合により
、可変抵抗Ｒ４を流れる制ｍＴｉＷｉ ＋ Ｒ４７’＋
１６４．ｔｌ ００８７（７）ＩＪ ッフルｆｆｉ消す
れ、またシステムが発振しやすくなる傾向が抑えられる
。コンデンサＣ１１を参照電圧子ＵｔｌＤに接続するこ
とで、スタートの時にυＪｗＪ電流ｉ電流は可能な限り
大きくなり、スタートはスムーズになる。
共に１部材を形成している。抵抗Ｒ２の他端は、直列に
接続された抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１１を介して正の参
照電圧＋ＵＤＤに接続されている。このＲＣ結合により
、可変抵抗Ｒ４を流れる制ｍＴｉＷｉ ＋ Ｒ４７’＋
１６４．ｔｌ ００８７（７）ＩＪ ッフルｆｆｉ消す
れ、またシステムが発振しやすくなる傾向が抑えられる
。コンデンサＣ１１を参照電圧子ＵｔｌＤに接続するこ
とで、スタートの時にυＪｗＪ電流ｉ電流は可能な限り
大きくなり、スタートはスムーズになる。
つまり出力コンデンサＣ［における出ツノ１Ｍ圧（Ｊ。
は徐々に立ち上がる。
抵抗Ｒ１４が接続点２６と正の参照電圧＋ＬＪ［ｌＤの
１ｍに挿入されている。また、抵抗Ｒ１２と並列にダイ
オード０１０が接続されている。シュミツ（−トリガＳ
Ｔｃの入力には、ダイオード０１４を介して接続点３８
に外部スイッヂオフ信号が加えられる。
１ｍに挿入されている。また、抵抗Ｒ１２と並列にダイ
オード０１０が接続されている。シュミツ（−トリガＳ
Ｔｃの入力には、ダイオード０１４を介して接続点３８
に外部スイッヂオフ信号が加えられる。
以下において、第３ａ図および第３ｂ図を参照しつつこ
の発明による制御Ｉ回路（第２図）の動作原理について
さらに詳しく説明する。
の発明による制御Ｉ回路（第２図）の動作原理について
さらに詳しく説明する。
回路網電圧が第２図のへ−モニツクフィルタに加えられ
ると、アクティブハーモニックフィルタ１０と整流回路
１２を介して昇圧回路１４に供給される入力電圧ＬＪＥ
は、正の半円形波になる。リニアに増大する電流によっ
て、コイルＬＳには飽和するまでエネルギが蓄積される
。充電時間は、！ｆ、Ｉ＋御回路１６によって決定され
る。トランジスタＴＱがブロックされるとコイルＬＳは
ダイオードＤ１を介して放電し、出力コンデンサＣ［が
充電されて出力電圧ＵＯが発生、する。
ると、アクティブハーモニックフィルタ１０と整流回路
１２を介して昇圧回路１４に供給される入力電圧ＬＪＥ
は、正の半円形波になる。リニアに増大する電流によっ
て、コイルＬＳには飽和するまでエネルギが蓄積される
。充電時間は、！ｆ、Ｉ＋御回路１６によって決定され
る。トランジスタＴＱがブロックされるとコイルＬＳは
ダイオードＤ１を介して放電し、出力コンデンサＣ［が
充電されて出力電圧ＵＯが発生、する。
前述したようにフィルＬＳの放電状態の決定は重要であ
り、これはコンデンサＣＩＯと抵抗Ｒ８から成るタイミ
ング回路によって行われる。ダイオードＤ１を流れる電
流がＯまで減少づると、接続点２２における電圧は出力
電圧ＵＯがら０にジャンプする。寄生容ｆｆｉ （＋）
ａｒａｓｉｔａｒｙ ＣａｐａＣｉｔｉＯ３）によって
、コイルしｓは減衰振動を発生しようとする。この＠勅
は抵抗Ｒ８とコンデンサＣ１０から成るタイミング回路
によって検出され、振動における最初の下降部（ｆａｌ
ｌｉｎｇ Ｒａｎｋ ）は、正の参照電圧＋ＵＤＤに対
するダイオードＤ７，０８のクランプにより、シュミッ
トトリガＳＴａのパノＪに加えられ、シュミットトリガ
ＳＴａの出力は論理０にスイッチングされる。シュミッ
トトリガＳＴａの出力が論理１になると、抵抗Ｒ１０を
介してシュミツ＋−ｔ−リガＳＴｂの入力は論理１に変
