JPS59714A

JPS59714A - 電源装置

Info

Publication number: JPS59714A
Application number: JP10977882A
Authority: JP
Inventors: Harushige Nakagaki; 中垣　春重; Nobutaka Amada; 尼田　信考; Shigeki Inoue; 茂樹井上
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1982-06-28
Filing date: 1982-06-28
Publication date: 1984-01-05

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、コンデンサインプット整流回路を用いて、商
用交流電源から直流電圧を得る電源装置に関し、特に商
用交流電源の電源電圧の値にかかわらず一定の直流電圧
を得ることができる電源装置に関する。

近年、エレクトロニクス機器、電力機器等に用いる電源
装置として、ＤＣ−ＤＣ変換回路等によ多構成され≠≠
るスイッチング電源を用いるものが多く採用されるよう
になっている。このような電源装置は、商用交流電源を
直接整流して得た直流電圧をＤＣ−ＤＣ変換回路を有す
るスイッチング電源部に印加すゐように構成されている
ので、一般の電源装置において商用交流電源に直接接続
される大型の電源トランスを不要とし、スイッチング電
源に用いられる小型の高周波トランスのみで構成でき、
このため、電源装置全体を小屋化、軽量化でき、また大
電力を低損失で安定に供給できるという利点を有してい
る。そして、前述した電源装置は、商用交流電源のライ
ン電圧が異なっている場合にも、電源装置内のスイッチ
ング電源に用いるスイッチング素子、高周波トランス等
に標準化された同一の規格のものが使用できることが望
まれている。

以下、このような要求を満たした、従来技術による電源
装置の一例を第１図に示すブロック回路図によシ説明す
る。

第１図において、１は商用交流電源等の入力交流電源、
２は電源スィッチ、３は全波整流器、４は過電流防止器
、５及び１８はサイリスタ、６は制御回路、７Ｖｉ平滑
コンデンサ、８及び９は出力端子、１０はスイッチング
電源部、１１及び１２は分圧抵抗、１３は基準電圧源、
１４は誤差増幅器、１５は電圧比較器、１６は鋸歯状波
発生回路、１７は限流抵抗である。

第１図において、入力交流電源１は、電源スイツチ２金
介して全波整流器３に印加され、周知のように、入力又
流電源の負の半サイクルが正の側に反転された脈流とな
って過電流防止器４に印加される。過電流防止器４につ
いては後述するが、該過電流防止器４２５１−通った前
記脈流は、制御回路６によってそのゲートが制御される
サイリスタ５によシサンプリングされて平滑コンデンサ
７に印加される。この結果、平滑コンデンサ７Ｖｉ、前
記脈流における交流成分が除去された直流電圧を出力端
子８及び９を介してスイッチング電源部１０に与えるこ
とができ石。このスイッチング電源部１０は、スイッチ
ング素子と高周波トランスによるＤＣ−ＤＣ変換回路を
含む周知のものであシ、図示しないエレクトロニクス機
器等に所定の電圧の直流電力を供給する。

サイリスタ５０制御回路６は、第１図に示すように、基
準電圧源１３、誤差信号増幅器１４、電圧比較器１５及
び鋸歯状波発生回路１６によ）構成されておυ、以下そ
の動作を説明する。

誤差信号増幅器１４は、平滑コンデンサ７０両端の直流
電圧、すなわちスイッチング電源部１０に供給される直
流電圧を分圧抵抗１１及び１２で分圧した電圧と、基準
電圧源１３の電圧との差の電圧に相当する電圧信号を電
圧比較器１５の一方の入力端子に印加する。一方、鋸歯
状波発生回路１６は、全波整流器３から出力される脈流
に同期した繰返し周波数を有する鋸歯状波を発生して、
該鋸歯状波を電圧比較器１５の他方の入力端子に印加す
る。電圧比較器１５は、前述した誤差増幅器１４の出力
電圧と、鋸歯状波発生回路１６からの鋸歯状波の電圧を
比較し、所定のパルス幅を有す２　パルス列を出力する
。サイリスタ５は、このパルス列によジ、そのゲートが
制御される。この動作は、サイリスタ５に入力される前
述した脈流の流通角制御を行なうものであシ、基準電圧
源１３の電圧値と分圧抵抗１１及び１２の設定、及び入
力交流電源１の電圧値により、サイリスタ５の流通角が
自動的に設定される。

