JP3488709B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、各種電子機器の
電源として使用されるスイッチング電源装置の改良に関
する。
電源として使用されるスイッチング電源装置の改良に関
する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、首記の如きスイッチング
電源装置として、図９に示すような例がある。この図９
に示す回路は、特開２０００−２８７４４２号に記載さ
れた回路に類するものである。また、図１０は、このス
イッチング電源装置の各部の動作波形を示している。
電源装置として、図９に示すような例がある。この図９
に示す回路は、特開２０００−２８７４４２号に記載さ
れた回路に類するものである。また、図１０は、このス
イッチング電源装置の各部の動作波形を示している。
【０００３】すなわち、トランスＴｒの１次巻線Ｎｐの
一端に、商用交流電源を整流してなる直流電圧を印加す
るとともに、１次巻線Ｎｐの他端に、制御回路１１によ
って駆動されるスイッチング素子Ｑ１を接続する。
一端に、商用交流電源を整流してなる直流電圧を印加す
るとともに、１次巻線Ｎｐの他端に、制御回路１１によ
って駆動されるスイッチング素子Ｑ１を接続する。
【０００４】このスイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動
により、１次巻線Ｎｐに断続的に直流電圧が印加される
ことにより、トランスＴｒの２次巻線Ｎｓから得られる
交流電圧を、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２で整流
して負荷Ｚに出力電圧を供給する。
により、１次巻線Ｎｐに断続的に直流電圧が印加される
ことにより、トランスＴｒの２次巻線Ｎｓから得られる
交流電圧を、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２で整流
して負荷Ｚに出力電圧を供給する。
【０００５】上記制御回路１１は、発振器１２の出力で
セットされ、電圧比較器１３の出力でリセットされる、
２安定回路としてのＦＦ（Flip Flop）回路１４の出力
を、駆動回路１５を介してスイッチング素子Ｑ１に制御
用信号として供給している。
セットされ、電圧比較器１３の出力でリセットされる、
２安定回路としてのＦＦ（Flip Flop）回路１４の出力
を、駆動回路１５を介してスイッチング素子Ｑ１に制御
用信号として供給している。
【０００６】電圧比較器１３は、スイッチング素子Ｑ１
に流れる電流を検出する電流検出器１６の出力と、負荷
Ｚに与える電圧レベルの基準レベルとの誤差分を得る誤
差増幅器１７の出力とを比較して、ＦＦ回路１４のリセ
ット信号を生成している。
に流れる電流を検出する電流検出器１６の出力と、負荷
Ｚに与える電圧レベルの基準レベルとの誤差分を得る誤
差増幅器１７の出力とを比較して、ＦＦ回路１４のリセ
ット信号を生成している。
【０００７】また、上記制御回路１１は、トランスＴｒ
の１次巻線Ｎｐに印加される直流電圧を電源電圧供給器
１８に取り込み、この電源電圧供給器１８により駆動用
の電源電圧Vccを得ている。
の１次巻線Ｎｐに印加される直流電圧を電源電圧供給器
１８に取り込み、この電源電圧供給器１８により駆動用
の電源電圧Vccを得ている。
【０００８】ところで、このスイッチング電源装置は、
ＦＦ回路１４のセットＳ側に発振器１２を接続し、スイ
ッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを決定してい
るため、スイッチング周波数が発振器１２の発振周波数
に固定される。
ＦＦ回路１４のセットＳ側に発振器１２を接続し、スイ
ッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを決定してい
るため、スイッチング周波数が発振器１２の発振周波数
に固定される。
【０００９】すなわち、時刻Ｔ１で、発振器１２からＨ
（High）レベルのパルスが出力されると、ＦＦ回路１４
はセットされ、その出力ＱがＨレベルとなるので、スイ
ッチング素子Ｑ１はオンし、ドレイン電流が流れる。
（High）レベルのパルスが出力されると、ＦＦ回路１４
はセットされ、その出力ＱがＨレベルとなるので、スイ
ッチング素子Ｑ１はオンし、ドレイン電流が流れる。
【００１０】このドレイン電流は、トランスＴｒの１次
巻線Ｎｐを流れる電流であり、スイッチング素子Ｑ１が
オンしている期間Ｔ１〜Ｔ２中に、トランスＴｒにエネ
ルギーが蓄えられる。
巻線Ｎｐを流れる電流であり、スイッチング素子Ｑ１が
オンしている期間Ｔ１〜Ｔ２中に、トランスＴｒにエネ
ルギーが蓄えられる。