わる。この結果、シュミットトリガ５Ｔｔｌの出力は論
理１から論理０に変わる。この変化はコンデンサＣ１２
を介してシュミットトリガＳＴｃの入力に送られる。シ
ュミットトリガＳＴｃはスレッショールド値スイッチと
して機能し、その出力は論理１ヘジヤンプする。これに
よってトランジスタＴＱが駆動され、コイルＬＳの充電
がリニアに行われる。トランジスタの動作時間ｔ１が経
過すると、電流ｉ ＴＱの値は、 ＩＥＸｔ１ ｉ ａ＋ａｘ ÷ □ Ｓ に達する。このことは、最大電流が一方では瞬時の入力
電圧ＵＥに依存し、他方ではコイルＬＳの充電時間、あ
るいはトランジスタＴＱの動作時間ｔ１に依存すること
を意味している。
り、これはコンデンサＣＩＯと抵抗Ｒ８から成るタイミ
ング回路によって行われる。ダイオードＤ１を流れる電
流がＯまで減少づると、接続点２２における電圧は出力
電圧ＵＯがら０にジャンプする。寄生容ｆｆｉ （＋）
ａｒａｓｉｔａｒｙ ＣａｐａＣｉｔｉＯ３）によって
、コイルしｓは減衰振動を発生しようとする。この＠勅
は抵抗Ｒ８とコンデンサＣ１０から成るタイミング回路
によって検出され、振動における最初の下降部（ｆａｌ
ｌｉｎｇ Ｒａｎｋ ）は、正の参照電圧＋ＵＤＤに対
するダイオードＤ７，０８のクランプにより、シュミッ
トトリガＳＴａのパノＪに加えられ、シュミットトリガ
ＳＴａの出力は論理０にスイッチングされる。シュミッ
トトリガＳＴａの出力が論理１になると、抵抗Ｒ１０を
介してシュミツ＋−ｔ−リガＳＴｂの入力は論理１に変
わる。この結果、シュミットトリガ５Ｔｔｌの出力は論
理１から論理０に変わる。この変化はコンデンサＣ１２
を介してシュミットトリガＳＴｃの入力に送られる。シ
ュミットトリガＳＴｃはスレッショールド値スイッチと
して機能し、その出力は論理１ヘジヤンプする。これに
よってトランジスタＴＱが駆動され、コイルＬＳの充電
がリニアに行われる。トランジスタの動作時間ｔ１が経
過すると、電流ｉ ＴＱの値は、 ＩＥＸｔ１ ｉ ａ＋ａｘ ÷ □ Ｓ に達する。このことは、最大電流が一方では瞬時の入力
電圧ＵＥに依存し、他方ではコイルＬＳの充電時間、あ
るいはトランジスタＴＱの動作時間ｔ１に依存すること
を意味している。
シュミットトリガがＣ−ＭＯＳによって形成されている
時には、各シュミットトリガによる時間遅れは各々５Ｑ
ｎｓであることから、全体の時間遅れは１５０ｎＳであ
り、１μｓより小さく動作時間ｔ１と同程度である。Ｈ
−０ＭＯ８によって形成されたシュミットトリガの場合
には、素子当りの遅れは約１０ｎＳである。
時には、各シュミットトリガによる時間遅れは各々５Ｑ
ｎｓであることから、全体の時間遅れは１５０ｎＳであ
り、１μｓより小さく動作時間ｔ１と同程度である。Ｈ
−０ＭＯ８によって形成されたシュミットトリガの場合
には、素子当りの遅れは約１０ｎＳである。
前述したように、トランジスタＴＱの動作時間ｔ１、つ
まりコイルＬＳの充電時間は、コンデンサＣ１２がシュ
ミットトリガＳＴｃの上側ヒステリシススレッショール
ド電圧まで充電反転する時間によって直接に決定される
。コンデンサＣ１２は、シュミットトリガＳＴｂの出力
が論理１の時に放電される。充電時間は、入力電圧ＵＥ
がＯに近づく時に最大となり、入力電圧Ｕ［が増大して
出力電圧ＵＯが所望の値以上になると減少する。
まりコイルＬＳの充電時間は、コンデンサＣ１２がシュ
ミットトリガＳＴｃの上側ヒステリシススレッショール
ド電圧まで充電反転する時間によって直接に決定される
。コンデンサＣ１２は、シュミットトリガＳＴｂの出力
が論理１の時に放電される。充電時間は、入力電圧ＵＥ
がＯに近づく時に最大となり、入力電圧Ｕ［が増大して
