JP2002354789A - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置

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JP2002354789A JP2001160545A JP2001160545A JP2002354789A JP 2002354789 A JP2002354789 A JP 2002354789A JP 2001160545 A JP2001160545 A JP 2001160545A JP 2001160545 A JP2001160545 A JP 2001160545A JP 2002354789 A JP2002354789 A JP 2002354789A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】確実な起動機能と誤動作の無い発振停止機能を
合わせ持つ起動停止回路を備える自励発振式のスイッチ
ング電源装置を提供する。 【解決手段】電源スイッチがオンして、入力電源Ｖｉｎ
の電圧が上昇すると、ａ点の電圧が上昇し、その電圧が
所定の電圧を超えると、トランジスタＴｒ２がオンし
て、トランジスタＴｒ１がオフする。この時、第１のス
イッチング素子Ｑ１は、その制御端子に起動電圧が印加
されることによってターンオンし、第１の駆動巻線Ｔ３
に電圧が発生する。この電圧は、帰還回路Ｆを介してａ
点に帰還される。これにより、トランジスタＴｒ２はオ
ン状態に移行することを促進され、またトランジスタＴ
ｒ１はオフ状態に移行すことを促進される。これによ
り、第１のスイッチング素子Ｑ１は急速にオン状態とな
り、発振を開始する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、自励発振式のスイ
ッチング電源装置、特に起動および停止を制御する起動
停止回路を備えた自励発振式のスイッチング電源装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】起動および停止を制御する起動停止回路
を備えた従来の自励発振式のスイッチング電源装置とし
ては、たとえば、実願昭６１−１９４２８８号、特願２
０００−２９５２０３号、特開平１１−３４１８０２号
（図１０）に示されるものがある。実願昭６１−１９４
２８８号に示されるリンギングチョークコンバータ（Ｒ
ＣＣ）では、入力電源とスイッチング素子の制御端子間
に接続された起動抵抗を用いてスイッチング素子に対し
起動電圧を与えるようにしている。また、特願２０００
−２９５２０３号に示されるハーフブリッジコンバータ
のスイッチング電源装置においても、スイッチング素子
に対し、入力電源とスイッチング素子の制御端子間に接
続された起動抵抗を用いて起動電圧を与えるようにして
いる。また、特開平１１−３４１８０２号（図１０）に
示されるスイッチング電源装置は、サイリスタを用い
て、スイッチング素子の制御端子に起動電圧を与えるよ
うにしている。
【０００３】図１１は、特願平２０００−２９５２０３
号に示されるハーフブリッジコンバータの回路図を示し
ている。このコンバータ回路の概略の構成を説明する
と、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング
素子Ｑ２の直列回路が入力電源Ｖｉｎに並列に接続さ
れ、キャパシタＣとインダクタＬとトランスＴの１次巻
線Ｔ１との直列回路の一端が第１のスイッチング素子Ｑ
１と第２のスイッチング素子Ｑ２の接続点に接続され、
他端が入力電源Ｖｉｎに接続され、トランスＴの２次巻
線に整流平滑回路が接続されている。トランスＴは、１
次巻線Ｔ１の電圧に略比例した電圧を発生する第１の駆
動巻線Ｔ３および、第２の駆動巻線Ｔ４を有し、第１の
駆動巻線Ｔ３と第１のスイッチング素子Ｑ１との間に第
１の制御回路Ａ１が接続され、第２の駆動巻線Ｔ４と第
２のスイッチング素子Ｑ２との間に第２の制御回路Ａ２
が接続されている。第１および第２の制御回路は、第１
および第２のスイッチング素子を両スイッチング素子が
共にオフする期間を挟んで交互にオン／オフするように
オン／オフ制御する。これにより、このスイッチング電
源装置は自励発振する。
【０００４】以上の構成において、キャパシタＣがトラ
ンスＴの１次巻線Ｔ１と入力電源Ｖｉｎ間に直列に接続
されていることから、この回路はハーフブリッジコンバ
ータとして動作する。
【０００５】また、起動回路としては、入力電源Ｖｉｎ
と第１のスイッチング素子Ｑ１の制御端子との間に接続
された抵抗Ｒ２と、該制御端子とソース端子間に接続さ
れた抵抗Ｒ７とからなる抵抗分圧回路が使用されてい
る。すなわち、入力電源Ｖｉｎが上昇して、入力電源電
圧を抵抗Ｒ２、Ｒ７で分圧した分圧電圧が、第１のスイ
ッチング素子Ｑ１のスレッショルド電圧を超えると、第
１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンする。第１のス
イッチング素子Ｑ１がターンオンすると１次巻線Ｔ１に
電流が流れ、第１の駆動巻線Ｔ３に電圧が発生し、第１
のスイッチング素子Ｑ１のオンを促進する。その後、第
１の制御回路のトランジスタＴｒ１がオンして第１のス
イッチング素子Ｑ１がターンオフすると、第２の駆動巻
線Ｔ４に電圧が発生し、次に第２のスイッチング素子Ｑ
２がターンオンする。このようにして、第１のスイッチ
ング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２とが交互に
オン／オフ制御され自励発振が行われる。
【０００６】図１２は、特開平１１−３４１８０２号公
報（図１０）に示される、サイリスタを用いた起動回路
と同様の回路を備えたハーフブリッジコンバータの回路
図を示している。この回路の基本的構成は図１１に示す
ものと同様であって、第１のスイッチング素子Ｑ１と第
２のスイッチング素子Ｑ２とが交互にオン／オフ制御さ
れて自励発振が行われる。両者の相違点は起動回路であ
って、図１２に示す回路では、第１のスイッチング素子
Ｑ１の制御端子にサイリスタＳＲを接続している。起動
時の概略動作を説明すると以下のようである。
【０００７】入力電源Ｖｉｎが上昇すると、抵抗Ｒ１を
介してコンデンサＣ１が充電され、その充電電圧がツェ
ナーダイオードＤｚのツェナー電圧を超えるとサイリス
タＳＲが導通する。これにより、コンデンサＣ１に充電
された電荷が第１のスイッチグ素子Ｑ１のゲートに流
れ、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンする。こ
の第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンするとコン
デンサＣ１の電荷は、抵抗Ｒ４および第１のスイッチン
グ素子Ｑ１を介して短絡放電される。また、１次巻線Ｔ
１に電流が流れ第１の駆動巻線Ｔ３に電圧が発生して第
１のスイッチング素子Ｑ１のオンを促進する。その後、
第１の制御回路によって第１のスイッチング素子Ｑ１が
ターンオフし、次に第２のスイッチング素子Ｑ２がター
ンオンする。こうして、第１のスイッチング素子Ｑ１と
Ｑ２とが交互にオン／オフ制御されて自励発振が行われ
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述の従来の
構成では、起動時や発振停止時に以下のような不都合が
あった。
【０００９】起動抵抗を用いた自励式ＲＣＣ 起動時に、起動抵抗による起動とスイッチング素子のタ
ーンオフを繰り返しながら負荷に電力を供給するため、