【００１１】時刻Ｔ２で、電流検出器１６から出力され
る電圧レベルが、誤差増幅器１７から出力される電圧レ
ベルよりも高くなると、電圧比較器１３の出力はＨレベ
ルとなる。これにより、ＦＦ回路１４はリセットされ、
その出力ＱがＬ（Low）レベルとなるので、スイッチン
グ素子Q１がオフする。
る電圧レベルが、誤差増幅器１７から出力される電圧レ
ベルよりも高くなると、電圧比較器１３の出力はＨレベ
ルとなる。これにより、ＦＦ回路１４はリセットされ、
その出力ＱがＬ（Low）レベルとなるので、スイッチン
グ素子Q１がオフする。
【００１２】スイッチング素子Q１がオフすると、トラ
ンスＴｒに蓄えられていたエネルギーが、２次巻線Ｎｓ
からダイオードＤ２を通りコンデンサＣ２を充電して放
出される。
ンスＴｒに蓄えられていたエネルギーが、２次巻線Ｎｓ
からダイオードＤ２を通りコンデンサＣ２を充電して放
出される。
【００１３】そして、このエネルギーの放出中の時刻Ｔ
３で、発振器１２からＨレベルのパルスが出力されるた
め、ＦＦ回路１４がセットされスイッチング素子Ｑ１が
オンする。
３で、発振器１２からＨレベルのパルスが出力されるた
め、ＦＦ回路１４がセットされスイッチング素子Ｑ１が
オンする。
【００１４】ところが、この時刻Ｔ３では、トランスＴ
ｒの２次巻線Ｎｓから流れ出す電流が完全に零になって
おらず、つまり、トランスＴｒのエネルギーが完全に零
になっていない。
ｒの２次巻線Ｎｓから流れ出す電流が完全に零になって
おらず、つまり、トランスＴｒのエネルギーが完全に零
になっていない。
【００１５】このため、時刻Ｔ３でスイッチング素子Ｑ
１がオンしたとき、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流
は、流れ始めが零ではなく、トランスＴｒに残っていた
エネルギーが重畳されることになる。
１がオンしたとき、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流
は、流れ始めが零ではなく、トランスＴｒに残っていた
エネルギーが重畳されることになる。
【００１６】このように従来のスイッチング電源装置で
は、トランスＴｒのエネルギーが完全に零の状態になっ
てから、スイッチング素子Ｑ１をオンさせることができ
ないため、スイッチング素子Ｑ１のオンするタイミング
で大きな損失が生じ、電力変換効率の低下を招くという
問題が生じている。
は、トランスＴｒのエネルギーが完全に零の状態になっ
てから、スイッチング素子Ｑ１をオンさせることができ
ないため、スイッチング素子Ｑ１のオンするタイミング
で大きな損失が生じ、電力変換効率の低下を招くという
問題が生じている。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】そこで、この発明は上
記事情を考慮してなされたもので、簡易な構成でスイッ
チング素子のオン時における損失の低減を図り、電力変
換の効率化を促進し得る極めて良好なスイッチング電源
装置を提供することを目的とする。
記事情を考慮してなされたもので、簡易な構成でスイッ
チング素子のオン時における損失の低減を図り、電力変
換の効率化を促進し得る極めて良好なスイッチング電源
装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】この発明に係るスイッチ
ング電源装置は、スイッチング素子のオンオフにより直
流電圧が印加される１次巻線と、この１次巻線に誘起さ
れたエネルギーを負荷に供給するための２次巻線、及び
逆起電力によるパルス電圧を発生する３次巻線とを有す
るトランスと、３次巻線に生じるパルス電圧を検出する
パルス検出器と、パルス電圧を反転する反転器とを含
み、反転パルスを制御パルスとして出力するパルス発生
手段と、負荷に供給する出力電圧と基準電圧とを比較し
て、その差分に相当する誤差電圧を得る誤差増幅器と、
スイッチング素子を流れる電流に比例した電圧と、誤差
増幅器からの誤差電圧とを比較する手段を有し、負荷に
供給する出力電圧の変化に応答して第１のパルスを発生
する手段と、第１のパルス及び制御パルスが入力され、
これら第１のパルス及び制御パルスの入力に応答して出
力状態が変化する２安定回路と、２安定回路からの出力
を利用してスイッチング素子をオンオフ制御し、制御パ
ルス期間にスイッチング素子をオン状態となす駆動手段
と、反転器からの制御パルスの出力状態を制御し、スイ
ッチング素子のオフ状態への切り替えを助長するため、
反転器の出力端と基準電位点間に接続され、第１のパル
スに応答して導通する開閉器とを備えるようにしたもの
である。
ング電源装置は、スイッチング素子のオンオフにより直
流電圧が印加される１次巻線と、この１次巻線に誘起さ
れたエネルギーを負荷に供給するための２次巻線、及び
