JPH1028379A - ０ボルト電圧における複合ブリッジの制御 - Google Patents

０ボルト電圧における複合ブリッジの制御

Info

Publication number
JPH1028379A
JPH1028379A JP9091360A JP9136097A JPH1028379A JP H1028379 A JPH1028379 A JP H1028379A JP 9091360 A JP9091360 A JP 9091360A JP 9136097 A JP9136097 A JP 9136097A JP H1028379 A JPH1028379 A JP H1028379A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
switch
bridge
thyristor
controlling
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP9091360A
Other languages
English (en)
Inventor
Bertrand Rivet
リヴェ ベールランド
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
SGS THOMSON MICROELECTRONICS
STMicroelectronics SA
Original Assignee
SGS THOMSON MICROELECTRONICS
SGS Thomson Microelectronics SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by SGS THOMSON MICROELECTRONICS, SGS Thomson Microelectronics SA filed Critical SGS THOMSON MICROELECTRONICS
Publication of JPH1028379A publication Critical patent/JPH1028379A/ja
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/13—Modifications for switching at zero crossing
    • H03K17/136—Modifications for switching at zero crossing in thyristor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/001—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection limiting speed of change of electric quantities, e.g. soft switching on or off
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/125—Avoiding or suppressing excessive transient voltages or currents
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/162—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H02M7/1623—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0085—Partially controlled bridges