出力電圧ＵＯが所望の値以上になると減少する。
動作時間ｔ１が経過すると、すなわちシュミットトリガ
ＳＴｃが駆動され、１−ランジスタＴＱがブロックされ
ると、コイルＬＳはダイオードＤ１を介して放電時間ｔ
２にわたって放電する。放電時間ｔ２が経過すると、コ
イルＬｓの放電状態は終り、新たな充電ブＯセスが開始
される。このようにして自由振動回路が形成され、撮動
の周波数は時間Ｔ＝ｔ１ ＋ｔ２の関数とじ７２０ＫＩ
ＩＺから１００ＫＨｚの間で可変である。
ＳＴｃが駆動され、１−ランジスタＴＱがブロックされ
ると、コイルＬＳはダイオードＤ１を介して放電時間ｔ
２にわたって放電する。放電時間ｔ２が経過すると、コ
イルＬｓの放電状態は終り、新たな充電ブＯセスが開始
される。このようにして自由振動回路が形成され、撮動
の周波数は時間Ｔ＝ｔ１ ＋ｔ２の関数とじ７２０ＫＩ
ＩＺから１００ＫＨｚの間で可変である。
第３ａ図および第３ｂ図は、振動の波形を示している。
第３ａ図はトランジスタＴＱを流れコイルＬＳを充電す
る電流と、ダイオードＤ１を流れる放電電流を示してい
る。第３ｂ図は接続点２２における電圧ＵＴＱをトラン
ジスタＴＱを介した時、介さない時について示している
。
る電流と、ダイオードＤ１を流れる放電電流を示してい
る。第３ｂ図は接続点２２における電圧ＵＴＱをトラン
ジスタＴＱを介した時、介さない時について示している
。
破線で示された減衰振動は、整流された交流の入力電圧
ＵＥの瞬時値によって振動する。また、この振動の最初
の立上がりが、シュミットトリガＳＴａの入力において
消されず、制御回路の状態が変わると、コイルＬＳの放
電が生じる。
ＵＥの瞬時値によって振動する。また、この振動の最初
の立上がりが、シュミットトリガＳＴａの入力において
消されず、制御回路の状態が変わると、コイルＬＳの放
電が生じる。
コンデンサＣ１２の充電反転とそれに続くシュミットト
リガＳＴｂ出力のスイッチングにより、シュミットトリ
ガＳＴｃには約５■の過大電圧、つまり参照電圧＋Ｕ
ＤＤ＋ ５ Ｖが加わる。しかし、シュミットトリガＳ
ＴｃはダイオードＤ１０によるクランプのため流れない
。内部保護回路を有する集積回路、例えばヘックスシュ
ミットトリガ回路４０１０６ （Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｈｅ
ｘ−３ｃｈａ＋ｉｔｔ ｔｒｉ（１（ｌｅｒ ４０１０
６ ）が用いられた場合には、ダイオードＤ１０は無く
てもよい。ダイオードを使用した場合には、高周波のパ
ルスを扱う場合、すなわちコイルＬＳが低回路網電流で
素早く再充電される場合にも、シュミットトリガＳＴｃ
の出力はただちに１へ再痕スイッチングされる。
リガＳＴｂ出力のスイッチングにより、シュミットトリ
ガＳＴｃには約５■の過大電圧、つまり参照電圧＋Ｕ
ＤＤ＋ ５ Ｖが加わる。しかし、シュミットトリガＳ
ＴｃはダイオードＤ１０によるクランプのため流れない
。内部保護回路を有する集積回路、例えばヘックスシュ
ミットトリガ回路４０１０６ （Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｈｅ
ｘ−３ｃｈａ＋ｉｔｔ ｔｒｉ（１（ｌｅｒ ４０１０
６ ）が用いられた場合には、ダイオードＤ１０は無く
てもよい。ダイオードを使用した場合には、高周波のパ
ルスを扱う場合、すなわちコイルＬＳが低回路網電流で
素早く再充電される場合にも、シュミットトリガＳＴｃ
の出力はただちに１へ再痕スイッチングされる。
出力電圧ＵＯが過大になるとコイルＩｓが充電されない
ようにシュミットトリガＳＴｃがスイッチオフされるた