逆起電力によるパルス電圧を発生する３次巻線とを有す
るトランスと、３次巻線に生じるパルス電圧を検出する
パルス検出器と、パルス電圧を反転する反転器とを含
み、反転パルスを制御パルスとして出力するパルス発生
手段と、負荷に供給する出力電圧と基準電圧とを比較し
て、その差分に相当する誤差電圧を得る誤差増幅器と、
スイッチング素子を流れる電流に比例した電圧と、誤差
増幅器からの誤差電圧とを比較する手段を有し、負荷に
供給する出力電圧の変化に応答して第１のパルスを発生
する手段と、第１のパルス及び制御パルスが入力され、
これら第１のパルス及び制御パルスの入力に応答して出
力状態が変化する２安定回路と、２安定回路からの出力
を利用してスイッチング素子をオンオフ制御し、制御パ
ルス期間にスイッチング素子をオン状態となす駆動手段
と、反転器からの制御パルスの出力状態を制御し、スイ
ッチング素子のオフ状態への切り替えを助長するため、
反転器の出力端と基準電位点間に接続され、第１のパル
スに応答して導通する開閉器とを備えるようにしたもの
である。
【００１９】上記のような構成によれば、トランスの３
次巻線に発生する逆起電力を反転させた信号で、スイッ
チング素子をオン状態に制御するようにしたので、トラ
ンスのエネルギーが零の状態でのみスイッチング素子が
オンされるため、簡易な構成でスイッチング素子のオン
時における損失の低減を図り、電力変換の効率化を促進
することが可能となる。
次巻線に発生する逆起電力を反転させた信号で、スイッ
チング素子をオン状態に制御するようにしたので、トラ
ンスのエネルギーが零の状態でのみスイッチング素子が
オンされるため、簡易な構成でスイッチング素子のオン
時における損失の低減を図り、電力変換の効率化を促進
することが可能となる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて、図面を参照して詳細に説明する。図１は、この実
施の形態で説明するスイッチング電源装置を、図９と同
一部分に同一符号を付して示している。また、図２は、
このスイッチング電源装置の各部の動作波形を示してい
る。
いて、図面を参照して詳細に説明する。図１は、この実
施の形態で説明するスイッチング電源装置を、図９と同
一部分に同一符号を付して示している。また、図２は、
このスイッチング電源装置の各部の動作波形を示してい
る。
【００２１】すなわち、上記発振器１２の出力信号に代
えて、上記トランスＴｒの３次巻線Ｎｄに発生する電圧
をパルス検出器１９で検出し、その検出パルスを反転器
２０で反転させた信号で、ＦＦ回路１４をセットする。
えて、上記トランスＴｒの３次巻線Ｎｄに発生する電圧
をパルス検出器１９で検出し、その検出パルスを反転器
２０で反転させた信号で、ＦＦ回路１４をセットする。
【００２２】また、上記電圧比較器１３からＦＦ回路１
４をリセットさせる信号が出力されたときに、反転器２
０の出力を開閉器２１を介して基準電位点としての接地
端に側路させる。これにより、ＦＦ回路１４を確実にリ
セットさせる。
４をリセットさせる信号が出力されたときに、反転器２
０の出力を開閉器２１を介して基準電位点としての接地
端に側路させる。これにより、ＦＦ回路１４を確実にリ
セットさせる。
【００２３】上記のような構成において、スイッチング
素子Ｑ１がオフしている期間に、トランスＴｒの２次側
の電流は、２次巻線ＮｓからダイオードＤ２を介してコ
ンデンサＣ２を充電し、負荷Ｚに出力電圧を供給する。
素子Ｑ１がオフしている期間に、トランスＴｒの２次側
の電流は、２次巻線ＮｓからダイオードＤ２を介してコ
ンデンサＣ２を充電し、負荷Ｚに出力電圧を供給する。
【００２４】このダイオードＤ２に流れる電流が時刻Ｔ
１で終了すると、トランスＴｒの各巻線Ｎｐ，Ｎｓ，Ｎ
ｄには逆起電力が発生するため、トランスＴｒの３次巻
線Ｎｄの電圧は、ＨレベルからＬレベルに変化する。
１で終了すると、トランスＴｒの各巻線Ｎｐ，Ｎｓ，Ｎ
ｄには逆起電力が発生するため、トランスＴｒの３次巻
線Ｎｄの電圧は、ＨレベルからＬレベルに変化する。
【００２５】この３次巻線Ｎｄに発生するパルス電圧を
パルス検出器１９で検出し、反転器２０に供給する。反
転器２０は、入力がＨレベルからＬレベルに変化する
と、その出力をＬレベルからＨレベルに変化させる。
パルス検出器１９で検出し、反転器２０に供給する。反
転器２０は、入力がＨレベルからＬレベルに変化する
と、その出力をＬレベルからＨレベルに変化させる。
【００２６】この反転器２０の出力は、ＦＦ回路１４の
セット（Ｓ）入力になっている。このため、ＦＦ回路１
４は、そのセット入力がＬレベルからＨレベルになる
と、出力ＱもＬレベルからＨレベルに変化する。
セット（Ｓ）入力になっている。このため、ＦＦ回路１
