CN102651615B - 电源转换器以及电源转换器的控制方法 - Google Patents

电源转换器以及电源转换器的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了电源转换器包含输出单元、第一变压器、开关单元及处理单元。该第一变压器包含一次侧线圈及二次侧线圈。该一次侧线圈耦接于输入电压与第一端点之间。该开关单元耦接于该第一端点及第二端点之间。该处理单元耦接于该输入电压及该第一端点之间，用以于该开关单元处于关闭状态时，通过第一路径来接收该第一端点的第一感应电压与储存该第一感应电压的感应能量，并同时隔绝该第一感应电压自不同于该第一路径的第二路径馈入，接着通过该第二路径来释放所储存的该感应能量。该第一感应电压伴随该开关单元由开启状态切换至该关闭状态而产生。

Description

电源转换器以及电源转换器的控制方法
技术领域
本发明关于电源转换，尤指一种可操作于连续导通模式并且实现零电压切换的反激式电源转换器及其相关的控制方法。
背景技术
由于反激式电源转换器(flyback power converter)具有较为简单的电路架构以及较高的电源转换效率，现今已广泛应用于各式电路设计中，然而，反激式电源转换器所输出的电压具有较大的涟波，因此，其受限于输出功率较小的应用范围。请一并参阅图1及图2，图1为传统的反激式电源转换器100的示意图，以及图2为图1所示的反激式电源转换器100的信号时序图。如图1所示，一输入电压V_IN通过一变压器130来产生一输出电压V_OUT，其中一控制单元150控制一主切换开关元件(main switch element)110及一辅助切换开关元件(auxiliary switch element)120的切换，变压器152则是用来在主切换开关元件110及辅助切换开关元件120之间进行隔离，以及二次侧(secondary side)电流I_S会通过一二极管(diode)140及一电容器142来输出。主切换开关元件110包含一晶体管(transistor)111，其中晶体管111具有耦接于晶体管111的漏极(drain)与源极(source)之间的一体二极管(bodydiode)112以及一寄生电容(stray capacitance)113，另外，做为主动箝制电路(active clamping circuit)之用的辅助切换开关元件120包含一晶体管121，其中晶体管121具有耦接于晶体管121的漏极与源极之间的一体二极管122以及一寄生电容123。由图2可知，在主切换开关元件110关闭时(即，电压V_P为低电压准位)，反激式电源转换器100通过辅助切换开关元件120(由电压V_A来控制)来吸收变压器130的漏感(leakage inductance)的能量(储存至电容器125)以降低电压V_D的电压尖脉冲(voltage spike)，进而使反激式电源转换器100于连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)的操作下实现零电压切换(zero voltage switching，ZVS)，以达成提高电源转换效率的目的。
值得注意的是，由图2可知，在主切换开关元件110关闭的期间，电流I_A来回流过变压器130两次，并且电流I_A与时间轴所围成的面积A1相当大，相较于主切换开关元件110开启时，电流I_M与时间轴所围成的面积A2还要大，因此，造成变压器130的一次侧线圈(primary winding)的负担，此外，由电压V_D的波形可知，变压器130的一次侧(primary side)电路于主切换开关元件110关闭的期间持续有电流流动，换言之，反激式电源转换器100会因为环流(circulating current)的关系而消耗能量，故即便实现零电压切换以提升效率，所节省的能量仍可能因为产生环流而被抵消掉。再者，二次侧电流(即，电流I_S)会出现相位移(phase shifting)，造成电流I_S于主切换开关元件110关闭的期间系逐渐增加，接着于辅助切换开关元件120关闭时突然下降，因此，电流I_S的有效值会增加，使得变压器130的二次侧同步整流电路(synchronous rectifier circuit)中电路元件的功率消耗随之增加。