め、出力電圧ＵＯが大きくなりすぎるようなことはない
。ツェナーダイオードＤ６の主要な役割は、回路を過大
電圧に対して保護することである。ツェナーダイオード
Ｄ６を流れる電流が増大すると、抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続
点における電圧は増大する。この電圧はダイオードＤ９
のためにシュミットトリガＳＴｂの入力における下側ヒ
ステリシススレッショールド電圧以下に下がることはな
い。シュミットトリガＳＴｂの出力は、出力電圧ＵＯが
抵抗Ｒ７によって設定される限界値を越えない限り、論
理１に留まる。コンデンサＣ１２がシュミットトリガＳ
Ｔｃの入力における上側ヒステリシススレッショールド
電圧まで充電された後、過大電圧状態が終るまでトラン
ジスタＴＱは保持される。これは、シュミットトリガＳ
Ｔｂの入力から抵抗Ｒ１０を介してバッファされている
シュミットトリガＳＴａの最初の振動に依存する。
ようにシュミットトリガＳＴｃがスイッチオフされるた
め、出力電圧ＵＯが大きくなりすぎるようなことはない
。ツェナーダイオードＤ６の主要な役割は、回路を過大
電圧に対して保護することである。ツェナーダイオード
Ｄ６を流れる電流が増大すると、抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続
点における電圧は増大する。この電圧はダイオードＤ９
のためにシュミットトリガＳＴｂの入力における下側ヒ
ステリシススレッショールド電圧以下に下がることはな
い。シュミットトリガＳＴｂの出力は、出力電圧ＵＯが
抵抗Ｒ７によって設定される限界値を越えない限り、論
理１に留まる。コンデンサＣ１２がシュミットトリガＳ
Ｔｃの入力における上側ヒステリシススレッショールド
電圧まで充電された後、過大電圧状態が終るまでトラン
ジスタＴＱは保持される。これは、シュミットトリガＳ
Ｔｂの入力から抵抗Ｒ１０を介してバッファされている
シュミットトリガＳＴａの最初の振動に依存する。
抵抗Ｒ９は、シュミットトリガＳＴａの入力コンデンサ
と共に、最初の発振を開始させるためのスタートティン
グジェネレータ（ＳｔａｒｔｉｎＯｇｅｎｅｒａｔｏｒ
）として用いられる。
と共に、最初の発振を開始させるためのスタートティン
グジェネレータ（ＳｔａｒｔｉｎＯｇｅｎｅｒａｔｏｒ
）として用いられる。
上述した実施例は、構造が簡単で使用時に信頼性の高い
アクティブハーモニックフィルタに対する制御回路に関
するものである。使用法としては、シュミットトリガの
ような特にスレッショールド値によるスイッチングを行
う形のものである。
アクティブハーモニックフィルタに対する制御回路に関
するものである。使用法としては、シュミットトリガの
ような特にスレッショールド値によるスイッチングを行
う形のものである。
第１図は従来型のハーモニックフィルタを示す回路図で
あり、第２図および第３図はこの発明によるパワーバッ
クスイッチの制御回路の一実施例を示しており、第２図
はアクティブハーモニックフィルタと共に使用した場合
における制御回路の回路図、第３ａ図および第３ｂ図は
制御回路の動作を説明するために示された種々の信丹波
形の図である。 １２・・・整流回路 ［ａ・・・コイル Ｃ１，・・・出力コンデンサ Ｃ７，Ｃ１２，Ｃ１３・・・コンデンサＴＱ・・・トラ
ンジスタ Ｓ Ｔａ、Ｓ Ｔｂ、Ｓ Ｔｃ・・・シュミットトリガ
＋ Ｕ ＯＯ・・・参照電圧 Ｄ６・・・ツェナーダイオード ＤＩ、Ｄ７．Ｄ８．Ｄｌｏ、０１１，０１２゜０１５・
・・ダイオード Ｒ４・・・可変抵抗 Ｒ６，Ｒ７，Ｒ１４，Ｒ１５・・・抵抗出願人 パテン