４は、そのセット入力がＬレベルからＨレベルになる
と、出力ＱもＬレベルからＨレベルに変化する。
【００２７】これにより、駆動回路１５を介して、スイ
ッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に制御され
る。つまり、トランスＴｒの２次巻線Ｎｓの電流が終了
した時刻Ｔ１で、スイッチング素子Ｑ１がオンされるこ
とになる。
ッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に制御され
る。つまり、トランスＴｒの２次巻線Ｎｓの電流が終了
した時刻Ｔ１で、スイッチング素子Ｑ１がオンされるこ
とになる。
【００２８】このスイッチング素子Ｑ１がオンしている
期間Ｔ１〜Ｔ２に、トランスＴｒの１次巻線Ｎｐには電
流が流れ、エネルギーが充電される。
期間Ｔ１〜Ｔ２に、トランスＴｒの１次巻線Ｎｐには電
流が流れ、エネルギーが充電される。
【００２９】トランスＴｒの２次側に接続された負荷Ｚ
の消費するエネルギーまで充電が完了すると、電流検出
器１６の出力電圧レベルが、誤差増幅器１７の出力電圧
レベルよりも高くなり、電圧比較器１３の出力がＬレベ
ルからＨレベルになる。
の消費するエネルギーまで充電が完了すると、電流検出
器１６の出力電圧レベルが、誤差増幅器１７の出力電圧
レベルよりも高くなり、電圧比較器１３の出力がＬレベ
ルからＨレベルになる。
【００３０】この電圧比較器１３の出力は、ＦＦ回路１
４のリセット（Ｒ）入力となっているので、ＦＦ回路１
４はリセットされ、その出力ＱがＬレベルとなる。
４のリセット（Ｒ）入力となっているので、ＦＦ回路１
４はリセットされ、その出力ＱがＬレベルとなる。
【００３１】同時に、電圧比較器１３の出力は開閉器２
１を制御するので、時刻Ｔ２で開閉器２１は閉じ、反転
器２０の出力は強制的にＬレベルになり、ＦＦ回路１４
のセット入力もＬレベルとなる。このため、時刻Ｔ２に
は、確実にスイッチング素子Ｑ１がオフする。
１を制御するので、時刻Ｔ２で開閉器２１は閉じ、反転
器２０の出力は強制的にＬレベルになり、ＦＦ回路１４
のセット入力もＬレベルとなる。このため、時刻Ｔ２に
は、確実にスイッチング素子Ｑ１がオフする。
【００３２】スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トラ
ンスＴｒの１次巻線Ｎｐに蓄えられていたエネルギー
は、トランスＴｒの２次巻線ＮｓからダイオードＤ２を
介してコンデンサＣ２を充電する。
ンスＴｒの１次巻線Ｎｐに蓄えられていたエネルギー
は、トランスＴｒの２次巻線ＮｓからダイオードＤ２を
介してコンデンサＣ２を充電する。
【００３３】このダイオードＤ２に流れる電流が終了す
る時刻Ｔ３で、トランスＴｒの３次巻線Ｎｄに逆起電力
が発生するため、上述したようにして、スイッチング素
子Ｑ１が再びオンする。以上のように、スイッチング素
子Ｑ１のオンオフが繰り返されてエネルギーの伝達が行
なわれる。
る時刻Ｔ３で、トランスＴｒの３次巻線Ｎｄに逆起電力
が発生するため、上述したようにして、スイッチング素
子Ｑ１が再びオンする。以上のように、スイッチング素
子Ｑ１のオンオフが繰り返されてエネルギーの伝達が行
なわれる。
【００３４】上記した実施の形態によれば、トランスＴ
ｒの２次巻線Ｎｓのエネルギーが零の状態（トランスＴ
ｒのエネルギーが零の状態）でのみ、スイッチング素子
Ｑ１がオンするため、スイッチング素子Ｑ１のオン時の
損失をほとんどなくすことができる（零電流スイッ
チ）。
ｒの２次巻線Ｎｓのエネルギーが零の状態（トランスＴ
ｒのエネルギーが零の状態）でのみ、スイッチング素子
Ｑ１がオンするため、スイッチング素子Ｑ１のオン時の
損失をほとんどなくすことができる（零電流スイッ
チ）。
【００３５】つまり、負荷Ｚの変動及び入力電圧の変動
でスイッチング周波数が変動するようになり、スイッチ
ング素子Ｑ１に流れる電流は常に零から立ち上がるよう
になる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオンすると
きの損失はほとんどなくなり効率化を図ることができ
る。
でスイッチング周波数が変動するようになり、スイッチ
ング素子Ｑ１に流れる電流は常に零から立ち上がるよう
になる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオンすると
きの損失はほとんどなくなり効率化を図ることができ
る。
【００３６】また、ＦＦ回路１４のリセットパルスの有
無で開閉する開閉器２１を、反転器２０の出力に取り付
けることにより、スイッチング素子Ｑ１のオフするタイ
ミングを確実なものとすることができ、スイッチング素
子Ｑ１のオフ状態への移行を助長することができる。