简言之，传统的反激式电源转换器100存在主动箝制电路的环流过大以及二次侧电流相位移等问题，其中环流过大将造成导通损失过高，而二次侧电流相位移则会造成二次侧的开关元件产生较高的电压尖脉冲，导致切换损失较大以及整体的转换效率不佳，也就是说，并未达到提升效率最主要目的。
因此，需要一种创新的电源转换器，其可于连续导通模式的操作下实现零电压切换，并可解决上述能量损耗的问题。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的之一在于提供一种可操作于连续导通模式并且实现零电压切换的反激式电源转换器及其相关的控制方法，以解决上述能量损耗的问题。
依据本发明的一实施例，其揭示一种电源转换器。该电源转换器包含一输出单元、一第一变压器、一开关单元以及一处理单元。该输出单元用以输出一转换电压。该第一变压器包含一一次侧线圈以及一二次侧线圈。该一次侧线圈耦接于一输入电压与一第一端点之间。该二次侧线圈耦接于该输出单元。该开关单元耦接于该第一端点及一第二端点之间，用以控制该一次侧线圈的磁通量的方向。该处理单元耦接于该输入电压及该第一端点之间，用以于该开关单元处于一关闭状态时，通过一第一路径来接收该第一端点的一第一感应电压与储存该第一感应电压的一感应能量，并同时隔绝该第一感应电压自不同于该第一路径的一第二路径馈入，接着通过该第二路径来释放所储存的该感应能量，其中该第一感应电压伴随该开关单元由一开启状态切换至该关闭状态而产生。该处理单元包含一电容器、一辅助开关、一二极管以及一齐纳二极管。该电容器耦接于该输入电压与一第三端点之间。该辅助开关耦接于该第三端点与一第四端点之间。该二极管耦接于该第一端点与该第三端点之间。该二极管设置于该第一路径，用以于该开关单元由该开启状态切换至该关闭状态时，接收该第一感应电压并将该感应能量储存至该电容器。该齐纳二极管耦接于该第一端点与该第四端点之间。该齐纳二极管设置于该第二路径，用以于该开关单元切换为该关闭状态时，隔绝该第一感应电压。该辅助开关于该开关单元关闭之后开启、该辅助开关于该开关单元开启之前关闭，以及该处理单元于该辅助开关开启的期间，释放该感应能量。
依据本发明的一实施例，其揭示一种应用于一电源转换器的控制方法。该电源转换器包含一输出单元、一第一变压器、一开关单元以及一处理单元。该输出单元用以输出一转换电压。该第一变压器包含一一次侧线圈以及一二次侧线圈。该一次侧线圈耦接于一输入电压与一第一端点之间。该二次侧线圈耦接于该输出单元。该开关单元耦接于该第一端点及一第二端点之间，用以控制该一次侧线圈的磁通量的方向。该控制方法包含：将一电容器耦接于该输入电压与一第三端点之间；将一辅助开关耦接于该第三端点与一第四端点之间；将一二极管耦接于该第一端点与该第三端点之间，其中该二极管设置于一第一路径；将一齐纳二极管耦接于该第一端点与该第四端点之间，其中该齐纳二极管设置于不同于该第一路径的一第二路径；当该开关单元由一开启状态切换至一关闭状态时，通过该第一路径来接收该第一端点的一感应电压且将该感应电压的一感应能量储存至该电容器，并同时隔绝该感应电压自该第二路径馈入；以及于该辅助开关开启的期间，通过该第二路径来释放所储存的该感应能量至该第一端点。其中该辅助开关在该开关单元关闭之后开启、该辅助开关在该开关单元开启之前关闭，以及该感应电压伴随该开关单元由该开启状态切换至该关闭状态而产生。
本发明的电源转换器可应用于电源供应器的电源电路，其利用局部箝制的概念，可抑制电源转换器之中产生的电压尖脉冲、实现出零电压切换的高转换效率的特性，以及克服传统的反激式电源转换器仅应用于小功率电源电路的限制。
附图说明
图1为传统的反激式电源转换器的示意图。
图2为图1所示的反激式电源转换器的信号时序图。
图3为本发明一广义电源转换器的功能方块的示意图。
图4为图3所示的电源转换器的一实施例的示意图。
图5A为本发明电源转换器的一实施例的示意图。
图5B为本发明电源转换器的另一实施例的示意图。
图6为本发明另一广义的电源转换器的示意图。
图7为本发明电源转换器的另一实施例的示意图。
图8为图7所示的电源转换器的一实施例的示意图。
图9为图8所示的电源转换器的信号时序图。
图10为本发明电源转换器的另一实施例的示意图。
图11为图10所示的电源转换器的一实施例的示意图。
图12为图11所示的电源转换器的信号时序图。
其中，附图标记说明如下：
100、300、400、500、502、600、700、800、  电源转换器