トートロイハントーゲビルシャフト・フユア・エレクト
リッシエ・グ リユーランベン・エムベーハー
あり、第２図および第３図はこの発明によるパワーバッ
クスイッチの制御回路の一実施例を示しており、第２図
はアクティブハーモニックフィルタと共に使用した場合
における制御回路の回路図、第３ａ図および第３ｂ図は
制御回路の動作を説明するために示された種々の信丹波
形の図である。 １２・・・整流回路 ［ａ・・・コイル Ｃ１，・・・出力コンデンサ Ｃ７，Ｃ１２，Ｃ１３・・・コンデンサＴＱ・・・トラ
ンジスタ Ｓ Ｔａ、Ｓ Ｔｂ、Ｓ Ｔｃ・・・シュミットトリガ
＋ Ｕ ＯＯ・・・参照電圧 Ｄ６・・・ツェナーダイオード ＤＩ、Ｄ７．Ｄ８．Ｄｌｏ、０１１，０１２゜０１５・
・・ダイオード Ｒ４・・・可変抵抗 Ｒ６，Ｒ７，Ｒ１４，Ｒ１５・・・抵抗出願人 パテン
トートロイハントーゲビルシャフト・フユア・エレクト
リッシエ・グ リユーランベン・エムベーハー
Claims (20)
- （１）正弦波形の電流を取り込み、正弦波形の交流電圧
を制御された直流電圧に変換するパワーバックスイッチ
の制御回路であつて、整流器１２によつて正弦波形の直
流電圧を得、この直流電圧がその電流によつて電子スイ
ッチＴ＿Ｑを介してコイルＬ＿Ｓを励振し、コイルＬ＿
ＳがダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ＿Ｌへ放
電し、電子スイッチＴ＿ＱがコイルＬ＿Ｓの放電状態と
、整流器１２の瞬時整流電圧と、出力コンデンサＣ＿Ｌ
における直流出力電圧との関数として駆動され、電子ス
イッチＴ＿Ｑがスレッショールド値スイッチＳＴｃによ
って制御され、コンデンサＣ１２がスレッショールド値
スイッチＳＴｃの上側ヒステリシススレッショールド電
圧まで充電反転するのに必要な時間だけスレッショール
ド値スイッチＳＴｃが電子スイッチＴ＿Ｑをスイッチオ
ンし、この充電反転時間が整流器１２の瞬時整流電圧と
、直流出力電圧とに依存し、電子スイッチＴ＿Ｑのスイ
ッチオン時間ｔ１がコイルＬ＿Ｓが完全に放電状態にな
ることから決定されることを特徴とする制御回路。 - （２）前記コイルＬ＿ＳとダイオードＤ１と電子スイッ
チＴ＿Ｑの接続点における電圧に基づいて、コイルＬ＿
Ｓの放電状態とコイルＬ＿Ｓが完全に放電した時に生じ
る電圧のジャンプが、ＲＣ結合を介してスレッショール
ド値スイッチＳＴｃにスイッチ制御信号として印加され
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の制御回
路。 - （３）前記電圧のジャンプが別のスレッショールド値ス
イッチＳＴａに印加され、状態が変わる時にスレッショ
ールド値スイッチＳＴｃに接続されたコンデンサＣ１２
を放電することを特徴とする特許請求の範囲第２項記載
の制御回路。 - （４）前記スレッショールド値スイッチＳＴａ、ＳＴｃ
の間に、さらに別のスレッショールド値スイッチＳＴｂ
が設けられていることを特徴とする特許請求の範囲第２
項記載の制御回路。 - （５）前記コンデンサＣ１２の充電反転時間および電子
スイッチＴ＿Ｑのスイッチオン時間ｔ１が、合流する幾
つかの電流の和によって決定され、この電流の大きさが
参照電圧＋Ｕ＿Ｄ＿Ｄと、整流電圧の瞬時値と、直流出
力電圧の瞬時値とによって決定されることを特徴とする
特許請求の範囲第１項から第４項のいづれか１項記載の
制御回路。 - （６）前記スレッショールド値スイッチＳＴａ、ＳＴｂ
、ＳＴｃが、シュミットトリガであることを特徴とする
特許請求の範囲第１項から第５項のいづれか１項記載の
制御回路。 - （７）前記スレッショールド値スイッチＳＴａが抵抗Ｒ