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 複合ブリッジを０電圧の近傍において制御す
る簡単かつ安価な装置、および電力損の小さいそのよう
な制御装置を提供すること。 【解決手段】 本発明は、そのカソードが正の出力端子
に互いに結合され、かつそのゲートが相互接続された２
つのアノードゲート・サイリスタを含み、複合ブリッジ
を制御する装置に関する。本装置は、一方は２つのサイ
リスタに接続され、他方は基準電位に接続され、オンお
よびオフするように制御できる単投スイッチ、および複
合ブリッジの交流電圧の０電圧の近傍の所定の電圧範囲
内でのみスイッチをオンにする制御手段を含む。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源電圧、例
えば本線の交流電圧をその遷移の０を通る近傍において
整流する複合ブリッジの制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】そのような複合ブリッジの例示の用途
は、交流電圧から得られた整流された直流電源電圧を供
給するようになされ、かつ例えばスイッチモード電源シ
ステムの基準として使用されるようになされた電力変換
器の分野に関する。したがって、ブリッジは、整流器の
電力投入時にコンデンサの電流サージを制限する回路と
関連する場合が多い。
【０００３】他の例示の用途は、整流された交流電圧を
供給すべき抵抗負荷、例えば電気放熱器に給電する回路
に関する。そのような負荷に電力投入する場合に一般に
課せられる電気基準は、交流電源電圧の０ボルトの近傍
にある。
【０００４】複合ブリッジを制御する従来の回路には、
一般に、交流電圧に対して低いレベルを有する直流電圧
を供給しなければならない。したがって、通常、制御回
路に電源電圧を供給する特定の手段、ならびに供給手段
と関連する絶縁変圧器が必要である。したがって、これ
らの回路は複雑かつ高価である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の第１の様態に
よれば、複合ブリッジを０電圧の近傍において制御する
簡単かつ安価な装置が提供される。本発明はまた、電力
損の小さいそのような制御装置を提供することを対象と
する。
【０００６】本発明の第２の様態によれば、複合ブリッ
ジを制御する装置を使用して、電力変換器のコンデンサ
内の電流サージを制限する回路が提供される。
【０００７】イギリス特許出願第ＧＢＡ２２５６７５７
号には、複合ブリッジが演算増幅器によって０電圧の近
傍において制御される電力変換器のコンデンサ内の電流
サージを制限する回路が開示されている。この回路で
は、変圧器および補助ブリッジを使用して増幅器を制御
する。さらに、演算増幅器に給電する追加のコンデンサ
が必要である。
【０００８】本発明の第３の様態によれば、複合ブリッ
ジを制御する装置を使用して、抵抗負荷に０電圧の近傍
において電力投入する回路が提供される。
【０００９】
【課題を解決するための手段】これらの目的を達成する
ために、本発明は、そのカソードが正の出力端子に互い
に結合され、かつそのゲートが相互接続された２つのア
ノードゲート・サイリスタを含み、複合ブリッジを制御
し、交流電圧を受け取り、かつ整流された電源電圧を供
給する装置を提供する。本装置は、一方は２つのゲート
に接続され、他方は基準電位に接続され、オンおよびオ
フするように制御できる単投スイッチ、および複合ブリ
ッジの交流電源電圧の０電圧の近傍の所定の電圧範囲内
でのみスイッチをオンにする制御手段を含む。ただし、
前記装置には、前記交流電圧または前記整流された電圧
が直接供給される。
【００１０】本発明の一実施形態によれば、スイッチ
は、基準電位に接続された制御抵抗と並列に取り付けら
れる。
【００１１】本発明の他の実施形態によれば、本装置
は、スイッチの制御端子と基準電位の間に接続され、ス
イッチの制御電圧を制限するツェナー・ダイオードを含
む。
【００１２】本発明の他の実施形態によれば、スイッチ
はゲート・ターンオフ・サイリスタである。
【００１３】本発明の他の実施形態によれば、ブリッジ
内の各サイリスタのゲートとスイッチとの間にダイオー
ドを含む。
【００１４】本発明の第２の様態によれば、本発明の第
１の様態による複合ブリッジを制御する装置を含み、電
圧変換器のコンデンサ内のサージを制限する回路が提供
される。
【００１５】本発明の第２の様態の一実施形態によれ
ば、スイッチを制御する手段は、基準電位に接続された
トランスミッタ、スイッチの制御端子に接続されたコレ
クタおよびベースを有するバイポーラ・トランジスタ
と、整流された交流電圧を発生するブリッジの第２の出
力端子とトランジスタのベースとの間に接続され、電圧
範囲を設定する制御ツェナー・ダイオードとを含む。
【００１６】サージを制限する回路は、一実施形態で
は、スイッチの制御端子と整流された直流電源電圧を発
生する出力端子との間で電流制限抵抗と直列に接続さ
れ、制御装置を始動させるツェナー・ダイオードを含
む。
【００１７】本発明の第３の様態によれば、本発明の第
１の様態による複合ブリッジを制御する装置を含み、整
流された交流電圧の０を通る遷移の近傍において負荷に
電力投入する回路が提供される。
【００１８】本発明の第３の様態の一実施形態によれ
ば、スイッチを制御する手段は、電流制限抵抗を介して
交流電源電圧の２つの端子に接続されたスイッチの制御
端子と基準電位との間に接続され、負荷に電力投入する
信号によって制御されるアノードゲート・サイリスタ
と、サイリスタのゲートと交流電源電圧の２つの端子と
の間で電流制限抵抗を介して交流電源電圧の２つの端子
に接続されたツェナー・ダイオードとを含む。
【００１９】本発明の上記目的、特徴および利点ならび
にその他について、添付の図面と関連して以下の特定の
実施形態の非限定的な説明において詳細に検討する。
【００２０】
【発明の実施の形態】図が見やすいように、同じ構成要
素は異なる図面において同じ参照記号によって示してあ
る。同様に、図２、図４および図６のタイミング図は一
定の縮尺ではない。また図が見やすいように、記載の装
置および回路の順方向バイアスされたＰＮ接合内の電圧
降下は無視する。
【００２１】図１および図２に、本発明の第１の様態に
よる複合ブリッジのスイッチを０電圧の近傍において制
御する装置を示す。
【００２２】本発明では、２つのダイオードＤ１および
Ｄ２、および２つのアノードゲート・サイリスタＴｈ１