スイッチング素子のターンオフから再起動するまでの起
動時間が長くなる場合、単位時間における電力供給量が
小さいために、重負荷においては所定の出力電圧を得る
ことができずに起動不良となってしまう不都合がある。
【００１０】また、停止時、入力電圧が低くなるまで発
振が持続すると、１次巻線の電流ピーク値が大きくなり
トランスの飽和を起こしてしまう不都合がある。
【００１１】起動抵抗を用いた自励式ハーフブリッジ
コンバータ 入力電源電圧が緩慢に上昇した場合、スイッチング素子
Ｑ１が能動領域から徐々にオン状態となるが、この時ト
ランスに流れる電流の変化率が小さくなってトランスに
電圧が発生しない状況に陥る。この場合には自励発振動
作が行われず起動不良となる。
【００１２】また、停止時に、入力電圧が低下してスイ
ッチング素子Ｑ１のオンデューティが大きくなりすぎる
と、スイッチング素子Ｑ１をオン／オフ制御する第１の
制御回路が誤動作する可能性がある。
【００１３】サイリスタやダイアックを用いた自励式
ハーフブリッジコンバータ 入力電圧がゆっくりと上昇した場合でも起動特性には問
題は生じないが、サイリスタやダイアックなどの特殊な
高価な素子が必要となる。また、図１２に示すような回
路でのサイリスタやダイアックは、導通するまでの期間
に高い電圧が印加されることから、高耐電圧特性のもの
が必要となってくる。
【００１４】また、図１２において、コンデンサＣ１に
蓄積された電荷がスイッチング素子Ｑ１のオンの度に短
絡放電されるために、スイッチング損失が増加するとい
う不都合がある。
【００１５】また、停止時、入力電圧が低下してスイッ
チング素子Ｑ１のオンデューテイが大きくなりすぎる
と、スイッチング素子Ｑ１をオン／オフ制御する制御回
路が誤動作する可能性がある。
【００１６】本発明は、上述の各課題を解決し、確実な
起動機能と誤動作の無い発振停止機能を合わせ持つ起動
停止回路を備えるスイッチング電源装置を提供すること
を目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の課題を
解決するために次のように構成される。
【００１８】（１）入力電源とトランスＴの１次巻線と
第１のスイッチング素子Ｑ１とが直列に接続され、トラ
ンスＴの２次巻線に整流平滑回路が接続され、１次巻線
電圧に略比例し前記第１のスイッチング素子Ｑ１をオン
させる電圧を発生させる第１の駆動巻線を前記トランス
Ｔに備え、前記第１のスイッチング素子Ｑ１をオン／オ
フ制御し自励発振するスイッチング電源装置において、
前記第１のスイッチング素子Ｑ１の制御端子とソース端
子との間に接続されたスイッチ手段と、入力電源端子間
の入力電源電圧を検出して所定の電圧と比較し前記入力
電源電圧が所定の電圧を超えることを検出すると前記ス
イッチ手段をオフすることで前記第１のスイッチング素
子Ｑ１をオンして発振を開始させ、前記入力電源電圧が
所定の電圧以下であることを検出すると前記スイッチ手
段をオンすることで前記第１のスイッチング素子Ｑ１を
オフして発振を停止させる制御回路と、を含む、起動停
止回路を備えたことを特徴とする。
【００１９】この発明では、入力電源電圧が上昇してい
き、あるしきい値を超えると、スイッチ手段がオフする
ことによって第１のスイッチング素子Ｑ１の制御端子に
対し起動抵抗により起動電圧が一気に印加され、このス
イッチング素子Ｑ１がオンする。これにより、入力電源
電圧がゆっくりと上昇した場合であっても、第１のスイ
ッチング素子Ｑ１をオンするための十分な電荷が一気に
供給されるため、確実に起動することができる。また、
たとえば、ＡＣ２３０Ｖの商用電源で動作するように設
計された電源装置に、誤ってＡＣ１００Ｖの商用電源を
投入した場合であっても、起動電圧がＡＣ１００Ｖより
も高くなるように前記所定の電圧を設定しておくことに
よって、ＡＣ１００Ｖを投入しても電源装置は動作せ
ず、誤った電圧の電源投入によって誤動作するのを防止
することができる。
【００２０】また、入力電源をオフして入力電源電圧が
低下した場合においても、所定の入力電圧以下になった
時に発振を停止させるように動作するために、１次電流
ピークの増加によるトランス飽和やオンデューティの拡
大による誤動作を防止することができる。
【００２１】また、１つの制御回路で、起動機能と発振
停止機能を兼用させることができる。このため、それぞ
れ独立に２つの回路を設ける必要がなく、全体として部
品点数を削減でき、スイッチング電源装置の高効率化、
小型軽量化を図ることができる。
【００２２】（２）前記第１の駆動巻線と前記起動停止
回路の制御端子との間に、前記スイッチ手段をオフする
よう該第１の駆動巻線の出力電圧を該制御端子に帰還さ
せる帰還回路を設けた。
【００２３】帰還回路は、第１の駆動巻線に発生する電
圧を起動停止回路の制御端子に正帰還するように作動す
る。このため、起動時は、入力電源電圧のみが起動停止
回路の制御端子に印加されるのに対し、発振開始後は、
入力電源電圧に加えて、帰還回路により、第１の駆動巻
線に発生した電圧が起動停止回路の制御端子に印加され
る。これにより、起動を開始する入力電源電圧よりも発
振が停止する入力電源電圧のほうが低くなり、それらの
入力電源電圧の間にヒステリス特性を持たせることがで
きる。このヒステリシスにより、入力電圧のチャタリン
グによる誤動作を防ぐことができる。たとえば、商用電
源電圧を整流平滑した電圧を入力電源電圧とすると、入
力電源電圧に商用周波数の２倍の周波数のリップル電圧
が発生する。この場合、起動電圧と停止電圧にほとんど
差がなく、リップル電圧の変動が大きいと、入力電源電
圧がこの電圧付近になると発振と停止を繰り返す誤動作
を生じてしまう。本発明によれば、このチャタリングに
よる誤動作を上記ヒステリシス特性によって防止するこ
とができる。
【００２４】また、上記ヒステリス特性は、出力に供給
する電力等に係わらず発振停止電圧を起動電圧より低い
電圧とするために、瞬時停電発生時等において発振が停
止してから再び入力電圧が上昇した場合でも起動が可能
となる。この場合、もし、発振停止電圧が起動電圧以上
になっていると起動不良を生じてしまうことになる。
【００２５】また、たとえば、ハーフブリッジコンバー
タのようにトランスの１次巻線に直列にキャパシタが接
続されているコンバータ構成の場合、第１のスイッチン
グ素子Ｑ１が能動領域からゆっくりオンするとトランス
に流れる電流の変化率が小さく第１の駆動巻線に電圧が
発生しないため自励発振動作が行われず、起動不良にな
るが、帰還回路による正帰還をかけることによって第１
のスイッチング素子Ｑ１を急速にターンオンすることが
でき、これにより、起動不良を防止することができる。
【００２６】また、起動時に起動とスイッチング素子の
ターンオフとを繰り返して負荷に電力を供給して起動す
るリンギングチョークコンバータにおいても、起動時の
ターンオンスピードを速くして起動周期を短くすること
により、重負荷時においても安定して起動することが可
能となる。
【００２７】また、帰還回路の定数を適切にすることに
よって、停止時において、入力電源電圧が低下するのに
伴い第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間を次第に短
縮させていくことができる。これにより、オンデューテ
ィの拡大による誤動作を抑制し、低い入力電圧まで発振
を持続することができ、出力電圧の保持時間を長くする
ことができ、また、長い時間の瞬時停電に対応すること
ができる。
【００２８】（３）前記スイッチ手段を第１のトランジ
スタで構成し、前記制御回路を第１のトランジスタの制