前述のサイリスタ５の詳細な制御動作等は、例えば、昭
和４０年、日刊工業新聞社発行の「ＳＣＲとその応用」
等によって公知であるため省略するが、第１図に示す従
来技術による電源装置は、一旦基準電圧源１３の電圧値
が設定されると、入力交流電源１の電圧値にかかわらず
、入力交流電源ｌのライン電圧が１００Ｖ　、２００Ｖ
　、２４０Ｖ等であっても、出力端子８及び９間に得ら
れる直流電圧Ｅｌ　　を一定の値に保持することができ
る。

このため、スイッチング電源部１０は、入力交流電源１
のライン電圧がどのようなものであっても共通なものと
す石ことができ石。

次曵に過電流防止器４について説明する。

一般に、第１図に示したような入力交流電源１をコンデ
ンサインプット方式によって直接整流平滑して直流電圧
を得る電源装置は、商用電源である入力交流電源１の内
部抵抗がきわめて小さく、実質上塔と考えられるので、
電源スィッチ２の投入時に平滑コンデンサ７に流れるラ
ッシュ電流がきわめて大きなものとなシ、場合によって
は、全波整流器３及びサイリスタ５が破壊されてしまう
という欠点があった。

過電流防止器４は、このような平滑コンデンサ７へのラ
ッシュ電流を防止するために不可決のもので、限流抵抗
１７とサイリスタ１８（リレーが使用される場合もある
）によシ構成され、電源スィッチ２が投入されてから、
スイッチング電源部１０に印加される直流電圧Ｅ１　が
安定し、該スイッチング電源部１０が正常動作を開始す
る迄の間、サイリスタ１８をオフの状態として、平滑コ
ンデンサ７への充電電流を限流抵抗１７を介して流すこ
とにより制限するものである。スイッチング電源部１０
が正常な動作を開始すると、過電流防止器４のサイリス
ク１８は、スイッチング電源部１０の出力電圧によシ、
オン状態に制御され、その後、平滑コンデンサ７への充
電々流はこのサイリスタ１８を介して流れることになる
。このときの平滑コンデンサ７への充電々流は、該平滑
コンデンサ７が所定の電圧迄充電されているので、大き
なものではなく、スイッチング電源部１０ｔ−介して負
荷であるエレクトロニクス機器等に供給される電流値に
見合ったものである。

第１図に示す従来技術による電源装置は、前述したよう
に、過電流防止器４にサイリスク５と同一の大容量のサ
イリスタ１８を用いなければならず、これによシミ源装
置自体の価額が高価なものとなるという欠点を有してい
た。

本発明の目的は、上記従来技術の欠点を除去し、過電流
防止器を不要と１７、シかも平滑コンデンサにラッシュ
電流が流れることのない、コンデンサインプット整流方
式の電源装置を提供するにある。

この目的を達成するために、本発明は、入力交流電源投
入とともに所定期間順次パルス幅が拡大し、該所定期間
経過後一定のパルス幅となるパルス信号を発生させ、該
パルス信号により入力交流電流をサンプリングする一方
向性整流素子のオン・オフ制御を行なわせるようにした
点を特徴とするＯ以下、本発明の実施例を図面について説明する。

第２図は本発明によ石電源装置の一実施例を示すプロ舎
ツク回路図、第３図は第２図における制御回路の詳細な
回路図、第４図（ａ）　、　（ｂ）　、　（ｃ）　。

（ｄ）　、　（ｅ）は第３図の動作を説明するための波
形図である。１９は時定数回路、２０．．２１，２６゜
２７．２８．３５．３６及び３７は抵抗、２２は微小直
流電圧源、２３は電圧比較器、２４，３０゜３２．３３
及び３４はトランジスタ、２５及び３１はコンデンサ、
２９はダイオード、３８はツェナーダイオードであシ、
第１図に対応する部分には同一符号をつけている。