1000、1100
110、120                                  开关元件
111、121、M1、M2                          晶体管
112、122                                  体二极管
113、123                                  寄生电容
125、142、C1、C2、C3、C4、C5、C6          电容器
130、152、TX1、TX2                        变压器
140、D1、D2、D3、D4、D5                   二极管
150、540、542、640                        控制单元
310                                       输出单元
320                                       开关单元
330                                       处理单元
L1、L2、LA、L21、L22                      线圈
ZD1、ZD2、ZD3                             齐纳二极管
N1、N2、N3、N4、NA、NB                    端点
543、643                                  脉冲宽度调变控制器
646                                       脉冲宽度调变产生器
650                                       反馈单元
744                                       延迟电路
745                                       脉冲宽度调变控制电路
747                                       感应电路
748                                       同步电路
749                                       脉冲宽度调变产生电路
752                                       光耦合电路
754                   反馈电路
Q1～Q5                双极晶体管
R1～R11               电阻性元件
CMP                   比较元件
BUF                   缓冲元件
P_1、P_2              输入端口
P_3                   输出端口
具体实施方式
本发明电源转换器的概念在于利用局部箝制的方式，通过不同的电路传输路径来同时隔绝及迅速地储存该电源转换器所产生的电压尖脉冲，接着再将所储存的能量释放，不仅抑制电压尖脉冲对转换效率的影响，进而回收所储存的能量，故大幅提升该电源转换器的效率。进一步的说明如下。
请参阅图3，图3为本发明一广义电源转换器的功能方块的示意图。电源转换器300包含一输出单元310、一第一变压器TX1、一开关单元(switchunit)320以及一处理单元330，其中第一变压器TX1包含一一次侧线圈L1以及一二次侧线圈(secondary winding)L2。一次侧线圈L1耦接于一输入电压V_IN与一第一端点N1之间，以及二次侧线圈L2耦接于输出单元310。开关单元320耦接于第一端点N1及一第二端点N2之间，用以控制一次侧线圈L1的磁通量的方向，也就是说，通过开关单元320的切换，输入电压V_IN可通过第一变压器TX1来将相对应的一转换电压V_OUT于输出单元310输出。由于当开关单元320由一开启状态(ON state)切换至一关闭状态(OFFstate)时，会随之产生一第一感应电压V_D，因此，处理单元330耦接于输入电压V_IN及第一端点N1之间，用以于开关单元320处于该关闭状态时，通过一第一路径PA1(位于处理单元330之中)来接收第一端点N1的第一感应电压V_D与储存第一感应电压V_D的一感应能量，并同时隔绝第一感应电压V_D自不同于第一路径PA1的一第二路径PA2(位于处理单元330之中)馈入，接着通过第二路径PA2来释放所储存的该感应能量，此外，上述的该感应能量得自于第一变压器TX1内部线圈的漏感能量，可产生一电压尖脉冲于第一端点N1。处理单元330的电路细节将于后详述。