御端子に接続された第２のトランジスタで構成し、該第
２のトランジスタは、前記入力電源電圧が所定の電圧を
超えることを検出するとオンして前記第１のトランジス
タをオフすることで前記第１のスイッチング素子Ｑ１を
オンして発振を開始させ、前記入力電源電圧が所定の電
圧以下であることを検出するとオフして前記第１のトラ
ンジスタをオンすることで前記第１のスイッチング素子
Ｑ１をオフして発振を停止させる。
【００２９】スイッチ手段を第１のトランジスタ、スイ
ッチ手段の制御回路を第２のトランジスタで構成するこ
とによって回路部品を削減し、スイッチング電源装置の
低コスト化、小型軽量化を図ることができる。
【００３０】（４）前記第２のトランジスタは、ベース
・エミッタ間のしきい値電圧と前記入力電源電圧の抵抗
分圧電圧とを比較し、該抵抗分圧電圧が前記しきい値電
圧を超えるかどうかで、前記入力電源電圧が所定の電圧
を超えるかどうか、および、前記入力電源電圧が所定の
電圧以下であるかどうかを検出する。
【００３１】入力電源電圧と所定の電圧とを比較する手
段として、第２のトランジスタのベース・エミッタ間の
しきい値電圧を用いることによって、コンパレータや高
耐圧のツェナーダイオード等の部品を必要としない。こ
れにより、スイッチング電源装置の低コスト化、小型軽
量化を図ることができる。
【００３２】（５）前記第２のトランジスタのベース・
エミッタ回路に該ベース・エミッタ間電圧の温度特性を
補正するツェナーダイオードを接続した。
【００３３】一般に、トランジスタのベース・エミッタ
間電圧は約−２．０ｍＶ／℃の温度特性を持っている。
このため、入力電源電圧の検出比較手段として、トラン
ジスタのベース・エミッタ間電圧を用いると温度により
起動電圧が変動する。これを補正するために、トランジ
スタのベース・エミッタ間電圧とツェナーダイオードの
ツェナー電圧の和を基準電圧として用い、たとえば、約
＋２．０ｍＶ／℃の温度特性を持っている約７Ｖのツェ
ナーダイオードを用いると基準電圧の温度変動はほとん
どなくなる。これにより、温度による起動電圧の変動を
抑制することができる。
【００３４】（６）前記帰還回路は、前記第１の駆動巻
線に発生する電圧を前記第２のトランジスタに印加す
る、少なくとも直列に接続された抵抗とダイオードとを
含む回路で構成した。
【００３５】ダイオードを用いることで、起動時は、帰
還回路に電流が流れないため、帰還回路に流れる電流を
考慮せずに容易に起動電圧を設定することができる。ま
た、帰還回路を少ない部品点数で簡単に構成することが
できるため、スイッチング電源装置の低コスト化、小型
軽量化を図ることができる。
【００３６】（７）前記帰還回路は、前記第１の駆動巻
線に発生する電圧を前記第２のトランジスタに印加す
る、少なくとも直列に接続された抵抗とコンデンサとを
含む回路で構成した。
【００３７】コンデンサを用いることで、起動時の直流
電流を帰還回路に流すことなく、容易に起動電圧を設定
することができ、発振開始後は交流電流を流すことによ
り帰還をかけることができる。また、上記（６）と同様
に、帰還回路を少ない部品点数で簡単に構成することが
できるため、スイッチング電源装置の低コスト化、小型
軽量化を図ることができる。
【００３８】（８）前記帰還回路は、前記第１の駆動巻
線に発生する電圧を前記第２のトランジスタに印加す
る、少なくとも直列に接続されたダイオードと抵抗とツ
ェナーダイオードと、該ダイオードに並列に接続された
コンデンサを含む回路で構成した。
【００３９】ダイオードに並列に接続されたコンデンサ
は、起動時においてその充電電荷を正帰還させ帰還値を
大きくし、第１のスイッチング素子Ｑ１のターンオンス
ピードを上げることができる。また、直列に接続された
ツェナーダイオードのツェナー電圧値を自由に設定出来
るから、発振停止電圧の設定自由度を拡大することがで
きる。
【００４０】（９）上記（１）〜（８）のいずれかに記
載のスイッチング電源装置の構成に加えて、前記第１の
スイッチング素子Ｑ１に第２のスイッチング素子Ｑ２を
直列に接続してこの直列回路を入力電源に並列に接続さ
れるようにし、キャパシタＣとインダクタＬとトランス
Ｔの１次巻線との直列回路の一端が前記第１のスイッチ
ング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２との接続点
に接続され、該直列回路の他端が入力電源に接続され、
前記第１のスイッチング素子に並列に第１のダイオード
Ｄ１と第１のキャパシタＣ１とを接続し、前記第２のス
イッチング素子に並列に第２のダイオードＤ２と第２の
キャパシタＣ２とを接続し、１次巻線電圧に略比例し前
記第１のスイッチング素子Ｑ１をオンさせる電圧を発生
させる前記第１の駆動巻線とともに、１次巻線電圧に略
比例し前記第２のスイッチング素子Ｑ２をオンさせる電
圧を発生させる前記第２の駆動巻線をトランスＴに設
け、且つ、前記第１および第２のスイッチング素子を両
スイッチング素子が共にオフする期間を挟んで交互にオ
ン／オフするスイッチング制御回路を設け、これにより
自励発振するようにした。
【００４１】上記の構成のスイッチング電源装置は、ハ
ーフブリッジ構成のコンバータである。ハーフブリッジ
構成のコンバータでは、入力電源とトランス間に直列に
コンデンサが挿入されるために、図１１に示すような従
来の構成では、入力電源電圧がゆっくりと上昇すると起
動不良を起こすことがあるが、本発明では、入力電源電
圧がゆっくりと上昇した場合であっても、スイッチング
素子Ｑ１を急速にターンオンして、トランスの１次巻線
に流れる電流の変化率を大きくし、第１の駆動巻線に電
圧を発生させて確実に自励発振動作を開始することがで
きる。また、停止時において、入力電圧が低くなり、ス
イッチング素子Ｑ１のオンデューティが拡大して、スイ
ッチング素子Ｑ１をオン／オフ制御する第１の制御回路
が誤動作する前に発振を止める、またはオン時間を短縮
することによって誤動作を防止することができる。さら
に、図１２に示すような、スイッチング素子のオンのた
びに短絡放電されるコンデンサＣ１がないために、スイ
ッチング損失を低減し、スイッチング電源装置の高効率
化、小型軽量化を図ることができる。
【００４２】（１０）前記インダクタとしてトランスＴ
が有する漏れインダクタを用いた。インダクタＬとして
トランスＴが有する漏れインダクタを用いることによっ
て、部品点数を削減し、スイッチング電源装置の低コス
ト化、小型軽量化を図ることができる。
【００４３】（１１）前記第１のスイッチング素子Ｑ１
および第２のスイッチング素子として電界効果トランジ
スタを用い、該電界効果トランジスタの寄生ダイオード
および寄生容量により前記第１、第２のダイオードおよ
び前記第１、第２のキャパシタを構成した。
【００４４】スイッチング素子として電界効果トランジ
スタを用いることによって、電界効果トランジスタが有
する寄生ダイオード、寄生容量を回路部品として用いる
ことができ、部品点数を削減し、スイッチング電源装置
の低コスト化、小型軽量化を図ることができる。
【００４５】
【発明の実施の形態】図１は、この発明の第１の実施形
態のスイッチング電源装置の回路図である。
【００４６】第１のスイッチ回路Ｓ１は、第１のスイッ
チング素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、および第１の
キャパシタＣ１の並列接続回路で構成され、第２のスイ
ッチ回路Ｓ２は、第２のスイッチング素子Ｑ２、第２の
ダイオードＤ２、および第２のキャパシタＣ２の並列接
続回路で構成される。これらの第１のスイッチ回路Ｓ１