第２図において、制御回路６内の鋸歯状波発生回路１６
にパルス幅制御手段としての時定数回路１９が設けられ
、第１図に示す従来技術による電源装置の過電流防止器
４を不要としている０すなわち、前記時定数回路１９は
、電源スイツチ２０投入後、鋸歯状波発生回路１６から
発生される鋸歯状波の勾配が該時定数回路１９０時定数
に従って徐々に増加するように前記鋸歯状波発生回路１
６を制御し、これによシ、電圧比較器１５は、その出力
パルス幅が徐々に大きくなるように制御され、サイリス
タ５の流通角を零から徐々に増加して、スイッチ２の投
入時に平滑コンデンサ７に流れるラッシュ電流を防止す
るものである。

以下、第３図及び第４図により制御回路６の詳細を説明
する。

鋸歯状波発生回路１６は、電圧比較器２３、トランジス
タ２４．３０を主要部品として図示のように構成されて
いる。電圧比較器２３は、全波整流器３を介して祠られ
石脈流を抵抗２０及び２１によシ分圧された、第４図（
ａ）の波形図に示すような脈流Ｖ％　と、微小直流電圧
源２２の電圧ｅｒとの電圧レベル比較を行ない、第４図
（ｂ）の波形図に示すような脈流Ｎ’ｉ　、すなわち入
力交流電源１に同期したパルスｅ、よ構成るパルス列を
発生し、このパルス列によってトランジスタ２４を駆動
する。

トランジスタ２４のコレクタ、−エミッタ間に接続され
たコンデンサ２５は、抵抗２６．２７．２８、ダイオー
ド２９及びトランジスタ３０よ構成るカレントミラー回
路によシ定電流充電されるが、トランジメタ２４０ペー
スに前述したパルス列におけるパルスｅ、が入力される
毎にトランジスタ２４が導通して充電された電荷が放電
されるために、その端子電圧ｅ、は、第４図（Ｃ）の波
形図のように、入力交流電流に同期した鋸歯状波となる
。

一方、トランジスタ３２．３３及び３４により構成され
る電圧比較器１５は、誤差増幅器１４の出力電圧ｅ０と
前述したコンデンサ２５の端子に発生される鋸歯状波り
との電圧レベルの比較を行ない、サイリスタ５の流通角
を決定する。すなわち、鋸歯状波ｅ、の電圧レベルが、
誤差増幅器１４の出力電圧８つに対し、トランジスタ３
２及び３３のベース・エミッタ間しきい値電圧２ＶＦを
越える領域で、トランジスタ３２．３３及び３４が導通
し、サイリスタ５が駆動される。

このような構成の電源装置において、電源スィッチ２を
投入すると、抵抗３７及びツェナーダイオード３８よシ
ミ力の供給を受ける前述のカレントミラー回路における
抵抗２７０両端の電圧は、その両端に接続されたコンデ
ンサ３１による時定数回路１９０作用によって零から徐
々に増加し、トランジスタ３０の電流も同様の時定数で
零から増加を始める。従って、コンデンサ２５０両端に
発生する、すなわち鋸歯状波発生器１６から出力される
鋸歯状波ｅ、は、第４図（ｄ）の波形図に示すように徐
々にその勾配が高くなって行くように制御される。電源
スィッチ２（第２図）が投入された時点ｔ。では、コン
デンサ７の端子電圧は零であるため、誤差増幅器１４の
出力電圧８つもまた零である。このため、鋸歯状波ｅ、
のピーク値がトランジスタ３２及び３３のベース・エミ
ッタ間しきい値電圧２ＶＦ　に達しない間、トランジス
タ３２゜３３及び３４は遮断されたままであシ、サイリ
スタ５も遮断されている。鋸歯状波ｅ、の勾配が高くな
シ、そのピーク値が２■Ｆｔ−越えた時点ｔ１で、トラ
ンジスタ３２．３３及び３４が初めて導通し、サイリス
タ５が導通状態となる。サイリスタ５が導通して平滑コ
ンデンサ７が充電され始めると、該平滑コンデンサ７の
両端における整流出力電圧が抵抗１１及び１２によって
誤差増幅器１４に帰還されるため、該誤差増幅器１４の
出力電圧ｅ。は、零から徐々に増加を始める。以後、電
圧比較器１５は、誤差増幅器１４の出力電圧ｅ０をトラ
ンジスタ３２及び３３のベース・エミッタ間しきい値電
圧２ＶＦ　だけレベルシフトした、第４図（ｄ）にｅＱ
として示した電圧値と、ピーク値が徐々に増加する鋸歯
状波ｅ、の電圧とを比較し、第４図（ｅ）の波形図に示
すパルス列でサイリスタ５を制御する。このパルス列に
おけるパルス幅は、電源スィッチ２（第２図）の投入後
、零からτ□、τ２．τ３・・目・・（ただし、τ１〈
τ２〈τ３〈・・・・・・）と順次拡大されて行き、従
って、サイリスタ５が導通となる流通角も順次拡大され
て行く。