およびＴｈ２またはその同等物から構成された複合ブリ
ッジ１（図１）を使用する。ブリッジ１の第１の対角線
は、交流電源電圧Ｖｅ、例えば本線電圧の端子Ｅ１およ
びＥ２に接続される。ブリッジ１の第２の対角線は、整
流された電源電圧を発生する端子ＡおよびＧに接続され
る。端子Ｇは、基準電位を発生し、一般に接地である。
【００２３】本発明の特徴は、ブリッジが交流電圧の電
圧０を通る遷移の近傍においてのみ導通状態に入るよう
に、オンおよびオフするように制御できるスイッチ２に
よって複合ブリッジ１の制御を編成することである。
【００２４】スイッチ２は、サイリスタＴｈ１およびＴ
ｈ２のアノードを制御抵抗Ｒｚを介して接地（端子Ｇ）
に接続する。サイリスタＴｈ１およびＴｈ２のゲートに
よって交流電源電圧が短絡するのを回避するために、２
つのダイオードＤ３およびＤ４が各サイリスタＴｈ１お
よびＴｈ２のゲートとスイッチ２との間に挿入される。
【００２５】スイッチ２は、交流電源電圧Ｖｅの絶対値
が所定のしきい値Ｖ１を越えたときにスイッチ２をオフ
にし、かつ電圧Ｖｅの値が−Ｖ１と＋Ｖ１の間に含まれ
る範囲内にあるときにスイッチ２をオンにするようにな
された制御手段３と関連する。したがって、ブリッジ１
は、電圧０の近傍に入るように選択された電圧範囲（−
Ｖ１、＋Ｖ１）内でのみ導通状態に入る。ただし、ブリ
ッジのサイリスタは、ひとたびトリガされると、所望の
整流された電源電圧を供給する半波の終わりまで導通状
態のままである。
【００２６】本発明の一特徴によれば、制御手段３は、
交流電源電圧か、または複合ブリッジからの整流された
電圧によって直接供給される。この特徴は、図３および
図５の説明から明らかになろう。
【００２７】本発明の好ましい実施形態によれば、スイ
ッチ２はゲート・ターンオフ・サイリスタ（ＧＴＯ）で
ある。ただし、スイッチ２の代わりに、ＭＯＳパワー・
トランジスタまたはバイポーラ・パワー・トランジスタ
が使用できることに留意されたい。また、スイッチ２
は、本来の単投スイッチ（ＧＴＯサイリスタの場合がそ
うである）であるか、またはスイッチ２とサイリスタＴ
ｈ１およびＴｈ２のゲートとの間に挿入されたダイオー
ドＤ３およびＤ４によって単投スイッチにすることに留
意されたい。
【００２８】図２に、図１に示されるような制御回路の
動作を示す。図２は、ブリッジ１の出力電圧ＶAGの推移
およびスイッチ２のオン時間期間およびオフ時間期間を
タイミング図の形で示す図である。
【００２９】（図２に示されていない）電圧Ｖｅの半波
の各終わりにおいて、電圧Ｖｅの絶対値（または電圧Ｖ
AGの値、ブリッジの導通ダイオードおよびサイリスタの
ＰＮ接合内の電圧降下は無視する）がしきい電圧Ｖ１
（時刻ｔ０）よりも小さくなるとすぐに、スイッチ２は
オンになる。スイッチ２は、電圧Ｖｅが次の半波の始め
において電圧Ｖ１に達しない限りオンのままであり、し
たがって順方向バイアスされたサイリスタＴｈ１またＴ
ｈ２が次の半波において導通状態に入る。
【００３０】本発明によれば、抵抗Ｒｚおよびしきい電
圧Ｖ１（例えば１０〜２０ボルト程度）は、オンのとき
のスイッチ２を流れる電流がブリッジ１のサイリスタの
一方の開始電流に達するように選択される（スイッチ２
の直列抵抗を考慮に入れる）。この電流が十分になると
すぐに（時刻ｔ１）、順方向バイアスされたサイリスタ
が始動し、ブリッジが半波の終わりまで導通状態に入
る。
【００３１】スイッチ２のターンオフは、電圧ＶAGが半
波の始めの近傍においてしきい値Ｖ１に達する時刻ｔ２
において起こる。このため、ひとたびスイッチ２がオフ
になると、同じ半波内でブリッジが新たに始動すること
が不可能になる。これは、例えば、電圧Ｖｅの微小障害
の場合を含む。この設計では、抵抗Ｒｚの電力損がかな
り小さくなる。
【００３２】したがって、本発明の利点は、抵抗Ｒｚの
電力損が低い電圧のもとでのみ、短い期間中、各半波ご
とに起こることである。
【００３３】次に、本発明の使用について、本発明の他
の２つの様態を示す２つの例示の回路に関して説明す
る。
【００３４】図３および図４は、例えばスイッチモード
電源システム用の電力変換器のコンデンサ内のサージを
制限する回路に適用する場合の図１の回路の使用を示
す。
【００３５】インダクタンスＬがブリッジ１の端子Ａと
コンデンサＣの第１の端子Ａ’との間にダイオードＤと
直列に挿入される。コンデンサＣの他方の端子は接地
（端子Ｇ）に接続される。本線電源から交流電圧と同相
の電流を引き出すことによって直流電圧を発生させるた
めに、スイッチＫがダイオードＤのアノードと接地の間
に接続される。端子Ａ’と端子Ｇの間の電圧Ｖｏｕｔ
は、例えば４００ボルトの調整された直流電源電圧を構
成する。図示の例では、変換器はいわゆる力率補償回路
の働きをする。ただし、補償回路は、他の従来の手段に
よって実施することができ、または用途に応じて省略す
ることもできることに留意されたい。
【００３６】コンデンサＣ内のサージの制限は、ブリッ
ジのサイリスタの一方、例えばＴｈ１と並列に取り付け
られたダイオードＤａと直列の抵抗Ｒａによって実施さ
れる。この実施形態では、単一のサイリスタが抵抗Ｒａ
またはダイオードＤａと関連するか、または２つのサイ
リスタが抵抗ＲａおよびダイオードＤａと関連する。
【００３７】本発明によれば、図１に示されるものなど
制御装置を使用して複合ブリッジを制御する。スイッチ
２の制御手段、本明細書ではＧＴＯサイリスタは、その
コレクタがＧＴＯサイリスタのゲートに接続され、その
トランスミッタが接地に接続されたバイポーラ・トラン
ジスタＴを含む。トランジスタＴのベースは、ベース電
流を制御する抵抗Ｒ１と直列の制御ツェナー・ダイオー
ドＤＺ１を介して、ブリッジ１の出力端子Ａに接続され
る。ツェナー・ダイオードＤＺ１のしきい電圧Ｖ１は、
ＧＴＯサイリスタのオン範囲を設定する。
【００３８】また、ＧＴＯサイリスタのゲートは、電流
制限抵抗Ｒ２と直列のツェナー・ダイオードＤＺ２を介
して、コンデンサＣの端子Ａ’に接続される。ダイオー
ドＤＺ２の役目は、力率を補正する回路が定常状態にな
らない限り、制御装置が動作できないようにすること、
すなわちダイオードＤａおよび抵抗Ｒａを通る電流によ
りコンデンサＣが初期充電されるようにすることであ
る。ダイオードＤＺ２のしきい電圧Ｖ２は高い（数百ボ
ルト程度）。したがって、ダイオードＤＺ２は、制御装
置を始動させる手段を構成する。
【００３９】最初に、コンデンサＣが放電されたとき、