请注意，在处理单元330可于第一路径PA1迅速地接收第一感应电压V_D并储存该感应能量，以及第一感应电压V_D可持续被隔绝于第二路径PA2的情形下，由于在该感应能量被释放之前，流经第一变压器TX1的一次侧电路的电流大致为零，故大幅减少电源转换器300的能量损耗。于一实施例中，一旦开关单元320由该开启状态切换至该关闭状态时，处理单元330立即储存该感应能量，以及在处理单元330释放该感应能量之后，处理单元330于开关单元320即将由该关闭状态切换至该开启状态时关闭，因此，可实现出零电压切换。简言之，处理单元330接收第一感应电压V_D并储存该感应能量的时间与处理单元330释放该感应能量的时间的一总和小于开关单元320处于该关闭状态的时间；开关单元320即将由该关闭状态切换至该开启状态时，第一端点N1及第二端点N2之间的一电压差大致为零；以及处理单元330释放该感应能量的时间与开关单元320处于该开启状态的时间互不重叠。
请参阅图4，图4为图3所示的电源转换器300的一实施例的示意图。输出单元310包含(但并不局限于)一二极管D1以及一电容器C1。二极管D1耦接于第一变压器TX1的二次侧线圈L2与转换电压V_OUT之间，以及电容器C1耦接于转换电压V_OUT，其中二极管D1及电容器C1以串联方式跨接于二次侧线圈L2。开关单元320包含(但并不局限于)一晶体管M1，其中一次侧线圈L1的磁通量的方向可利用对晶体管M1进行切换来控制。处理单元330包含(但并不局限于)一电容器C2、一辅助开关432、一二极管D2以及一齐纳二极管(Zener diode)ZD1。电容器C2耦接于输入电压V_IN与一第三端点N3之间；辅助开关432耦接于第三端点N3与一第四端点N4之间；二极管D2耦接于第一端点N1与第三端点N3之间；以及齐纳二极管ZD1耦接于第一端点N1与第四端点N4之间。于此实施例中，二极管D2设置于上述的第一路径PA1，用以于开关单元320(例如，晶体管M1)由该开启状态切换至该关闭状态时，接收第一感应电压V_D并将该感应能量储存至电容器C2，此外，齐纳二极管ZD1设置于上述的第二路径PA2，用以于开关单元320(例如，晶体管M1)切换为该关闭状态时，隔绝第一感应电压V_D。请注意，于此实施例中，辅助开关432于开关单元320(例如，晶体管M1)关闭之后开启、辅助开关432于开关单元320(例如，晶体管M1)开启之前关闭，以及处理单元330于辅助开关432开启的期间，释放该感应能量；此外，辅助开关432可通过一晶体管M2来加以实现(但本发明并不局限于此)。具体来说，第一路径PA1可视为由第一端点N1、二极管D2与第三端点N3所构成，以及第二路径PA2可视为由第一端点N1、齐纳二极管ZD1、第四端点N4、晶体管M2与第三端点N3所构成。此外，由上述可知，开关单元320(例如，晶体管M1)处于该关闭状态的一特定期间(例如，二极管D2将该感应能量储存至电容器C2之后以及晶体管M2导通以释放该感应能量至第一端点N1之前的某个时段)内，辅助开关432(例如，晶体管M2)、二极管D2及齐纳二极管ZD1均未有电流通过其中，也就是说，第一路径PA1及第二路径PA2在该特定期间内不会有电流流过，故可解决传统电源转换器会因为环流而造成能量损耗的问题。
于一实施例中，图3所示的电源转换器300另可包含一控制单元，其中该控制单元可用来控制处理单元330对第一感应电压V_D及该感应能量进行处理的时机。请参阅图5A，图5A为本发明电源转换器的一实施例的示意图，其中电源转换器500基于图3所示的电源转换器300的架构，而主要的差别在于：电源转换器500另包含一控制单元540，其中控制单元540耦接处理单元330。由于电源转换器500利用储存及释放该感应能量来减少能量损耗以达到提升效率的目的，因此，释放该感应能量的时间长短可由该感应能量的大小来决定，其中该感应能量的大小对应于转换电压V_OUT以及第一感应电压V_D。于此实施例中，控制单元540用以依据输出单元310所输出的转换电压V_OUT来决定处理单元330释放所储存的该感应能量的时间长短。于一设计变化中，控制单元540亦可依据第一感应电压V_D来决定处理单元330释放该感应能量的时间长短。