無で開閉する開閉器２１を、反転器２０の出力に取り付
けることにより、スイッチング素子Ｑ１のオフするタイ
ミングを確実なものとすることができ、スイッチング素
子Ｑ１のオフ状態への移行を助長することができる。
【００３７】図３は、上記電流検出器１６の詳細を示し
ている。この場合、接続端子１６ａがスイッチング素子
Ｑ１のドレインに接続され、接続端子１６ｂが電圧比較
器１３の非反転入力端（＋）に接続されている。
ている。この場合、接続端子１６ａがスイッチング素子
Ｑ１のドレインに接続され、接続端子１６ｂが電圧比較
器１３の非反転入力端（＋）に接続されている。
【００３８】そして、接続端子１６ａは、抵抗Ｒ１を介
して接続端子１６ｂに接続されるとともに、抵抗Ｒ２を
介して接地されている。また、抵抗Ｒ１と接続端子１６
Ｂとの接続点は、コンデンサＣ４を介して接地されてい
る。
して接続端子１６ｂに接続されるとともに、抵抗Ｒ２を
介して接地されている。また、抵抗Ｒ１と接続端子１６
Ｂとの接続点は、コンデンサＣ４を介して接地されてい
る。
【００３９】図４は、上記パルス検出器１９の詳細を示
している。この場合、接続端子１９ａがトランスＴｒの
３次巻線ＮｄとダイオードＤ１との接続点に接続され、
接続端子１９ｂが反転器２０の入力端に接続されてい
る。
している。この場合、接続端子１９ａがトランスＴｒの
３次巻線ＮｄとダイオードＤ１との接続点に接続され、
接続端子１９ｂが反転器２０の入力端に接続されてい
る。
【００４０】そして、接続端子１９ａは、ダイオードＤ
３を順方向に介した後、抵抗Ｒ３，Ｒ４を直列に介して
接地されている。また、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点は、接
続端子１９ｂに接続されるとともに、コンデンサＣ５を
介して接地されている。
３を順方向に介した後、抵抗Ｒ３，Ｒ４を直列に介して
接地されている。また、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点は、接
続端子１９ｂに接続されるとともに、コンデンサＣ５を
介して接地されている。
【００４１】図５は、上記誤差増幅器１７の詳細を示し
ている。この場合、接続端子１７ａがダイオードＤ２と
コンデンサＣ２との接続点に接続され、接続端子１７
ｂ、つまり、フォトカプラ１７ｃの受光素子を構成する
フォトトランジスタＱ２のコレクタが、ダイオードＤ１
とコンデンサＣ３との接続点に接続され、接続端子１７
ｄが電圧比較器１３の反転入力端（−）に接続されてい
る。
ている。この場合、接続端子１７ａがダイオードＤ２と
コンデンサＣ２との接続点に接続され、接続端子１７
ｂ、つまり、フォトカプラ１７ｃの受光素子を構成する
フォトトランジスタＱ２のコレクタが、ダイオードＤ１
とコンデンサＣ３との接続点に接続され、接続端子１７
ｄが電圧比較器１３の反転入力端（−）に接続されてい
る。
【００４２】そして、接続端子１７ａは、抵抗Ｒ６，Ｒ
７を直列に介して接地されるとともに、抵抗Ｒ５を介し
た後、上記フォトカプラ１７ｃの発光素子を構成する発
光ダイオードＤ４を順方向に介して、定電圧ダイオード
Ｄ５のカソードに接続されている。この定電圧ダイオー
ドＤ５のアノードは接地され、制御端は、抵抗Ｒ６，Ｒ
７の接続点に接続されている。
７を直列に介して接地されるとともに、抵抗Ｒ５を介し
た後、上記フォトカプラ１７ｃの発光素子を構成する発
光ダイオードＤ４を順方向に介して、定電圧ダイオード
Ｄ５のカソードに接続されている。この定電圧ダイオー
ドＤ５のアノードは接地され、制御端は、抵抗Ｒ６，Ｒ
７の接続点に接続されている。
【００４３】また、フォトトランジスタＱ２のエミッタ
は、抵抗Ｒ９を介して接地されるとともに、抵抗Ｒ８を
介して演算増幅器ＯＰ１の反転入力端（−）に接続され
ている。この演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端（＋）
は、定電圧源Ｅを介して接地されている。
は、抵抗Ｒ９を介して接地されるとともに、抵抗Ｒ８を
介して演算増幅器ＯＰ１の反転入力端（−）に接続され
ている。この演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端（＋）
は、定電圧源Ｅを介して接地されている。
【００４４】さらに、この演算増幅器ＯＰ１の反転入力
端（−）と出力端との間には、抵抗Ｒ１０が接続されて
いる。そして、この演算増幅器ＯＰ１の出力端は、ダイ
オードＤ６を順方向に介した後、抵抗Ｒ１１を介して接
続端子１７ｂに接続されている。また、抵抗Ｒ１１と接
続端子１７ｂとの接続点は、抵抗Ｒ１２を介して接地さ
れるとともに、定電圧ダイオードＤ７を逆方向に介して
接地されている。