電圧Ｖｏｕｔは０であり、ＧＴＯサイリスタは阻止され
る（ゲート電流を受け取らない）。したがって、サイリ
スタＴｈ１およびＴｈ２も阻止される。したがって、電
流がダイオードＤａおよび抵抗Ｒａを流れることによっ
てコンデンサＣの初期充電が起こる。
【００４０】コンデンサＣの充電が値Ｖ２に達するとす
ぐに、ダイオードＤＺ２がなだれを開始し、これにより
ＧＴＯサイリスタが導通状態に入る。
【００４１】保護ツェナー・ダイオードＤＺ３をＧＴＯ
サイリスタのゲートと接地の間に配置することが好まし
い。ダイオードＤＺ３は、ＧＴＯサイリスタのゲート電
圧を制限するだけでなく、トランジスタＴを保護し、し
たがって低電圧トランジスタが使用できる。抵抗Ｒ２に
より、さもなければコンデンサＣの充電レベルと、抵抗
Ｒ２がない場合に端子Ａ’と接地の間に直列に接続され
るツェナー・ダイオードＤＺ２およびＤＺ３のしきい値
との間に生じるであろう衝突が回避できることに留意さ
れたい。
【００４２】したがって、本発明による制御装置は、定
常状態が維持されている限り、すなわちダイオードＤＺ
２がなだれ状態にある限り動作する。
【００４３】定常状態における本発明による回路の動作
について、電圧ＶAGおよびＧＴＯサイリスタのゲート電
圧Ｖｇをタイミング図の形で示す図４と関連して論じ
る。
【００４４】定常状態の半波の始めにおいて（時刻ｔ
３）、サイリスタＴｈ１およびＴｈ２は阻止されてい
る。トランジスタＴも、ダイオードＤＺ１が導通しない
ので阻止されている（電圧ＶAGは０）。ＧＴＯサイリス
タは、ダイオードＤＺ２がなだれ状態にあるので導通で
きる。電圧Ｖｇは、ダイオードＤＺ３のしきい電圧Ｖ３
に制限される。
【００４５】時刻ｔ１において、ＧＴＯサイリスタおよ
び抵抗Ｒｚを通る電流がサイリスタＴｈ１またはＴｈ２
の一方をトリガするのに十分になったとき、順方向バイ
アスされているサイリスタ（図示の例では、Ｔｈ２）が
導通し始める。次いで、電圧ＶAGは、整流された半波の
形状に入る。
【００４６】時刻ｔ２において、電圧ＶAGがダイオード
ＤＺ１のしきい電圧Ｖ１に達したとき、ダイオードＤＺ
１はなだれを開始し、トランジスタＴは飽和する。ＧＴ
Ｏサイリスタは阻止され、抵抗Ｒｚの電力損を抑制す
る。サイリスタＴｈ２は、順方向バイアスされている限
り、すなわち実質上半波の終わり（時刻ｔ３）まで導通
状態のままである。
【００４７】半波の終わりに近い時刻ｔ０において、電
圧ＶAGがしきい電圧Ｖ１よりも小さくなったとき、トラ
ンジスタＴは阻止され、したがってＧＴＯサイリスタが
再び導通状態になる。
【００４８】実際、サイリスタＴｈ２は、時刻ｔ０の
後、そこを流れる電流がその保持電流よりも小さくなる
時刻ｔ４において阻止される。
【００４９】上述の動作は、サイリスタＴｈ１について
次の半波（時刻ｔ’１およびｔ’２）の間繰り返され
る。唯一の差異は、時刻ｔ’１と時刻ｔ’２の間、電圧
ＶAGが０でないことである。実際、サイリスタＴｈ１が
導通しない限り、電流が抵抗Ｒａを流れる。サイリスタ
Ｔｈ２も抵抗ＲａおよびダイオードＤａと関連している
場合、この差異はなくなる。
【００５０】力率を補正する回路が適切に動作するため
に、電力変換器は０電圧の近傍において動作しなければ
ならない。これは、電源電圧が十分なレベル（例えば、
１０〜２０ボルト程度）に達するとすぐに、サイリスタ
Ｔｈ１およびＴｈ２が始動しなければならないことを示
す。したがって、抵抗Ｒｚは、ＧＴＯサイリスタを流れ
る電流が、サイリスタＴｈ１またはＴｈ２の一方をトリ
ガするのに必要なゲート電流Ｉｇｔに迅速に達するのに
十分小さくなるように選択される。この電流Ｉｇｔが、
電源電圧が電圧Ｖ１に達する前に抵抗Ｒｚを流れること
ができなければならないことも考慮する。
【００５１】他の実施形態によれば、ダイオードＤＺ１
の代わりに、その中間上部がトランジスタＴのベースに
接続された抵抗分圧ブリッジが使用される。
【００５２】抵抗Ｒａの抵抗損は、（Ｖ１より低い）低
い電圧のもとで発生するので、定常状態において最小で
あることに留意されたい。
【００５３】制御装置には、変圧器、整流ブリッジおよ
びコンデンサを追加することなく、整流された交流電圧
が直接供給されることに留意されたい。
【００５４】図５および図６に、抵抗負荷、例えば電気
放熱器を制御する回路に適用する場合の図１の回路の使
用を示す。
【００５５】本明細書では、図１に示される制御装置を
使用して、整流された交流電圧ＶAGによって供給され、
負荷Ｑに電力投入する信号Ｖｉｎにより、電力投入が０
電圧の近傍において起こるようにする。
【００５６】論理制御信号Ｖｉｎ（例えば、０ボルトお
よび５ボルト）を、好ましくは抵抗Ｒｃおよびダイオー
ドＤｃを介して、サイリスタＴｈ３のゲートに印加す
る。サイリスタＴｈ３のカソードは接地（端子Ｇ）に接
続され、そのアノードはスイッチ２の制御端子、本明細
書ではＧＴＯサイリスタのゲートに接続される。
【００５７】ＧＴＯサイリスタの制御は、交流電源電圧
Ｖｅに基づいて実施される。ＧＴＯサイリスタのオン範
囲を設定する電圧しきい値Ｖ１’は、サイリスタＴｈ３
のゲートに接続され、かつそれぞれ抵抗Ｒ３およびＲ４
を介して交流電圧Ｖｅの端子Ｅ１およびＥ２それぞれに
接続されたツェナー・ダイオードＤＺ１’によって設定
される。
【００５８】ＧＴＯサイリスタのゲートはまた、それぞ
れ抵抗Ｒ５およびＲ６を介して交流電圧の端子Ｅ１およ
びＥ２それぞれに接続される。
【００５９】ツェナー・ダイオードＤＺ３は、ＧＴＯサ
イリスタのゲートと接地の間に接続することが好まし
い。ダイオードＤＺ３の役目は、ＧＴＯサイリスタのゲ
ート電圧を制限することである。ダイオードＤＺ３のし
きい電圧Ｖ３は、しきい値Ｖ１’よりも低い。
【００６０】サイリスタＴｈ３のゲート電流を制限する
抵抗Ｒ３およびＲ４は、同じ値を有し、サイリスタＴｈ
３をトリガするのに必要な電流Ｉｇｔを考慮して、ダイ
オードＤＺ１’のしきい電圧に応じて寸法決定される。
同様に、抵抗Ｒ５およびＲ６は、同じ値を有し、ＧＴＯ
サイリスタをトリガするのに必要な電流Ｉｇｔを考慮し
て、ダイオードＤＺ３のしきい電圧に応じて寸法決定さ
れる。
【００６１】制御装置には、交流電源電圧が直接供給さ
れることが理解できよう。信号Ｖｉｎは別個に生成され
るが、負荷Ｑの給電は、交流電源電圧から絶縁された供
給手段を必要とせずに、本発明による装置によって可能
になる。
【００６２】したがって、図３と関連して開示した回路
では、本発明を実施する場合、本発明の制御回路に給電