とＳ２とは直列に接続されて、この直列回路は入力電源
Ｖｉｎに並列接続されている。第１のスイッチング素子
Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２には、この実施形態
の装置では電界効果型トランジスタ（以下、ＦＥＴと称
する）が使用される。
【００４７】トランスＴの１次巻線Ｔ１にはインダクタ
ＬおよびキャパシタＣが直列接続され、この直列回路の
一端が、第１スイッチ回路Ｓ１と第２のスイッチ回路Ｓ
２の接続点に接続され、他端が入力電源Ｖｉｎに接続さ
れている。
【００４８】トランスＴの第１の駆動巻線Ｔ３は、１次
巻線Ｔ１の電圧に略比例した電圧を発生し、この駆動巻
線電圧は第１の制御回路Ａ１に入力される。この第１の
制御回路Ａ１は、第１の駆動巻線Ｔ３と第１のスイッチ
ング素子Ｑ１の制御端子（ゲート）の間に接続されたコ
ンデンサと抵抗の直列回路からなる遅延回路と、第１の
スイッチング素子Ｑ１をターンオフさせるためのスイッ
チ手段であるトランジスタＴｒ３と、このトランジスタ
Ｔｒ３の制御端子（ベース）に接続され、検出回路Ｅか
らのフィードバック信号を受けるフォトカプラおよび該
トランジスタＴｒ３をオンさせるための時定数回路で構
成されている。なお、帰還回路Ｆはこの第１の制御回路
Ａ１に含まれない。
【００４９】第１の制御回路Ａ１は、第１の駆動巻線Ｔ
３に電圧が発生してから、遅延して第１のスイッチング
素子Ｑ１をオンさせるとともに、第１の駆動巻線Ｔ３の
電圧が発生してから、フォトカプラのインピーダンスと
コンデンサＣ４からなる時定数回路によって決まる時間
経過後にトランジスタＴｒ３がオンすることによって第
１のスイッチング素子Ｑ１を急速にターンオフさせる。
【００５０】トランスＴには第２の駆動巻線Ｔ４が設け
られており、この第２の駆動巻線Ｔ４の電圧は第２の制
御回路Ａ２に入力される。この第２の制御回路Ａ２も、
上記第１の制御回路Ａ１と同様の構成にあって、第２の
駆動巻線Ｔ４に直列に遅延回路が接続され、また、第２
のスイッチング素子Ｑ２をターンオフさせるためのトラ
ンジスタＴｒ５と、このトランジスタＴｒ５の制御端子
（ベース）に接続される時定数回路を含んでいる。
【００５１】なお、第１の制御回路Ａ１または第２の制
御回路Ａには、それぞれ、キャパシタＣ１またはＣ２の
両端電圧が零電圧または零電圧付近まで低下した後にス
イッチング素子Ｑ１またはＱ２をオンさせるように遅延
時間を設定する。これにより、各スイッチング素子Ｑ１
およびＱ２は零電圧スイッチング動作を行う。したがっ
て、ターンオン損失を低減し、スイッチングノイズの発
生を抑制することができる。また、第２の制御回路Ａ２
は、第２のスイッチング素子Ｑ２を流れる電流が零また
は零付近でターンオフさせるように制御する。これによ
って、第２のスイッチング素子Ｑ２が零電流ターンオフ
動作し、ターンオフ時のスイッチング損失、スイッチン
グサージが低減される。さらに、整流素子Ｄｓに流れる
電流波形は矩形波に近いほど、該整流素子での損失が小
さくなるが、このような波形となるように、キャパシタ
ＣとインダクタＬとの値、およびスイッチング制御回路
による第２のスイッチング素子Ｑ２のオン期間が設定さ
れる。
【００５２】検出回路Ｅは、分圧抵抗Ｒ９、Ｒ１０と、
その抵抗の基準点が基準電圧入力端子Ｖｒに接続される
シャントレギュレータＩＣ１と、このシャントレギュレ
ータＩＣ１に直列に接続されるフォトダイオードＰＣと
を備えている。シャントレギュレータＩＣ１は、基準電
圧入力端子Ｖｒの電圧が一定になるようにカソード−ア
ノード間の電流を制御し、この電流の変化は、フォトダ
イオードＰＣの光の強弱に変換され、トランスＴの第１
の駆動巻線Ｔ３に接続されていフォトトランジスタに入
光する。この回路では、フォトダイオードＰＣに流れる
電流の強弱によってフォトトランジスタを介してトラン
ジスタＴｒ３のオンタイミングを制御し、結果として第
１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間の制御を行う。す
なわち、出力電圧が高くなってフォトダイオードＰＣの
電流が大きくなろうとすると、第１のスイッチング素子
Ｑ１のオン時間が短くなり、出力電圧を下げようとし、
反対に、出力電圧が低くなってフォトダイオードＰＣに
流れる電流が小さくなろうとすると、第１のスイッチン
グ素子Ｑ１のオン時間が長くなって出力電圧を上げよう
とする。この動作によって、出力電圧の安定化が図られ
る。
【００５３】次に上記のスイッチング電源装置の動作を
説明する。
【００５４】図２は、図１に示す回路の波形図である。
以下、図１および図２を参照して同回路の動作を説明す
る。
【００５５】図２において、Ｑ１、Ｑ２はスイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２のオンオフを表す信号、Ｖｄｓ１、Ｖｄ
ｓ２、Ｖｄｓは、それぞれキャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃｓ
の両端電圧波形信号、ｉｄ１、ｉｄ２、ｉｓは、それぞ
れスイッチ回路Ｓ１、Ｓ２、制御素子Ｄｓの電流波形信
号である。
【００５６】本回路の起動後のスイッチング動作は、１
スイッチング周期Ｔｓにおいて、主に時間ｔ１〜ｔ５の
４つの動作状態に分けることができる。まず、起動時
（発振開始時）について説明し、次に各状態における動
作を示す。
【００５７】（起動時）入力電源Ｖｉｎが印加される
と、後述するように起動停止回路Ｂによってスイッチン
グ素子Ｑ１がオン状態となる。
【００５８】スイッチング素子Ｑ１がオン状態からの最
適な定格条件での１スイッチング周期Ｔｓにおける時間
ｔ１〜ｔ５の４つの動作状態は次に示す通りである。
【００５９】（状態１）ｔ１〜ｔ２ スイッチング素子Ｑ１はオンしており、入力電源Ｖｉｎ
の電圧からコンデンサ電圧を引いた電圧がトランスＴの
１次巻線Ｔ１に印加され、１次巻線電流が直線的に増加
し、トランスＴに励磁エネルギーが蓄えられる。また、
この電流によりキャパシタＣは充電され、キャパシタＣ
に静電エネルギーが蓄えられる。
【００６０】この時、第１の制御回路Ａ１のフォトトラ
ンジスタを介してコンデンサＣ４が充電され、Ｃ４の電
圧がトランジスタＴｒ３のしきい電圧（約０. ６Ｖ）に
達するとＴｒ３がオンして、時間ｔ２でスイッチング素
子Ｑ１がターンオフし、状態２に遷移する。
【００６１】（状態２）ｔ２〜ｔ３ スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、トランスＴ
の１次巻線Ｔ１とインダクタＬは、キャパシタＣ１およ
びＣ２と共振し、キャパシタＣ１を充電し、キャパシタ
Ｃ２を放電する。また、２次側ではトランスＴの２次巻
線Ｔ２とキャパシタＣｓが共振し、キャパシタＣｓを放
電する。Ｖｄｓ１の立ち上がり、およびＶｄｓ２の立ち
下がり部分の曲線は、インダクタＬおよび１次巻線Ｔ１
とキャパシタＣ１、Ｃ２との共振による正弦波の一部で
ある。
【００６２】キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｄｓ２が下降
し零電圧となると、ダイオードＤ２が導通する。駆動巻
線Ｔ４に発生した電圧が第２の制御回路Ａ２のコンデン
サと抵抗を介してスイッチング素子Ｑ１のターンオフよ
り少し遅れてスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に与え
られ、このスイッチングトランジスタＱ２がターンオン
される。これにより零電圧スイッチング動作が行われ、