端（−）と出力端との間には、抵抗Ｒ１０が接続されて
いる。そして、この演算増幅器ＯＰ１の出力端は、ダイ
オードＤ６を順方向に介した後、抵抗Ｒ１１を介して接
続端子１７ｂに接続されている。また、抵抗Ｒ１１と接
続端子１７ｂとの接続点は、抵抗Ｒ１２を介して接地さ
れるとともに、定電圧ダイオードＤ７を逆方向に介して
接地されている。
【００４５】図６は、上記した実施の形態の変形例を示
している。この変形例では、反転器２０の出力をＦＦ回
路１４のリセット（Ｒ）入力に供給し、電圧比較器１３
の出力をＦＦ回路１４のセット（Ｓ）入力に供給し、Ｆ
Ｆ回路１４の反転出力Ｑ￣でスイッチング素子Ｑ１を制
御している。
している。この変形例では、反転器２０の出力をＦＦ回
路１４のリセット（Ｒ）入力に供給し、電圧比較器１３
の出力をＦＦ回路１４のセット（Ｓ）入力に供給し、Ｆ
Ｆ回路１４の反転出力Ｑ￣でスイッチング素子Ｑ１を制
御している。
【００４６】図７は、上記した実施の形態のさらに他の
変形例を示し、図８は、この変形例における各部の動作
波形を示している。すなわち、パルス検出器１９と反転
器２０との間に、パルス立ち下がり遅延回路２２を介挿
接続している。
変形例を示し、図８は、この変形例における各部の動作
波形を示している。すなわち、パルス検出器１９と反転
器２０との間に、パルス立ち下がり遅延回路２２を介挿
接続している。
【００４７】ほとんどのスイッチング電源装置におい
て、スイッチング素子がオフすると、そのドレイン電圧
が急激に上昇し損失を増大させるので、これをスナバー
コンデンサＣｓで防止している。
て、スイッチング素子がオフすると、そのドレイン電圧
が急激に上昇し損失を増大させるので、これをスナバー
コンデンサＣｓで防止している。
【００４８】しかしながら、前述のスイッチング素子Ｑ
１がオンするときは、このスナバーコンデンサＣｓに充
電されたエネルギーを放電させるため、損失が増大する
ことになる。
１がオンするときは、このスナバーコンデンサＣｓに充
電されたエネルギーを放電させるため、損失が増大する
ことになる。
【００４９】図７に示した変形例では、この損失を最小
限にするためにパルス立ち下がり遅延回路２２を設けて
いる。すなわち、トランスＴｒの２次側電流が終了する
と、トランスＴｒの１次巻線ＮｐのインダクタンスＬｐ
とスナバーコンデンサＣｓとの間で共振現象が起こる。
この共振電圧は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧
となる。
限にするためにパルス立ち下がり遅延回路２２を設けて
いる。すなわち、トランスＴｒの２次側電流が終了する
と、トランスＴｒの１次巻線ＮｐのインダクタンスＬｐ
とスナバーコンデンサＣｓとの間で共振現象が起こる。
この共振電圧は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧
となる。
【００５０】トランスＴｒの２次側に流れる電流が終了
してから、上記共振電圧が最低のレベルに達するまでの
時間Ｔｄだけ、パルス検出器１９の出力が反転器２０に
供給されることを、パルス立ち下がり遅延回路２２によ
って遅延させる。
してから、上記共振電圧が最低のレベルに達するまでの
時間Ｔｄだけ、パルス検出器１９の出力が反転器２０に
供給されることを、パルス立ち下がり遅延回路２２によ
って遅延させる。
【００５１】この遅延時間Ｔｄは、
Ｔｄ＝π（Ｌｐ×Ｃｓ）１／２
なる式によって予め求めることが可能である。
【００５２】これにより、スナバーコンデンサＣｓに充
電されたエネルギーが最小になった時刻で、スイッチン
グ素子Ｑ１をオンさせることができるため、損失を最小
とすることができる。
電されたエネルギーが最小になった時刻で、スイッチン
グ素子Ｑ１をオンさせることができるため、損失を最小
とすることができる。
【００５３】上記した実施の形態では、スイッチング電
源装置の制御にデジタルＩＣ（Integrated Circuit）を
使用し、発振器１２を使用しない簡単な構成で自励式フ
ライバックコンバータ方式の電源回路を提供し、効率も
従来の発振器１２を使用した自励式フライバックコンバ
ータ方式の電源より向上している。
源装置の制御にデジタルＩＣ（Integrated Circuit）を
使用し、発振器１２を使用しない簡単な構成で自励式フ
ライバックコンバータ方式の電源回路を提供し、効率も
従来の発振器１２を使用した自励式フライバックコンバ
ータ方式の電源より向上している。
【００５４】なお、この発明は上記した実施の形態に限
定されるものではなく、この外その要旨を逸脱しない範
囲で種々変形して実施することができる。
定されるものではなく、この外その要旨を逸脱しない範
囲で種々変形して実施することができる。
【００５５】
【発明の効果】以上詳述したようにこの発明によれば、