するために変圧器、ブリッジおよびコンデンサを追加す
る必要がなく、したがって本発明は簡単かつ安価であ
る。
【００６３】図５に示される回路の動作について、交流
電源電圧信号Ｖｅおよび電力投入信号Ｖｉｎに応じて、
ブリッジ１の出力電圧ＶAGおよびＧＴＯサイリスタのゲ
ート電圧Ｖｇの推移をタイミング図の形で示す図６と関
連して以下で説明する。
【００６４】信号Ｖｉｎの低状態（例えば、０ボルト）
は負荷Ｑに対する電力投入コマンドを示し、高状態（例
えば、５ボルト）は負荷Ｑに給電してはならないことを
示すと仮定する。
【００６５】電力投入コマンドは、正の半波の間、電圧
ＶｅがダイオードＤＺ１’のしきい電圧Ｖ１’よりも高
くなる時刻ｔ５において発生すると仮定する。ダイオー
ドＤＺ１’はなだれ状態にあるので、サイリスタＴｈ３
はオンである。これは、ＧＴＯサイリスタのゲートがそ
の後接地されるので、ブリッジ１の導通を禁止する。
【００６６】半波の終わりの近傍で、電圧Ｖｅが電圧Ｖ
１’よりも低くなったとき（時刻ｔ０）、信号Ｖｉｎが
まだ低状態にあるので、サイリスタＴｈ３は、そこを流
れる電流がその保持電流よりも小さくなるとすぐに阻止
される。とは言え、図が見やすいように、サイリスタＴ
ｈ３の阻止は図６の時刻ｔ０のところに示されている。
ＧＴＯサイリスタはすぐに始動し、そのゲート電圧は電
圧Ｖ３に制限される。ブリッジ１のサイリスタ（例え
ば、Ｔｈ１）の１つは、時刻ｔ０において導通状態に入
り、実質上半波の終わり（時刻ｔ３）まで導通状態のま
まである。
【００６７】電圧Ｖｅが電圧Ｖ３よりも低くなる（時刻
ｔ０と時刻ｔ３の間に含まれる）時刻ｔ６において、電
圧Ｖｇは０に低下し始め、ＧＴＯサイリスタは阻止され
る。
【００６８】次の半波の始めにおいて、サイリスタＴｈ
３はまだ阻止されたままである（信号Ｖｉｎは低状態に
ある）。電圧Ｖｇは、交流電圧の推移に従って増大す
る。
【００６９】十分な電流が抵抗Ｒ５またはＲ６の一方を
流れる時刻ｔ７において、ＧＴＯサイリスタは始動す
る。
【００７０】ＧＴＯサイリスタおよび抵抗Ｒｚを流れる
電流がブリッジ内のサイリスタの一方（例えば、Ｔｈ
２）の開始電流に達する時刻ｔ１において、このサイリ
スタはトリガされ、ブリッジは導通状態に入る。
【００７１】時刻ｔ８において、電圧Ｖｅが（絶対値
が）しきい値Ｖ１’よりも大きくなりかつＧＴＯサイリ
スタがサイリスタＴｈ３のトリガのために阻止される時
刻ｔ２まで、電圧Ｖｇは電圧Ｖ３に制限される。
【００７２】時刻ｔ８と時刻ｔ２の間、ＧＴＯサイリス
タを流れる電流は一定であることに留意されたい。抵抗
Ｒ３〜Ｒ６およびＲｚ、したがって電圧Ｖ１’およびＶ
３は、時刻ｔ８がブリッジ１のサイリスタＴｈ１または
Ｔｈ２の一方のトリガ時刻ｔ１の後になるように選択し
なければならない。
【００７３】時刻ｔ９において、信号Ｖｉｎは、高状態
からスイッチし、負荷の給電を停止するコマンドを示
す。導通しているブリッジ・サイリスタはその端子間の
電圧が０になったときにのみ阻止されるので、このコマ
ンドは次の半波において考慮される。
【００７４】反対に、時刻ｔ５、ｔ０、ｔ６、ｔ３、ｔ
７、ｔ１、ｔ８およびｔ２の動作を繰り返す時刻ｔ’
５、ｔ’０、ｔ’６、ｔ’３、ｔ’７、ｔ’１、ｔ’８
およびｔ’２の後、信号Ｖｉｎが半波の終わりにおいて
まだ低状態にある場合、反対の符号の半波と関連するサ
イリスタは、時刻ｔ’１において導通状態に入り、時刻
ｔ０〜ｔ２の動作が各半波ごとに繰り返される。
【００７５】したがって、負荷Ｑの電力投入は、交流電
源電圧の０電圧の近傍の所定の電圧範囲（−Ｖ１’、＋
Ｖ１’）内でのみ行われる。
【００７６】ブリッジ１の電力投入もターンオフも交流
電源電圧の０を通る遷移の近傍においてのみ行われるの
で、負荷Ｑの動作は信号Ｖｉｎの微小障害によって変化
しないことに留意されたい（時刻ｔ１０からｔ１１ま
で）。同じ理由で、この回路は、信号Ｖｉｎの可能なバ
ウンス（定常スイッチングにおける信号Ｖｉｎの振動）
に鈍感である。
【００７７】もちろん、本発明は、当業者が容易に考え
つく様々な変更、修正および改善が可能である。特に、
抵抗の値およびツェナー・ダイオードのしきい電圧の値
の選択は、スイッチに望ましい動作範囲および複合ブリ
ッジのサイリスタをトリガするのに必要な電流に依存す
る。さらに、本発明による複合ブリッジの制御装置は、
図３および図５と関連して説明したものと異なる他の電
力変換回路に適用できる。さらに、アノードゲート・サ
イリスタの代わりに、同等な構成要素、例えばそのゲー
トがダイオードＤ３およびＤ４と直列なトライアックが
使用できる。
【００７８】そのような変更、修正および改善はこの開
示の一部となるものとし、本発明の精神および範囲内に
入るものとする。したがって、前記の説明は、例示的な
ものであり、限定的なものではない。本発明は、以下の
請求の範囲およびその同等物に定義されるものとしての
み制限される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による複合ブリッジを制御する装置の一
実施形態を示す図である。
【図２】図１に示されるような装置の動作をタイミング
図の形で示す図である。
【図３】本発明の第２の様態による電力変換器のコンデ
ンサ内のサージを制限する回路の一実施形態を示す図で
ある。
【図４】図３に示されるような回路の動作をタイミング
図の形で示す図である。
【図５】本発明の第３の様態による電圧０の近傍におい
て負荷を制御する回路の一実施形態を示す図である。
【図６】図５に示されるような回路の動作をタイミング
図の形で示す図である。
【符号の説明】
１ 複合ブリッジ ２ スイッチ ３ 制御手段 Ａ 正の出力端子 Ｃ コンデンサ Ｄ、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄａ、Ｄｃ ダイオード ＤＺ１、ＤＺ２ 制御ツェナー・ダイオード ＤＺ１’ ツェナー・ダイオード ＤＺ３ 保護ツェナー・ダイオード Ｅ１、Ｅ２ 端子 Ｇ 基準電位 ＧＴＯ ゲート・ターンオフ・サイリスタ Ｋ スイッチ Ｌ インダクタンス Ｑ 負荷 Ｒ１、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒｃ 抵抗 Ｒ２ 電流制限抵抗 Ｒａ 抵抗 Ｒｚ 制御抵抗 Ｔ トランジスタ Ｔｈ１、Ｔｈ２、Ｔｈ３ アノードゲート・サイリスタ ＶAG ブリッジ１の出力電圧 Ｖｅ 交流電源電圧 Ｖｏｕｔ 整流された直流電源電圧