９によつてブリッジされ、イグニッションジェネレータ
として機能することを特徴とする特許請求の範囲第１項
から第６項のいづれか１項記載の制御回路。 - （８）前記スレッショールド値スイッチＳＴａ、ＳＴｂ
、ＳＴｃが、集積回路の形に形成されていることを特徴
とする特許請求の範囲第１項から第７項のいづれか１項
記載の制御回路。 - （９）過大電圧保護回路が設けられ、与えられたスレッ
ショールド値を越えると、電圧がスレッショールド値以
下になるまで前記過大電圧保護回路が出力電圧Ｕ＿Ｏに
よってすぐにスレッショールド値スイッチＳＴｃをスイ
ッチオフすることを特徴とする特許請求の範囲第１項か
ら第８項のいづれか１項記載の制御回路。 - （１０）前記スレッショールド値スイッチＳＴｃが、外
部信号によってスイッチオフされることを特徴とする特
許請求の範囲第２項から第９項のいづれか１項記載の制
御回路。 - （１１）前記過大電圧保護回路が制御可能なツェナーダ
イオードＤ６と電圧分割用の抵抗Ｒ６、Ｒ７から成り、
抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点がダイオードＤ９を介し
てスレッショールド値スイッチＳＴｂの入力に接続され
ていることを特徴とする特許請求の範囲第第９項もしく
は第１０項いずれかに記載の制御回路。 - （１２）前記出力電圧Ｕ＿Ｏを調節するために、ダイオ
ードＤ１と出力コンデンサＣ＿Ｌの接続点とコンデンサ
Ｃ１２との間に可変抵抗Ｒ４が設けられていることを特
徴とする特許請求の範囲第９項から第１１項のいづれか
１項記載の制御回路。 - （１３）前記出力電圧Ｕ＿Ｏが出力コンデンサＣ＿Ｌの
ところでＲＣ結合を介してタップされ、コンデンサＣ１
２の充電電流を変えるために制御回路へ送られることを
特徴とする特許請求の範囲第９項から第１２項のいづれ
か１項記載の制御回路。 - （１４）前記コイルＬ＿ＳとダイオードＤ１がコンデン
サＣ７によってブリッジされていることを特徴とする特
許請求の範囲第１項から第１３項のいづれか１項記載の
制御回路。 - （１５）前記スレッショールド値スイッチＳＴａの入力
が、ダイオードＤ７、Ｄ８を介して保護されていること
を特徴とする特許請求の範囲第１項から第１４項のいづ
れか１項記載の制御回路。 - （１６）前記スレッショールド値スイッチＳＴａの入力
が、ダイオードＤ１０によつて保護されていることを特
徴とする特許請求の範囲第１項から第１４項のいづれか
１項記載の制御回路。 - （１７）ダイオードＤ１１、Ｄ１２が、コンデンサＣ１
２へ加えられる制御可能なツェナーダイオードＤ６の制
御信号へ適切なタイミングで影響を与えることを特徴と
する特許請求の範囲第１１項から第１６項のいづれか１
項記載の制御回路。 - （１８）前記制御可能なツェナーダイオードＤ６がコン
デンサＣ１３によってブリッジされ、有害な振動を防止
していることを特徴とする特許請求の範囲第１１項から
第１７項のいづれか１項記載の制御回路。 - （１９）前記コンデンサＣ７とダイオードＤ７の間の抵
抗Ｒ１４を介して駆動されることを特徴とする特許請求
の範囲第１５項、第１７項および第１８項のいづれか１
項記載の制御回路。 - （２０）前記コンデンサＣ１２とスレッショールド値ス
イッチＳＴｃの間の１点へ、ダイオードＤ１５と抵抗Ｒ
１５を介して外部制御信号が加えられることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項から第１９項のいづれか１項記
載の制御回路。
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