状態３に遷移する。
【００６３】この時、２次側ではキャパシタＣｓの両端
電圧Ｖｓが零電圧まで下降し、整流素子Ｄｓが導通し、
零電圧ターンオン動作となる。このＶｓの立ち下がり部
分の曲線は、キャパシタＣｓと２次巻線Ｔ２との共振に
よる正弦波の一部である。
【００６４】（状態３）ｔ３〜ｔ４ 状態３では、１次側でダイオードＤ２またはスイッチン
グ素子Ｑ２が導通し、インダクタＬとキャパシタＣが共
振を始める。この期間においてキャパシタＣの充電電荷
は放電される。この時、２次側では整流素子Ｄｓが導通
し、トランスＴに蓄えられた励磁エネルギーと、キャパ
シタＣに蓄えられた静電エネルギーを２次巻線Ｔ２から
放出し、整流平滑回路を介して出力される。この時、整
流素子Ｄｓに流れる電流ｉｓは、１次側のインダクタＬ
とキャパシタＣによる共振電流ｉｄ２に対し、直線的に
減少する励磁電流ｉｍを引いた値と相似形となる。この
ため、零電流から比較的急峻に立ち上がり、正弦波状の
曲線を有する波形となって、電流変化率が零となるピー
ク点に達した後、零電流に向かって下降する。トランス
の励磁電流ｉｍが０となると、整流素子Ｄｓは零電流タ
ーンオフ動作が行われ、２次側電流ｉｓが０となる。
【００６５】１次側では、キャパシタＣの放電によって
励磁電流ｉｍの向きが反転し、状態１とは逆方向にトラ
ンスＴを励磁する。第２の駆動巻線Ｔ４に発生した電圧
により第２の制御回路Ａ２のトランジスタＴｒ２のベー
スに接続されているコンデンサが充電され、しきい電圧
（約０. ６Ｖ）に達するとトランジスタＴｒ２がオン
し、時間ｔ４でスイッチング素子Ｑ２が零電流付近でタ
ーンオフされ、零電流ターンオフが行われる。スイッチ
ング素子Ｑ２がターンオフされると、２次側整流ダイオ
ードに逆電圧が掛かり、キャパシタＣｓが共振を始め、
トランスの巻線電圧が反転しはじめる。
【００６６】ここで、出力端子に接続される負荷によ
り、励磁電流がｉｍが０になるタイミングとスイッチン
グ素子Ｑ２がターンオフされるタイミングが異なる。す
なわち、負荷が軽い場合には、励磁電流ｉｍが０になっ
てからＱ２がターンオフされ整流素子Ｄｓに逆電圧が掛
かるが、重負荷の場合は、Ｑ２がターンオフされてから
励磁電流ｉｍが０となり、整流素子Ｄｓに逆電圧が掛か
る。すなわち、いずれの負荷条件においても、Ｑ２と整
流素子Ｄｓがともにオフとなる時間ｔ４で整流素子Ｄｓ
に逆電圧が掛かり、状態４に移行する。
【００６７】（状態４）ｔ４〜ｔ５ 状態４では、トランスＴの２次巻線Ｔ２とキャパシタＣ
ｓとが共振し、キャパシタＣｓが充電される。１次側で
は、トランスＴの１次巻線Ｔ１とインダクタＬは、キャ
パシタＣ１およびＣ２と共振し、キャパシタＣ１を放電
し、キャパシタＣ２を充電する。
【００６８】キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｄｓ１が下降
し零電圧になると、ダイオードＤ１が導通する。この
時、第１の駆動巻線Ｔ３に発生した電圧が第１の制御回
路Ａ１の抵抗およびコンデンサを介して少し遅延してス
イッチング素子Ｑ１のゲートに与えられ、時間ｔ５でス
イッチング素子Ｑ１がターンオンされ、零電圧スイッチ
ング動作が行われて状態５が終了する。この時、２次側
では、キャパシタＣｓの両端電圧Ｖｓが零電圧から上昇
し、２次巻線電圧と出力電圧との和の電圧にクランプさ
れる。
【００６９】１スイッチング周期当たり、以上のような
動作を行って、次のスイッチング周期も同様の動作を行
い、以降この動作を繰り返す。
【００７０】以上の動作によって、第１のスイッチング
素子Ｑ１がオンされている期間にトランスＴの１次巻線
Ｔ１に励磁エネルギーが蓄えられるとともに、キャパシ
タＣに静電エネルギーが蓄えられ、同スイッチング素子
Ｑ１がオフすると、これらの励磁エネルギーと静電エネ
ルギーが放出されることになるために、従来のスイッチ
ング電源装置、すなわちスイッチング素子Ｑ１のオン期
間に励磁エネルギーのみが蓄えられて、スイッチング素
子Ｑ１のオフ期間にこの励磁エネルギーを放出する装置
に比較して、電流ピーク値を低減でき、導通損失を低減
できる利点がある。
【００７１】なお、図１に示すスイッチング電源装置に
おいても、従来のスイッチング電源装置と同様に、スイ
ッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２は零電圧
でターンし、スイッチング素子Ｑ２は零電流付近でター
ンオフするために、スイッチング損失、スイッチングサ
ージが大幅に低減される。また、２次側の整流素子Ｄｓ
は零電流でオンし、且つその電流波形は零電流から比較
的急峻に立ち上がり、電流の変化率が零となるピーク点
に達した後、再び零電流となってターンオフする波形と
なるために、整流素子に流れる電流波形が矩形波的とな
ってピーク電流値が低く抑えられ、実効電流値が低減さ
れて導通損が低減される。
【００７２】また、トランスの漏れインダクタＬが回路
動作に取り込まれ、漏れインダクタＬによるスイッチン
グサージの発生がなく電圧がクランプされるために低耐
圧の半導体素子を利用できる。また、スイッチング素子
に流れる電流および電圧波形の急峻な変化が緩和される
ために、スイッチングノイズの発生を低減することがで
きる。
【００７３】次に起動停止回路について説明する。
【００７４】図１において、起動停止回路Ｂは、第１の
スイッチング素子Ｑ１の制御端子（ゲート）と入力電源
Ｖｉｎの基準電位端子（ソース）間に接続されたスイッ
チ手段としての第１のトランジスタＴｒ１と、この第１
のトランジスタＴｒ１の制御端子（ベース）にコレクタ
が接続された第２のトランジスタＴｒ２と、この第２の
トランジスタＴｒ２の制御端子（ベース）に接続された
ツェナーダイオードＤｚ１と、このツェナーダイオード
Ｄｚ１のカソードが分圧点であるａ点に接続された抵抗
Ｒ３と抵抗Ｒ４からなる抵抗分圧回路とを備えている。
このうち、第２のトランジスタＴｒ２とツェナーダイオ
ードＤｚ１と抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４からなる抵抗分圧
回路、および抵抗Ｒ２とで、スイッチ手段としての第１
のトランジスタＴｒ１の制御回路を構成する。
【００７５】上記の起動停止回路の動作を説明する。
【００７６】電源が投入され、入力電源Ｖｉｎの電圧が
上昇して、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の分圧点であるａ点の電
位が上昇していった時、次の条件で第２のトランジスタ
Ｔｒ２がオンする。
【００７７】 Ｖｉｎ・Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）＞（Ｖｂｅ＋Ｖｚ）・・・（１） ただし、第２のトランジスタＴｒ２のしきい値電圧（約
０．６Ｖ）をＶｂｅとし、ツェナーダイオードＤｚ１の
ツェナー電圧をＶｚとする。
【００７８】第２のトランジスタＴｒ２がオンすると、
第１のトランジスタＴｒ１がオフする。第１のトランジ
スタＴｒ１がオフすると、起動抵抗Ｒ１を介してスイッ
チング素子Ｑ１のゲートに以下の電圧Ｖｇｓが印加され
る。
【００７９】 Ｖｇｓ＝Ｖｉｎ・Ｒ５／（Ｒ１＋Ｒ５）・・・（２） この電圧をスイッチング素子Ｑ１のスレッショルド電圧
より高く設定しておくことによって、上記（１）式が成
立したときにスイッチング素子Ｑ１がターンオンする。
スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると、トランスＴ
の１次巻線Ｔ１に電流が流れ、１次巻線Ｔ１に電圧が発
生する。これにより、第１の駆動巻線Ｔ３に電圧が発生