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 そのカソードが正の出力端子（Ａ）に互
    いに結合され、かつそのゲートが相互接続された２つの
    アノードゲート・サイリスタ（Ｔｈ１、Ｔｈ２）を含
    み、複合ブリッジ（１）を制御し、交流電圧を受け取
    り、かつ整流された電源電圧を供給する装置において、 一方は２つのゲートに接続され、他方は基準電位（Ｇ）
    に接続され、オンおよびオフするように制御できる単投
    スイッチ（２）と、 複合ブリッジ（１）の交流電源電圧（Ｖｅ）の０電圧の
    近傍の所定の電圧範囲（−Ｖ１、＋Ｖ１；−Ｖ１’、＋
    Ｖ１’）内でのみスイッチ（２）をオンにする制御手段
    （３）とを含み、 かつ前記交流電圧または前記整流された電圧が直接供給
    される複合ブリッジ（１）を制御する装置。
  2. 【請求項２】 スイッチ（２）が、基準電位（Ｇ）に接
    続された制御抵抗（Ｒｚ）と直列に取り付けられる請求
    項１に記載の複合ブリッジを制御する装置。
  3. 【請求項３】 スイッチ（２）の制御端子と基準電位
    （Ｇ）の間に接続され、スイッチ（２）の制御電圧（Ｖ
    ｇ）を制限するツェナー・ダイオード（ＤＺ３）を含む
    請求項２に記載の複合ブリッジを制御する装置。
  4. 【請求項４】 スイッチ（２）がゲート・ターンオフ・
    サイリスタ（ＧＴＯ）である請求項１から３のいずれか
    一項に記載の複合ブリッジを制御する装置。
  5. 【請求項５】 ブリッジ（１）内の各サイリスタ（Ｔｈ
    １、Ｔｈ２）のゲートとスイッチ（２）との間にダイオ
    ード（Ｄ３、Ｄ４）を含む請求項１から４のいずれか一
    項に記載の複合ブリッジを制御する装置。
  6. 【請求項６】 請求項１から５のいずれか一項に記載の
    複合ブリッジ（１）を制御する装置を含み、電力変換器
    のコンデンサ（Ｃ）内の電流サージを制限する回路。
  7. 【請求項７】 スイッチ（ＧＴＯ）を制御する手段が、 基準電位（Ｇ）に接続されたトランスミッタ、スイッチ
    （ＧＴＯ）の制御端子に接続されたコレクタ、およびベ
    ースを有するバイポーラ・トランジスタ（Ｔ）と、 整流された交流電圧（ＶAG）を発生するブリッジ（１）
    の第２の出力端子（Ａ）とトランジスタ（Ｔ）のベース
    との間に接続され、電圧範囲（−Ｖ１、＋Ｖ１）を設定
    する制御ツェナー・ダイオード（ＤＺ１）とを含む請求
    項６に記載の回路。
  8. 【請求項８】 スイッチ（ＧＴＯ）の制御端子と整流さ
    れた直流電源電圧（Ｖｏｕｔ）を発生する出力端子
    （Ａ’）との間で電流制限抵抗（Ｒ２）と直列に接続さ
    れ、制御装置を始動させるツェナー・ダイオード（ＤＺ
    ２）を含む請求項６または７に記載の回路。
  9. 【請求項９】 請求項１から５のいずれか一項に記載の
    複合ブリッジ（１）を制御する装置を含み、整流された
    交流電圧（ＶAG）の０電圧を通る近傍において負荷
    （Ｑ）に電力投入する回路。
  10. 【請求項１０】 スイッチを制御する手段（ＧＴＯ）
    が、 電流制限抵抗（Ｒ５、Ｒ６）を介して交流電源電圧（Ｖ
    ｅ）の２つの端子（Ｅ１、Ｅ２）に接続されたスイッチ
    （ＧＴＯ）の制御端子と基準電位（Ｇ）との間に接続さ
    れ、負荷（Ｑ）に電力投入する信号（Ｖｉｎ）によって
    制御されるアノードゲート・サイリスタ（Ｔｈ３）と、 サイリスタ（Ｔｈ３）のゲートと交流電源電圧（Ｖｅ）
    の２つの端子（Ｅ１、Ｅ２）との間で電流制限抵抗（Ｒ
    ３、Ｒ４）を介して交流電源電圧（Ｖｅ）の２つの端子
    （Ｅ１、Ｅ２）に接続されたツェナー・ダイオード（Ｄ
    Ｚ１’）とを含む請求項９に記載の回路。
JP9091360A 1996-03-29 1997-03-27 ０ボルト電圧における複合ブリッジの制御 Withdrawn JPH1028379A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR9604272 1996-03-29
FR9604272A FR2746981B1 (fr) 1996-03-29 1996-03-29 Commande d'un pont mixte au zero de tension