于另一实施例中，图3所示的电源转换器300另可包含一控制单元，其中该控制单元可依据输出单元310所输出的转换电压V_OUT来控制开关单元320的切换。请参阅图5B，图5B为本发明电源转换器的另一实施例的示意图，其中电源转换器502基于图3所示的电源转换器300的架构，主要的差别在于电源转换器502另包含一控制单元542，其中控制单元542耦接开关单元320，以及控制单元540依据输出单元310所输出的转换电压V_OUT来控制开关单元320的开启及关闭。一般来说，控制一切换开关的信号可为一脉波信号，因此，于此实施例中，控制单元542可包含一脉冲宽度调变控制器(pulse width modulation controller，PWM controller)543，其用以依据输出单元310所输出的转换电压V_OUT来产生一第一控制信号S_C1，以控制开关单元310的开启及关闭。
请参阅图6，图6为本发明另一广义的电源转换器的示意图，其中电源转换器600基于图4、图5A及图5B所示的电源转换器的架构。电源转换器600包含图4所示的输出单元310、第一变压器TX1、处理单元330及开关单元320，并另包含一控制单元640以及一反馈单元650。值得注意的是，于此实施例中，开关单元320及处理单元330均可由控制单元640来控制，此外，控制单元640通过反馈单元650来取得对应转换电压V_OUT的信号。控制单元640包含一脉冲宽度调变控制器643以及一脉冲宽度调变产生器(pulsewidth modulation generator，PWM generator)646。反馈单元650耦接于输出单元310与脉冲宽度调变控制器643之间，用以依据输出单元310所输出的转换电压V_OUT来产生一反馈信号S_F，因此，脉冲宽度调变控制器643可依据反馈信号S_F来产生一第一控制信号S_C1，并据以控制开关单元310的开启及关闭。脉冲宽度调变产生器646耦接于脉冲宽度调变控制器643以及处理单元330，用以依据第一控制信号S_C1及第一感应电压V_D来产生一第二控制信号S_C2，以控制处理单元330对第一感应电压V_D进行处理。如上所述，处理单元330释放该感应能量的时间长短可由该感应能量的大小来决定，其中该感应能量的大小对应于转换电压V_OUT以及第一感应电压V_D，因此，于一设计变化中，脉冲宽度调变产生器646亦可依据转换电压V_OUT来控制处理单元330对第一感应电压V_D进行处理。值得注意的是，反馈单元650为优选(optional)元件，换言之，控制单元640亦可直接依据输出单元310所输出的转换电压V_OUT来进行控制操作。
简言之，当晶体管M1截止时，第一变压器TX1内部线圈的漏感所储存的该感应能量，会立即通过二极管D2释放到电容器C2储存，藉此消除因为该感应能量(即，漏感能量)而产生的电压尖脉冲，此外，在晶体管M1截止的期间，齐纳二极管ZD1系用来隔绝第一感应电压V_D由第一端点N1馈入至晶体管M2。接下来，控制单元640可依据输出单元310所输出的功率高低(例如，转换电压V_OUT的高低及/或该感应能量的大小)而产生相对应时间长度的脉波(pulse)来驱动晶体管M1，将该感应能量释放回第一变压器TX1，并传递至二次侧的输出单元310以供输出，也同时产生零电压切换现象以提高转换效率，此外，晶体管M1导通时间短，故电源转换器600所损失的能量也会比较少。
请参阅图7，图7为本发明电源转换器的另一实施例的示意图。于此实施例中，电源转换器700包含图4所示的第一变压器TX1、输出单元310、开关单元320以及处理单元330之中的多个电路元件，此外，电源转换器700另包含图6所示的控制单元640及反馈单元650，其中控制单元640包含脉冲宽度调变控制器643及脉冲宽度调变产生器646。本实施例中，脉冲宽度调变控制器643包含一延迟电路(delay circuit)744以及一脉冲宽度调变控制电路(pulse width modulation control circuit，PWM control circuit)745。延迟电路744耦接于开关单元320(即，晶体管M1)，脉冲宽度调变控制电路745则耦接于延迟电路744，用以依据反馈单元650所输出的反馈信号S_F来产生第一控制信号S_C1予延迟电路744，其中延迟电路744依据第一控制信号S_C1来产生一延迟控制信号S_D以控制开关单元320(即，晶体管M1)的开启及关闭，此外，于一设计变化中，脉冲宽度调变控制电路745亦可直接依据输出单元310所输出的转换电压V_OUT来产生第一控制信号S_C1予延迟电路744。于此实施例中，反馈单元650可包含一光耦合电路752(photo-coupler circuit)，用来提升反馈信号S_F的信号品质。