し、この電圧は帰還回路Ｆによって第２のトランジスタ
Ｔｒ２に印加され、このトランジスタＴｒ２をさらにオ
ン状態に移行し、これによりトランジスタＴｒ１をさら
にオフ状態に移行させることによって、第１のスイッチ
ング素子Ｑ１を急速にオン状態とする。
【００８０】以上の動作において、上記（１）式に示す
ように、ａ点の電位Ｖａが所定の電圧を超えることを検
出すると、第１のトランジスタＴｒ１をオフすることに
よって、第１のスイッチング素子Ｑ１のゲートに対し一
気に電圧を印加する。これにより、入力電源Ｖｉｎの電
圧がゆっくり上昇した場合であっても、確実に起動する
ことができる。
【００８１】また、発振停止時の動作は次のようにな
る。
【００８２】電源スイッチをオフすると、入力電源Ｖｉ
ｎの電圧が低下する。この電圧が低下していって、 Ｖｉｎ・Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）＜（Ｖｂｅ＋Ｖｚ）・・・（３） となっても、起動時と異なり、発振はすぐに停止しな
い。これは、第１の駆動巻線Ｔ３に電圧が発生している
ことから、この電圧が帰還回路Ｆによってａ点に印加さ
れ、電位Ｖａを、Ｖａ＞（Ｖｂｅ＋Ｖｚ）とするため
で、第２のトランジスタＴｒ２はオンし続け、第１のト
ランジスタＴｒ１がオフとなり、発振を持続する。さら
に、入力電源Ｖｉｎの電圧が低下すると、これに伴い、
第１の駆動巻線Ｔ３の発生電圧は入力電源Ｖｉｎに比例
していることから、低下し、第２のトランジスタＴｒ２
のオン時間が短くなり、第１のトランジスタが第３のト
ランジスタＴｒ３よりも早いタイミングでオフするよう
になり、その結果、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン
時間が徐々に短くなる。次に、Ｖａ＜（Ｖｂｅ＋Ｖｚ）
となると、第２のトランジスタＴｒ２がオフし、第１の
トランジスタＴｒ１がオンする。これにより、第１のス
イッチング素子Ｑ１はオフ状態となり、発振動作が停止
する。
【００８３】このように、起動停止回路Ｂを設けること
によって、第１のスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧が
入力電源Ｖｉｎの立ち上がり（電源オン時）および立ち
下がり（電源オフ時）の変化に比例したものとならず、
第１のトランジスタＴｒ１のオフまたはオンによってス
イッチング素子Ｑ１のゲートに対し電圧が一気に印加さ
れたりゲート電圧が一気に零となるため、単に、抵抗分
圧回路によって起動電圧を印加する従来の回路に比べ、
起動と停止を確実なものにすることができる。また、た
とえば、ＡＣ２３０Ｖの商用電源で動作するように設計
された電源装置に、誤ってＡＣ１００Ｖの商用電源を投
入した場合等であっても、ＡＣ１００Ｖ投入時のａ点の
電位Ｖａが（Ｖｂｅ＋Ｖｚ）よりも低くなるように設定
しておくことで、誤った電源投入による誤動作を防止す
ることができる。また、電源オフ時においては、起動電
圧より低い入力電圧で徐々にオン時間を短くして、所定
の入力電圧で発振を停止させることによって、１次電流
ピークの増加によるトランスＴの飽和やオンデューティ
の拡大による誤動作を防止することができる。さらに、
起動停止回路Ｂは、起動機能と発振停止機能を合わせ持
っているために、それぞれ独立に２つの回路を設ける場
合と比較して部品点数を削減でき、スイッチング電源装
置の高効率化、小型軽量化に寄与することができる。
【００８４】図１に示す本発明の実施形態では、起動の
確実性と停止時での誤動作防止の確実性をさらに高める
ために、帰還回路Ｆを設けている。
【００８５】この帰還回路Ｆは、第１の駆動巻線Ｔ３の
端子と、分圧点のａ点との間に接続され、抵抗Ｒ６、ツ
ェナーダイオードＤｚ２、ダイオードＤ２を直列に接続
し、且つダイオードＤ２に並列にコンデンサＣ３を接続
したものである。
【００８６】次に、この帰還回路Ｆの動作を詳細に説明
する。
【００８７】起動時においては、上述のように、入力電
源Ｖｉｎの電圧が所定の電圧を超えと、第１のトランジ
スタＴｒ１がオフして、第１のスイッチング素子Ｑ１の
ゲートに起動抵抗Ｒ１を介して電圧が印加され、これに
よって、１次巻線Ｔ１に電流が流れ、さらに第１の駆動
巻線Ｔ３に電圧が発生する。この時、この電圧は帰還回
路Ｆを介して起動停止回路Ｂのａ点に正帰還される。こ
れにより、第２のトランジスタＴｒ２は帰還回路Ｆがな
い場合に比較してより急速にオン状態に移行し、したが
って、第１のトランジスタＴｒ１はより急速にオフ状態
に移行し、第１のスイッチング素子Ｑ１は一気にオン状
態となる。
【００８８】また、入力電源Ｖｉｎがその上昇時に上記
（１）式が成立したりしなかったりするように変動する
と、帰還回路Ｆがない場合、入力電源Ｖｉｎの変動に応
じてトランジスタＴｒ２がオン／オフしてトランジスタ
Ｔｒ１がオフ／オンし、発振と停止を繰り返す誤動作を
する可能性がある。しかし、帰還回路Ｆを設けることに
よって、第１の駆動巻線Ｔ３に発生する電圧がａ点に印
加されるため、一度発振が開始され、第１の駆動巻線Ｔ
３に電圧が発生すると、（１）式が成立しなくても、Ｖ
ａ＞（Ｖｂｅ＋Ｖｚ）となるため、第２のトランジスタ
Ｔｒ２はオンとなり、第１のトランジスタＴｒ１はオフ
となり、上述の誤動作を防ぐことができる。さらに、入
力電圧が低下して、第１の駆動巻線Ｔ３に発生する電圧
が十分に低下すると、トランジスタＴｒ１がトランジス
タＴｒ３よりも早いタイミングでオンして、スイッチン
グ素子Ｑ１のオン時間が短くなり、入力電圧が所定の電
圧に低下した時点でトランジスタＴｒ１がオン状態とな
り、確実に発振動作が停止する。このように、帰還回路
Ｆは、スイッチング電源装置の起動電圧が停止電圧より
も高くなるヒステリス特性を与える。
【００８９】図３は、このヒステリシス特性を模式的に
示している。このヒステリシス特性は、たとえば、入力
電源電圧のチャタリングや商用電源電圧を整流平滑して
入力電源を得て、入力電源電圧が大きく変動する場合に
より有効である。すなわち、入力電源電圧のオン／オフ
によるチャタリングや入力電源電圧の商用周波数のリッ
プル電圧等により、入力電圧が変動（振動）した場合、
起動電圧と停止電圧にほとんど差がない特性であると、
入力電源電圧がこの起動電圧付近（または停止電圧付
近）を上下するような電圧になった時に、発振と停止を
繰り返す誤動作を起こす可能性がある。そこで、帰還回
路Ｆを設けて図３に示すヒステリシス特性を与えること
により、この誤動作を抑制することができる。また、発
振停止する停止電圧が起動電圧以上の場合には、入力電
圧が起動電圧以下となる前に再起動すると起動不良を生
じるが、停止電圧が起動電圧以下であるヒステリシス特
性によって、このような状況になるのを確実に防止でき
る。また、本実施形態のようなハーブブリッジコンバー
タでは、トランスの１次巻線Ｔ１に直列にキャパシタＣ
が接続されているために、スイッチング素子Ｑ１が能動
領域からゆっくりオンする時に起動不良になる可能性が
あるが、帰還回路Ｆによって正帰還をかけ、スイッチン
グ素子Ｑ１を急速にターンオンする構成としているため
に、どのような状況であっても起動不良を生じることが
ない。
【００９０】また、帰還回路Ｆは、さらに、発振停止時
においても誤動作を抑制するように動作する。図４は、
第１の駆動巻線Ｔ３に発生する電圧Ｖｂｉａｓがある程
度まで低下した時の波形図である。Ｖｂ、Ｖｃは、それ
ぞれ図１におけるｂ点およびｃ点の電位を示している。
この状態では、帰還回路ＦのコンデンサＣ３に、負極性
の時（駆動巻線Ｔ３の発生電圧の極性が逆の時）に充電