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH1028379A true JPH1028379A (ja) 1998-01-27

Family

ID=9490931

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP9091360A Withdrawn JPH1028379A (ja) 1996-03-29 1997-03-27 ０ボルト電圧における複合ブリッジの制御

Country Status (5)

Country Link
US (1) US5995395A (ja)
EP (1) EP0820141B1 (ja)
JP (1) JPH1028379A (ja)
DE (1) DE69734130D1 (ja)
FR (1) FR2746981B1 (ja)

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6549438B2 (en) 2001-04-30 2003-04-15 Precision Automation, Inc. AC-to-DC converter circuit utilizing IGBT's for improved efficiency
US6493245B1 (en) * 2001-08-15 2002-12-10 Astec International Limited Inrush current control for AC to DC converters
US6714429B2 (en) 2001-08-15 2004-03-30 Astec International Limited Active inrush current control for AC to DC converters
US20060274468A1 (en) * 2005-06-03 2006-12-07 Phadke Vijay G Active inrush current control using a relay for AC to DC converters
US7656692B2 (en) * 2007-10-31 2010-02-02 Sadwick Laurence P Method and apparatus for supplying and switching power
US8238127B1 (en) 2007-10-31 2012-08-07 Sadwick Laurence P Method and apparatus for supplying and switching power
EP2154774A1 (en) 2008-08-12 2010-02-17 ABB Oy Method of controlling a rectifying bridge in a diode mode and a circuit for the control
DE202011002880U1 (de) * 2011-01-29 2012-05-02 Aizo Ag Halbleiter-Netzteil
US10405651B1 (en) 2014-02-07 2019-09-10 Teri Kramer Portable paper organizer
DE102014006365B4 (de) 2014-04-30 2022-08-11 Sew-Eurodrive Gmbh & Co Kg Vorrichtung zum Betreiben eines Gleichrichters, insbesondere einer halbgesteuerten Gleichrichterbrücke, und Verfahren zum Betreiben eines Gleichrichters
FR3027472A1 (fr) 2014-10-17 2016-04-22 St Microelectronics Tours Sas Circuit de redressement controle
FR3034924A1 (fr) * 2015-04-07 2016-10-14 St Microelectronics Tours Sas Convertisseur alternatif-continu a limitation du courant d'appel
FR3034926A1 (fr) 2015-04-07 2016-10-14 St Microelectronics Tours Sas Convertisseur de puissance a limitation du courant d'appel
US9912249B2 (en) 2015-12-15 2018-03-06 Stmicroelectronics (Tours) Sas Rectifying circuit with thyristors
FR3113990B1 (fr) * 2020-09-07 2023-11-17 St Microelectronics Tours Sas Dispositif de commande d'un thyristor
EP4447320A1 (en) * 2023-04-13 2024-10-16 STMicroelectronics International N.V. Control circuit of a triac or a thyristor