従って、スイッチ投入後、最初にサイリスタ５が導通す
る期間τ１を極少に、換言すれば、入力交流電源１　（
第２図）の電圧の零近傍からサイリスタ５を導通させて
平滑コンデンサ７の充電を開始し、以後、順次サイリス
タ５の導通期間、すなわち流通角を拡大して、常に平滑
コンデンサ７０両端における直流出力電圧と入力交流電
源１の電圧との電位差が少ない状塾で整流作用が進行す
るため、平滑コンデンサ７に大きなラッシュ電流が流れ
ることはない。

がお、この実施例は、入力交流電源を一旦全波整流し、
その後にサイリスク５によってその流通角を制御するよ
うに構成されているが、本発明はこの構成に限定され石
ものではなく、例えば、全波整流器３を排除して、サイ
リスク５に整流作用を行なわせても同様な制御が可能で
ある。

以上説明したように、本発明によれば、簡単な回路構成
の時定数回路を用いてスイッチ投入後のサイリスタの流
通角を制御することによジ、平滑コンデンサに対する大
きなラッシュ電流を防止することができ、従来この種の
電源装置に不可欠とされていた過電流防止器を不用とし
て構成が簡単でかつ安価とカシ、王妃従来技術の欠点を
除いて優れた機能の電源装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電源装置の一例を示すブロック図、第２
図は本発明による電源装置の一実施例を示すブロック図
、第３図は第２図における制御回路の一具体例を示す回
路図、第４図（ａ）　、、　（ｂ）　。（ｃ）　、　（ｄ）　、　（ｅ）は第３図の動作を説明
するための波形図である。１・・・・・・入力交流電源、２・・・・・・電源スィ
ッチ、３・・・・・・全波整流器、５・・・・・・ザイ
リスタ、６・・・・・・制御回路、７・・・・・・平滑
コンデンサ、８．９・・・・・・出力端子、１０・・・
・・・スイッチング電源部、１１．１２・・・・・・分
圧抵抗、１３・・・・・・基準電圧源、１４・・・・・
・誤差増幅器、１５・・・・・・電圧比較器、１６・・
・・・・鋸歯状波発生回路、１９・・・・・・時定数回
路、２２・・・・・・微小直流電圧源、２３・・・・・
・電圧比較器。半１図第−３図Ｔ／６茅４図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）オン・オフ制御される一方向性整流素子により入
力交流電源からの交流電流をサンプリングし、平滑用コ
ンデンサにより直流電圧を得るようにした電源装置にお
いて、前記入力交流電源投入とともに所定期間順次パル
ス幅が拡大し該所定期間経過後一定パルス幅となるパル
ス信号を発生する制御回路を設け、該パルス信号でもっ
て前記一方向性整流素子をオン・オフ制御することによ
シ、前記入力交流電源投入時における前記平滑用コンデ
ンサへのラッシュ電流を防止す石ことができるように構
成したことを特徴とする電源装置。（２、特許請求の範囲第（１）項において、前記制御回
路は、前記入力交流電源に同期した鋸歯状波を発生する
鋸歯状波発生回路と、骸鋸歯状波発生回路の出力鋸歯状
波と基準電圧との電圧レベルの比較を行なう電圧比較回
路によシなシ、前記パルス幅制御手段は、前記鋸歯状波
発生回路の出力鋸歯状波の勾配を制御する時定数回路に
よ多構成され、前記入力交流電源の投入時から前記鋸歯
状波発生回路の出力鋸歯状波の勾配を前記時定数回路の
時定数に従って順次変化させるように構成したことを特
徴とする電源装置０