されている電荷が、正極性に切り換わった時に、この充
電電位にＶｂｉａｓが加算された電位がａ点に印加され
て、トランジスタＴｒ２がオンしてトランジスタＴｒ１
がオフする。しかし、コンデンサＣ３の充電電荷が消費
されＶａ＜（ Ｖｂｅ＋Ｖｚ）となると、その時点でト
ランジスタＴｒ２がオフしてトランジスタＴｒ１がオン
してしまう。このトランジスタＴｒ１がオンするタイミ
ングは、図４のｔａである。一方、トランジスタＴｒ１
がオンしない場合には、トランジスタＴｒ３は、図４の
Ｖｂｉａｓの極性切り換わりタイミングｔ２でオン動作
する。したがって、帰還回路Ｆの上記の動作により、入
力電源Ｖｉｎの電圧がある程度まで低下した状態では、
第１の駆動巻線Ｔ３が正極性になった時のオン時間（期
間）Ｔｏｎを、トランジスタＴｒ３よりトランジスタＴ
ｒ１がより速くオンすることによって矢印Ｐのように短
縮しようとする。この結果、入力電源Ｖｉｎの電圧が低
下するに伴い、スイッチング素子Ｑ１のオン時間がしだ
いに短縮して発振が停止状態になる。これにより、入力
電源電圧の低下時に、オンデューテイが拡大することに
よって誤動作が生じるのを抑制し、低い入力電源電圧ま
で発振を持続することができ、出力電圧の保持時間を長
くすることができ、また、長い時間の瞬時停電に対応す
ることもできる。
【００９１】このように、発振停止動作時には、入力電
源Ｖｉｎの電圧低下に応じて、第１の駆動巻線Ｔ３に発
生する電圧が低下し、これにより、トランジスタＴｒ２
のベース電流が小さくなり、トランジスタＴｒ１のオフ
時間がしだいに短くなっていく。そして、第１のスイッ
チング素子Ｑ１のオン時間がしだいに短縮されていき、
さらに入力電源電圧が低下すると、帰還回路Ｆのツェナ
ーダイオードＤｚ２がオフとなって、発振が停止する。
【００９２】図５は、帰還回路Ｆの構成図を示してい
る。また、図６は、帰還回路Ｆの他の構成例を示し、図
７は、さらに他の構成例を示す。
【００９３】図５および図７に示す帰還回路では、コン
デンサＣ３を設けているために、上述のように、発振停
止時において第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間を
しだいに短縮して発振を停止させることが可能である。
また、このコンデンサＣ３は、定常状態においては、ト
ランジスタＴｒ２をより早くオンする（トランジスタＴ
ｒ１をより早くオフする）ように帰還量を増やすスピー
ドアップコンデンサとして機能する。なお、ダイオード
Ｄ２は、抵抗Ｒ３とＲ４の抵抗分圧回路によるａ点で起
動時に帰還回路に電流が流れ込むのを防止し、抵抗Ｒ３
とＲ４の分圧比のみで起動電圧を容易に決めることがで
きる。また、ツェナーダイオードＤｚ２は、発振停止電
圧を所定の値に設定するためのものであって、このツェ
ナーダイオードのツェナー電圧によって、発振停止電圧
を設定する自由度を拡大することが可能である。
【００９４】以上のように、本実施形態の自励式ハーフ
ブリッジコンバータにおいては、入力電源Ｖｉｎの電圧
がゆっくりと上昇した場合であっても、第１のスイッチ
ング素子Ｑ１を急速にターンオンして、トランスＴの１
次巻線Ｔ１に流れる電流の変化率を大きくし、第１の駆
動巻線Ｔ３に電圧を発生させて自励発振動作を確実に開
始することができる。また、停止時においては、入力電
源電圧の低下に伴いスイッチング素子Ｑ１のオン時間を
短縮していくことによって誤動作するのを防止すること
ができる。さらに、起動停止回路Ｂは、高耐圧のサイリ
スタやダイアック等の素子を用いる必要がない。このた
めスイッチング電源装置の低コスト化を図ることができ
る。また、図１２に示すような、スイッチング素子のオ
ンのたびに、短絡放電されるコンデンサＣ１がないため
に、スイッチング損失が低減される。
【００９５】なお、図１に示す自励式ハーブブリッジコ
ンバータでは、インダクタＬを別部品として設けている
が、これを、トランスＴが有する漏れインダクタで構成
することができる。これにより、部品点数を削減でき
る。また、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッ
チング素子Ｑ２に、電界効果トランジスタを用いること
によって、この電界効果トランジスタが有する寄生ダイ
オード、寄生容量をダイオードＤ１、Ｄ２およびコンデ
ンサＣ１、Ｃ２に代えて使用することができる。これに
より、部品点数を削減できる。
【００９６】図８は、商用電源を整流平滑して入力電源
Ｖｉｎを得る場合の回路ブロック図である。
【００９７】図９は、本発明の他の実施形態であるリン
ギングチョークコンバータの回路図である。この発明に
係る起動停止回路Ｂと帰還回路Ｆとは、図１に示す自励
式ハーブブリッジコンバータだけではなく、図９に示す
リンギングチョークコンバータにも適用することが可能
である。起動停止回路Ｂおよび帰還回路Ｆの動作は、自
励式ハーフブリッジコンバータでの動作と変わるところ
はない。
【００９８】図１０は、この発明のさらに他の実施形態
である自励式ハーフブリッジコンバータの回路図であ
る。構成において、図１に示す回路構成と相違する点
は、抵抗Ｒ１に直列にツェナーダイオードＤｚ４を接続
したことと、抵抗Ｒ３に直列にツェナーダイオードＤｚ
３を接続したことである。この回路では、入力電源Ｖｉ
ｎの電圧がツェナーダイオードＤｚ３がオンするまでに
上昇しない限り起動しない。したがって、誤った入力電
源が接続されて誤動作するのを防止出来る。また、トラ
ンジスタＴｒ１にベース電流を供給する経路である抵抗
Ｒ２を、ツェナーダイオードＤｚ４のカソードに接続
し、このカソード電位を入力電圧よりも十分低い値とす
ることによって、抵抗Ｒ２を入力電源に接続する場合と
比較して、抵抗Ｒ２の値を小さくでき、損失を低減でき
る。さらに、トランジスタＴｒ１がオンした状態でも、
ツェナーダイオードＤｚ４のツェナー電位により、抵抗
Ｒ２を経路として十分なベース電流を供給できる。
【００９９】
【発明の効果】この発明によれば、起動時においては、
入力電源電圧が所定の電圧を超えた時に一気に第１のス
イッチング素子Ｑ１をターンオンして発振を開始するた
め、特に入力電源電圧が緩やかに上昇する場合に起動不
良となるのを防止することができる。また、上記所定の
電圧を適当な値に設定することによって、ＡＣ２３０Ｖ
の商用電源で動作するように設計された電源装置に誤っ
てＡＣ１００Ｖの商用電源が投入された場合等、誤った
電源投入によって起こす可能性のある誤動作を防ぐこと
もできる。入力電源をオフして発振を停止させようとす
る時には、所定の電圧以下になった時に発振を停止させ
ることによって、１次電流ピークの増加によるトランス
の飽和やオンデューティの拡大による誤動作を防止する
ことができる。また、起動機能と発振停止機能を１つの
起動停止回路で合わせ持つことによって、それぞれ独立
に２つの回路を設ける場合と比較して部品点数を削減す
ることができる。
【０１００】また、起動停止回路に加えて帰還回路を設
けることによって、起動をさらに確実なものとし、ま
た、起動電圧と停止電圧との間にヒステリシス特性を持
たせることによって、入力電圧のチャタリング発生や、
瞬時停電等の入力電圧の変動が不安定な場合における誤
動作を防止でき、起動をさらに確実なものとすることが
できる。また、発振停止時においても、誤動作を防ぎ確
実に発振停止させることができるとともに、出力電圧の
保持時間を長くすることが出来る。
【０１０１】この発明は、特に、トランスの１次巻線に
直列にキャパシタが接続されるハーフブリッジコンバー
タにおいて、これまでに起動不良が生じやすかった不具
