JPS6037033Y2 - 交流定電圧制御回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本案はスイッチングレギュレータを含む交流定電圧電源
回路に係り、特に出カドランス１次側に供給される矩形
波の巾を制御して２次側出力を一定に保つ方式の交流定
電圧制御回路に関するものである。

一般にこの種回路は、例えば特公昭４６−１５９６６号
公報に示されているように、出カドランスの２次側変動
分を検出して、それに応じて一次側矩形波の巾を制御す
るように構成されている。

しかるに、この制御回路は変動電圧とその変動方向を検
出する回路やフリップフロップ等多数の素子を組合せた
複雑な回路によって構成されている。

本案は、比較器出力によって制御される単発マルチバイ
ブレークのパルス巾が充電電圧に逆比例する点に着目し
て簡便な回路構成によって制御波を作成することを特徴
とし、さらに回路起動時の衝撃大電圧による素子損傷を
も防止することができる回路を提供するものである。

以下図示された実施例によってこれを説明する。

第１図において、１は２次側に最終出力を送出するトラ
ンスであって、その出力は整流器２で直流に変換される
。

Ｒ，、Ｃ１は積分回路を構成する抵抗とコンデンサであ
る。

３はコンデンサＣ工に対する放電用トランジスタである
。

Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４は基準電圧を設定する分圧抵抗、Ｃ２
はソフトスタート用コンデンサである。

４はリセットパルス発生用の比較器、５はセットパルス
発生用の比較器である。

６はスイッチング用の発振器である。７はフリップフロ
ップでその出力矩形液出はセット端子にパルスが供給さ
れてからリセット端子にパルスが供給されるまでの期間
である。

トランジスタ３と比較器４及び５とその基準電圧設定回
路並びにフリップフロップ７は単発マルチバイブレータ
を構成する。

８はアンド回路、９はスイッチング回路であ一す、端子
◎に加わる直流電圧を一定の周期でスイッチングする汎
用回路である。

１゜はスイッチング回路９の増巾器であり、この両者の
回路構成は通常のインバータ回路に広く使用されている
。

増巾器１０の出力はトランス１の一次側に供給される。

上記装置において、■点（積分回路における）の電圧は
第２図に示すようにコンデンサＣ□の放電時粘から３曲
線のように変化する。

この場合放電時に整流器２から加わる直流電圧が大きく
なるに従ってａｎ、・・・・・・ａ２．ａｌのように立
上りが急となることは容易に理解できる。

この充電電圧は時々刻々比較器４に供給され分圧抵抗Ｒ
２，Ｒ３゜Ｒ２で予め設定された０点の電圧ｂ（第２図
）と比較される。

そして両者の電圧値が一致した時に比較器４からリセッ
トパルスがフリップフロップ７に供給される。

ここで注意すべきことは、充電曲線の立上りがａ。

・・・・・”２ｔ ａｌと急になる程設定電圧すとの交
点がｔ。

・・・・・・チ、ｔ□のように図上窓に移動することで
ある。

すなわちこれは、積分回路に加わる電圧したがってトラ
ンス１の２次側電圧が上昇すれば比較器４からのリセッ
トパルスの出現時刻が早められ結果的にフリップフロッ
プ７の矩形波出力のパルス巾が短縮されることを示して
いる。

なお、フリップフロップ７のセットは発振器６からの第
３図ａに示すような周期的な矩形波が比較器５に供給さ
れた時にその立上り位置で第３図すに示すように行なわ
れる。

したがって、フリップフロップ７は第３図すに示す時刻
見で立上りその場合に整流器２から積分回路に加わる直
流電圧ａｎによって決まる時刻ｔｎに立下る矩形波出力
をアンド回路８に供給する。

一方その間充電を続けるコンデンサＣ工の電荷は時刻ｔ
。

にフリップフロップ７の出力によって放電される。

すなわちトランジスタ３が導通状態となってコンデンサ
Ｃ１を短絡する。

次にアンド回路８ては第３図ａで示す発振器６の出力波
形のうち、フリップフロップ７の出力存在期間（１））
だけ次のスイッチング回路９に供給し端子◎に供給され
る直流電圧をスイッチングする。

すなわち次段のトランスの一次側電流の流通角を制御す
ることができる。

したがって、もしトランス１の２次側出力が大きくなろ
うとするとその変動分は積分回路Ｒ１゜Ｃ０に加わる電
圧の上昇となり、前述した作用によりこれは逆に単発マ
ルチバイブレータの出力矩形波の巾を短縮する作用とし
て自動的に働きその結果トランスの一次側を流れる電流
が減少して２次側の出力電圧の上昇を抑圧することにな
る。

このようにして定電圧作用を複雑な回路構成を必要とす
ることなく実現することができる。

さらに本実施例ではコンデンサＣ２を０点に接続するこ
とによって次のような効果を得ることが出来る。

すなわち、この種インバータ回路では機器の電源スィッ
チを投入した直後大電圧がスイッチング回路のトランジ
スタや増巾器１０のトランジスタを破壊してしまう事故
が多い。

しかし、コンデンサＣ２はこの初期状態における０点電
圧（第２図ｂ）を接地電圧方向に下降させる作用をする
。

このため、単発マルチバイブレータは短時間でリセット
されてしまう。

これは単発マルチバイブレータの出力矩形波山を初期状
態では非常に短かくし、その後徐々に正常巾にしていく
効果があり、回路起動時の事故を防止することが出来る
。

以上説明したように本案によれば複雑な回路構成を取る
ことなく安定した交流電圧を得ることが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本案の実施例を示す系統図、第２図は第１図に
おける■点及び０点の電圧変化を示す特性図、第３図は
第１図主要部の電気的波形図を示す。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 出カドランス２次側の出力電圧を直流に交換し、この直
   流電圧を電源とする充電回路を設け、この充電電圧が分
   圧抵抗回路により予め設定した基準電圧に達した時にリ
   セットパルスを送出スる比較器を設け、周期的にセット
   され且つ上記リセットパルスによってリセットされる単
   発マルチバイブレータを設け、この単発マルチバイブレ
   ークの出力によって直流電源電圧をスイッチングして矩
   形波出力に変換腰この矩形波を上記出カドランスの一次
   側に供給し、上記基準電圧出力端と接地間にコンデンサ
   を接続するとともに上記単発マルチバイブレークの起動
   時に上記充電回路の充電電荷を放電させることによって
   、上記矩形波の巾を制御しもって出カドランス２次側の
   定電圧制御を行なうことを特徴とする交流定電圧制御回
   路。