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3305763A (en) * 1963-01-29 1967-02-21 Forbro Design Corp Voltage/current regulated power supplies
US3320512A (en) * 1963-11-13 1967-05-16 Martin Marietta Corp Regulated power supply with high speed transient response
US3562621A (en) * 1967-07-26 1971-02-09 Technipower Inc Inrush current limiting circuit for rectifier circuits with capacitive load
AT304420B (de) * 1969-05-17 1973-01-10 Zanussi A Spa Industrie Elektrischer Antrieb für eine Waschmaschine
US3758840A (en) * 1972-05-15 1973-09-11 Hewlett Packard Co Power supply utilizing improved voltage regulation
US3908159A (en) * 1974-06-03 1975-09-23 Quasar Electronics Corp Regulated power supply with start-up and protective circuits
JPS5953673B2 (ja) * 1977-08-09 1984-12-26 ソニー株式会社 電源回路
US4204148A (en) * 1978-07-24 1980-05-20 Esquire, Inc. Regulation circuit
DE3404446A1 (de) * 1984-02-08 1985-08-08 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Phasenanschnittsteuerung fuer ein transformatornetzteil
US4675798A (en) * 1985-07-15 1987-06-23 Harris Corporation Direct coupled switching power supply with GTO SCR switching element
CA2034824A1 (en) * 1991-01-23 1992-07-24 John Alan Gibson Current harmonic, current form factor and power factor modification unit for rectifier supplied loads
KR930001548A (ko) * 1991-06-13 1993-01-16 강진구 돌입 전류방지 장치를 갖춘 커패시터 입력형 정류 평활기
KR940007716B1 (ko) * 1992-07-03 1994-08-24 삼성전자 주식회사 연속전류 제어형 p.f.c 회로
US5572416A (en) * 1994-06-09 1996-11-05 Lucent Technologies Inc. Isolated input current sense means for high power factor rectifier
US5568041A (en) * 1995-02-09 1996-10-22 Magnetek, Inc. Low-cost power factor correction circuit and method for electronic ballasts
DK0732797T3 (da) * 1995-03-16 2002-03-18 Franklin Electric Co Inc Effektfaktorkorrektion
FR2742013B1 (fr) * 1995-11-30 1998-03-27 Sgs Thomson Microelectronics Procede et dispositif de limitation d'appel de courant d'un condensateur associe a un redresseur
FR2742010B1 (fr) * 1995-11-30 1998-02-13 Sgs Thomson Microelectronics Dispositif d'amelioration du facteur de puissance d'une alimentation redressee

Also Published As

Publication number Publication date
EP0820141A3 (fr) 1999-03-03
EP0820141A2 (fr) 1998-01-21
DE69734130D1 (de) 2005-10-13
FR2746981B1 (fr) 1998-06-19
FR2746981A1 (fr) 1997-10-03
EP0820141B1 (fr) 2005-09-07
US5995395A (en) 1999-11-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5822203A (en) Method and device for limiting the current surge in a capacitor associated with a rectifier
US5640317A (en) High voltage start-up circuit and method therefor
US5282126A (en) Start circuit for a switched mode power supply
US7483280B2 (en) Capacitive power supply circuit and method
US4937731A (en) Power supply with automatic input voltage doubling
JPH1028379A (ja) ０ボルト電圧における複合ブリッジの制御
US7019474B2 (en) Constant current regulator using IGBT's with simplified timing
US6493245B1 (en) Inrush current control for AC to DC converters
EP1706941B1 (en) Dv/dt-detecting overcurrent protection circuit for power supply
US9106149B2 (en) Start-up circuitry
US6462973B2 (en) A.C./D.C. converter that automatically adapts to the amplitude of the supply voltage
US20160301298A1 (en) Power converter with inrush current limitation
US10686388B2 (en) Rectifying bridge control circuit
JPH02228298A (ja) 発電機の電圧調整器用電力回路及び界磁電流発生方法
CN111464034A (zh) 电源转换器、用于开关模式电源的同步整流器控制器及其方法
KR101045198B1 (ko) 전력 제어 시스템 개시 방법 및 회로
US11271493B2 (en) Thyristor control
JP2000253650A (ja) スイッチング電源装置
CN214014104U (zh) 电子电路
US4713740A (en) Switch-mode power supply
JPH01190026A (ja) 低電力が給電される駆動回路
CN112787514A (zh) 在基于模拟控制器的功率转换器中减少静态功耗的方案
US10659041B2 (en) Control of an anode-gate thyristor
JP3887750B2 (ja) 突入電流防止回路
US6542022B2 (en) Voltage pulse analog generator

Legal Events

Date Code Title Description
A300 Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300

Effective date: 20040601