合をなくすことができる。そして、高耐圧のサイリスタ
やダイアック等の素子を用いる必要がなく、また、起動
回路に充放電されるコンデンサを使用する必要がないた
めに、スイッチング電源装置の低コスト化、高効率化、
小型軽量化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施形態である自励式ハーフ
ブリッジコンバータの回路図
【図２】上記自励式ハーフブリッジコンバータの動作波
形図
【図３】ヒステリシス特性を示す図
【図４】発振停止時の動作を説明する図
【図５】帰還回路の第１の実施例
【図６】帰還回路の第２の実施例
【図７】帰還回路の第３の実施例
【図８】自励式ハーフブリッジコンバータに商用電源の
整流平滑回路を接続した時の回路ブロック図
【図９】この発明の他の実施形態であるリンギングチョ
ークコンバータの回路図
【図１０】この発明のさらに他の実施形態の自励式ハー
フブリッジコンバータの回路図
【図１１】従来のスイッチング電源装置の回路図
【図１２】従来のスイッチング電源装置の他の例の回路
図
【符号の説明】
Ｖｉｎ−入力電源 Ｑ１−第１のスイッチング素子 Ｑ２−第２のスイッチング素子 Ｂ−起動停止回路 Ｆ−帰還回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AA15 AS02 BB26 BB44 BB52 DD04 DD32 DD41 EE02 EE07 EE72 FD01 FD24 FF01 FF19 FG07 VV03 VV06 XC00 XX33 XX44

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力電源とトランスＴの１次巻線と第１
    のスイッチング素子Ｑ１とが直列に接続され、トランス
    Ｔの２次巻線に整流平滑回路が接続され、１次巻線電圧
    に略比例し前記第１のスイッチング素子Ｑ１をオンさせ
    る電圧を発生させる第１の駆動巻線を前記トランスＴに
    備え、前記第１のスイッチング素子Ｑ１をオン／オフ制
    御し自励発振するスイッチング電源装置において、 前記第１のスイッチング素子Ｑ１の制御端子とソース端
    子との間に接続されたスイッチ手段と、入力電源端子間
    の入力電源電圧を検出して所定の電圧と比較し前記入力
    電源電圧が所定の電圧を超えることを検出すると前記ス
    イッチ手段をオフすることで前記第１のスイッチング素
    子Ｑ１をオンして発振を開始させ、前記入力電源電圧が
    所定の電圧以下であることを検出すると前記スイッチ手
    段をオンすることで前記第１のスイッチング素子Ｑ１を
    オフして発振を停止させる制御回路と、を含む、起動停
    止回路を備えたことを特徴とする、自励発振式のスイッ
    チング電源装置。
  2. 【請求項２】 前記第１の駆動巻線と前記起動停止回路
    の制御端子との間に、前記スイッチ手段をオフするよう
    該第１の駆動巻線の出力電圧を該制御端子に帰還させる
    帰還回路を設けた、請求項１記載のスイッチング電源装
    置。
  3. 【請求項３】 前記スイッチ手段を第１のトランジスタ
    で構成し、前記制御回路を第１のトランジスタの制御端
    子に接続された第２のトランジスタで構成し、 該第２のトランジスタは、前記入力電源電圧が所定の電
    圧を超えることを検出するとオンして前記第１のトラン
    ジスタをオフすることで前記第１のスイッチング素子Ｑ
    １をオンして発振を開始させ、前記入力電源電圧が所定
    の電圧以下であることを検出するとオフして前記第１の
    トランジスタをオンすることで前記第１のスイッチング
    素子Ｑ１をオフして発振を停止させる、請求項１または
    ２記載のスイッチング電源装置。
  4. 【請求項４】 前記第２のトランジスタは、ベース・エ
    ミッタ間のしきい値電圧と前記入力電源電圧の抵抗分圧
    電圧とを比較し、該抵抗分圧電圧が前記しきい値電圧を
    超えるかどうかで、前記入力電源電圧が所定の電圧を超
    えるかどうか、および、前記入力電源電圧が所定の電圧
    以下であるかどうかを検出する、請求項３記載のスイッ
    チング電源装置。
  5. 【請求項５】 前記第２のトランジスタのベース・エミ
    ッタ回路に該ベース・エミッタ間電圧の温度特性を補正
    するツェナーダイオードを接続した、請求項４記載のス
    イッチング電源装置。
  6. 【請求項６】 前記帰還回路は、前記第１の駆動巻線に
    発生する電圧を前記第２のトランジスタに印加する、少
    なくとも直列に接続された抵抗とダイオードとを含む回
    路で構成した、請求項３〜５のいずれかに記載のスイッ
    チング電源装置。
  7. 【請求項７】 前記帰還回路は、前記第１の駆動巻線に
    発生する電圧を前記第２のトランジスタに印加する、少
    なくとも直列に接続された抵抗とコンデンサとを含む回
    路で構成した、請求項３〜５のいずれかに記載のスイッ
    チング電源装置。
  8. 【請求項８】 前記帰還回路は、前記第１の駆動巻線に
    発生する電圧を前記第２のトランジスタに印加する、少
    なくとも直列に接続されたダイオードと抵抗とツェナー
    ダイオードと、該ダイオードに並列に接続されたコンデ
    ンサを含む回路で構成した、請求項３〜５のいずれかに
    記載のスイッチング電源装置。
  9. 【請求項９】 請求項１〜８のいずれかに記載のスイッ
    チング電源装置の構成に加えて、 前記第１のスイッチング素子Ｑ１に第２のスイッチング
    素子Ｑ２を直列に接続してこの直列回路を入力電源に並
    列に接続されるようにし、キャパシタＣとインダクタＬ
    とトランスＴの１次巻線との直列回路の一端が前記第１
    のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２
    との接続点に接続され、該直列回路の他端が入力電源に
    接続され、 前記第１のスイッチング素子に並列に第１のダイオード
    Ｄ１と第１のキャパシタＣ１とを接続し、 前記第２のスイッチング素子に並列に第２のダイオード
    Ｄ２と第２のキャパシタＣ２とを接続し、 １次巻線電圧に略比例し前記第１のスイッチング素子Ｑ
    １をオンさせる電圧を発生させる前記第１の駆動巻線と
    ともに、１次巻線電圧に略比例し前記第２のスイッチン
    グ素子Ｑ２をオンさせる電圧を発生させる前記第２の駆
    動巻線をトランスＴに設け、 且つ、前記第１および第２のスイッチング素子を両スイ
    ッチング素子が共にオフする期間を挟んで交互にオン／
    オフするスイッチング制御回路を設け、これにより自励
    発振するようにした、自励発振式のスイッチング電源装
    置。
  10. 【請求項１０】 前記インダクタＬとしてトランスＴが
    有する漏れインダクタを用いた請求項９記載のスイッチ
    ング電源装置。
  11. 【請求項１１】 前記第１のスイッチング素子Ｑ１およ
    び第２のスイッチング素子として電界効果トランジスタ
    を用い、該電界効果トランジスタの寄生ダイオードおよ
    び寄生容量により前記第１、第２のダイオードおよび前
    記第１、第２のキャパシタを構成した請求項９または１
    ０記載のスイッチング電源装置。
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