簡易な構成でスイッチング素子のオン時における損失の
低減を図り、電力変換の効率化を促進し得る極めて良好
なスイッチング電源装置を提供することができる。
簡易な構成でスイッチング素子のオン時における損失の
低減を図り、電力変換の効率化を促進し得る極めて良好
なスイッチング電源装置を提供することができる。
【図１】この発明の実施の形態を説明するために示すブ
ロック構成図。
ロック構成図。
【図２】同実施の形態における各部の動作波形を説明す
るために示す図。
るために示す図。
【図３】同実施の形態における電流検出器の詳細を説明
するために示す回路構成図。
するために示す回路構成図。
【図４】同実施の形態におけるパルス発生器の詳細を説
明するために示す回路構成図。
明するために示す回路構成図。
【図５】同実施の形態における誤差増幅器の詳細を説明
するために示す回路構成図。
するために示す回路構成図。
【図６】同実施の形態における変形例を説明するために
示すブロック構成図。
示すブロック構成図。
【図７】同実施の形態における他の変形例を説明するた
めに示すブロック構成図。
めに示すブロック構成図。
【図８】同他の変形例における各部の動作波形を説明す
るために示す図。
るために示す図。
【図９】従来のスイッチング電源装置を説明するために
示すブロック構成図。
示すブロック構成図。
【図１０】同従来装置の各部の動作波形を説明するため
に示す図。
に示す図。
１１…制御回路、
１２…発振器、
１３…電圧比較器、
１４…ＦＦ回路、
１５…駆動回路、
１６…電流検出器、
１７…誤差増幅器、
１８…電源電圧供給器、
１９…パルス検出器、
２０…反転器、
２１…開閉器、
２２…パルス立ち下がり遅延回路。
Claims (4)
- 【請求項１】スイッチング素子のオンオフにより直流電
圧が印加される１次巻線と、この１次巻線に誘起された
エネルギーを負荷に供給するための２次巻線、及び逆起
電力によるパルス電圧を発生する３次巻線とを有するト
ランスと、 前記３次巻線に生じるパルス電圧を検出するパルス検出
器と、前記パルス電圧を反転する反転器とを含み、前記
反転パルスを制御パルスとして出力するパルス発生手段
と、前記負荷に供給する出力電圧と基準電圧とを比較して、
その差分に相当する誤差電圧を得る誤差増幅器と、 前記スイッチング素子を流れる電流に比例した電圧と、
前記誤差増幅器からの誤差電圧とを比較する手段を有
し、 前記負荷に供給する出力電圧の変化に応答して第１
のパルスを発生する手段と、 前記第１のパルス及び前記制御パルスが入力され、これ
ら第１のパルス及び制御パルスの入力に応答して出力状
態が変化する２安定回路と、 前記２安定回路からの出力を利用して前記スイッチング
素子をオンオフ制御し、前記制御パルス期間に前記スイ
ッチング素子をオン状態となす駆動手段と、 前記反転器からの制御パルスの出力状態を制御し、前記
スイッチング素子のオフ状態への切り替えを助長するた
め、前記反転器の出力端と基準電位点間に接続され、前
記第１のパルスに応答して導通する開閉器と を具備して
なることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】前記２安定回路は、セット入力端とリセッ
ト入力端とを有するフリップフロップ回路にてなり、前
記反転器からの制御パルスが前記セット入力端に供給さ
れ、前記第１のパルスが前記リセット入力端に供給さ
れ、非反転出力端から前記スイッチング素子をオンオフ
制御するための出力信号を得ることを特徴とする請求項
１記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】前記２安定回路は、セット入力端とリセッ
ト入力端とを有するフリップフロップ回路にてなり、前
記反転器からの制御パルスが前記リセット入力端に供給
され、前記第１のパルスが前記セット入力端に供給さ
れ、反転出力端から前記スイッチング素子をオンオフ制
御するための出力信号を得ることを特徴とする請求項１
記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項４】スイッチング素子のオンオフにより直流電
圧が印加される１次巻線と、この１次巻線に誘起された
エネルギーを負荷に供給するための２次巻線、及び逆起
電力によるパルス電圧を発生する３次巻線とを有するト
ランスと、 前記３次巻線に生じるパルス電圧を検出するパルス検出
器と、前記パルス検出器からのパルス電圧の立ち下がり
を所定時間遅延させる遅延手段と、前記遅延手段から出
力されたパルス電圧を反転する反転器とを含み、この反
転パルスを制御パルスとして出力するパルス発生手段
と、前記負荷に供給する出力電圧と基準電圧とを比較して、
その差分に相当する誤差電圧を得る誤差増幅器と、 前記スイッチング素子を流れる電流に比例した電圧と、
前記誤差増幅器からの誤差電圧とを比較する手段を有
し、 前記負荷に供給する出力電圧の変化に応答して第１
のパルスを発生する手段と、 前記第１のパルス及び前記制御パルスが入力され、これ
ら第１のパルス及び制御パルスの入力に応答して出力状
態が変化する２安定回路と、 前記２安定回路からの出力を利用して前記スイッチング
素子をオンオフ制御し、前記制御パルス期間に前記スイ
ッチング素子をオン状態となす駆動手段と、 前記反転器からの制御パルスの出力状態を制御し、前記
スイッチング素子のオフ状態への切り替えを助長するた
め、前記反転器の出力端と基準電位点間に接続され、前
記第１のパルスに応答して導通する開閉器と を具備して
なることを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001378696A JP3488709B2 (ja) | 2001-12-12 | 2001-12-12 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001378696A JP3488709B2 (ja) | 2001-12-12 | 2001-12-12 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003189607A JP2003189607A (ja) | 2003-07-04 |
| JP3488709B2 true JP3488709B2 (ja) | 2004-01-19 |
Family
ID=27590904
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001378696A Expired - Fee Related JP3488709B2 (ja) | 2001-12-12 | 2001-12-12 | スイッチング電源装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3488709B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012164785A1 (ja) | 2011-05-27 | 2012-12-06 | パナソニック株式会社 | 点灯回路およびランプ |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4733186B2 (ja) * | 2005-10-09 | 2011-07-27 | システム ジェネラル コーポレーション | 一次側が制御された電力変換器用の可変スイッチング周波数を有するスイッチング制御回路 |
| CN101599701B (zh) * | 2009-07-02 | 2011-09-28 | 成都芯源系统有限公司 | 一种具有故障保护功能的开关电源及其控制方法 |
| TWI419469B (zh) * | 2010-08-04 | 2013-12-11 | Macroblock Inc | 電路調節器及其同步時脈產生電路 |
| JP5601158B2 (ja) | 2010-11-02 | 2014-10-08 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源装置用半導体制御装置及びこれを使用したスイッチング電源装置 |
-
2001
- 2001-12-12 JP JP2001378696A patent/JP3488709B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012164785A1 (ja) | 2011-05-27 | 2012-12-06 | パナソニック株式会社 | 点灯回路およびランプ |
| CN103583086A (zh) * | 2011-05-27 | 2014-02-12 | 松下电器产业株式会社 | 点亮电路和灯 |
| CN103583086B (zh) * | 2011-05-27 | 2015-09-30 | 松下知识产权经营株式会社 | 点亮电路和灯 |
| US9674923B2 (en) | 2011-05-27 | 2017-06-06 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Lighting circuit and lamp |
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| JP2003189607A (ja) | 2003-07-04 |
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