此外，第一变压器TX1另包含一辅助线圈LA，其位于第一变压器TX1之中与一次侧线圈L1相同的一侧，以及脉冲宽度调变产生器646包含一感应电路(sensing circuit)747、一同步电路(synchronization circuit)748以及一脉冲宽度调变产生电路(pulse width modulation generation circuit，PWMgeneration circuit)749。感应电路747用以通过辅助线圈LA来感应第一感应电压V_D，并据以产生一第二感应电压V_P；同步电路748耦接于脉冲宽度调变控制器643，用以依据第一控制信号S_C1来产生一同步信号S_S；以及脉冲宽度调变产生电路749耦接于处理单元330、感应电路747及同步电路748，用以依据第二感应电压V_P及同步信号S_S来产生第二控制信号S_C2，以控制处理单元330隔绝第一感应电压V_D的时间及释放所储存的该感应能量的时间。当第二感应电压V_P降低至一预定电压值时(其意味着转换电压V_OUT已持续下降，电源转换器700准备进入下一驱动周期(drive cycle))，脉冲宽度调变产生电路749会控制处理单元330开始释放所储存的该感应能量至一次侧线圈L1，以及当该感应能量释放完毕时，脉冲宽度调变产生电路749依据同步信号S_S来停止处理单元330处理第一感应电压V_D，以及开关单元320依据第一控制信号S_C1来由该关闭状态切换至该开启状态。
请参阅图8，图8为图7所示的电源转换器700的一实施例的示意图。由图8可知，感应电路747包含(但本发明并不局限于此)一双极晶体管(bipolar junction transistor，BJT)Q1、一电阻性元件R1、一电阻性元件R2、一齐纳二极管ZD2以及一电容器C3。双极晶体管Q1，具有一集电极(collector)、一基极(base)及一发射极(emitter)；电阻性元件R1耦接于双极晶体管Q1的该发射极；电阻性元件R2耦接于双极晶体管Q1的该基极；齐纳二极管ZD2耦接于双极晶体管Q1的该基极，用以箝制第二感应电压V_P；以及电容器C3耦接于齐纳二极管ZD2，用以储存第二感应电压V_P。
于此实施例中，同步电路748包含(但本发明并不局限于此)一电阻性元件R3、一电容器C4、一第二变压器TX2、一二极管D3以及一电阻性元件R4。电阻性元件R3耦接于脉冲宽度调变控制器643，用以接收第一控制信号S_C1；电容器C4耦接于电阻性元件R3；第二变压器TX2具有一第一线圈L21以及一第二线圈L22，其中第一线圈L21耦接于电容器C4，以及第一线圈L21依据第一控制信号S_C1来于第二线圈L22产生一同步感应电压V_S；二极管D3耦接于第二线圈L22，用以接收同步感应电压V_S；以及电阻性元件R4耦接于二极管D3，用以依据同步感应电压V_S来产生同步信号S_S。
此外，脉冲宽度调变产生电路749包含(但本发明并不局限于此)一电容器C5、多个双极晶体管Q2～Q5，以及多个电阻性元件R5～R8，其中双极晶体管Q2～Q5分别具有一集电极、一基极及一发射极。上述的多个电路元件的耦接关系如下：电容器C5耦接于第二感应电压V_P、双极晶体管Q3的集电极耦接于双极晶体管Q2的基极、双极晶体管Q3的发射极耦接于处理单元330、双极晶体管Q4的发射极耦接于双极晶体管Q3的发射极、双极晶体管Q4的基极耦接于双极晶体管Q3的基极、双极晶体管Q5的集电极耦接于双极晶体管Q4的基极、双极晶体管Q5的基极耦接于双极晶体管Q2的集电极、电阻性元件R5耦接于第二感应电压V_P与双极晶体管Q4的基极之间、电阻性元件R6耦接于双极晶体管Q5的基极与双极晶体管Q5的发射极之间、电阻性元件R7耦接于双极晶体管Q2的发射极，以及电阻性元件R8耦接于电阻性元件R7与电容器C5之间，此外，双极晶体管Q3的发射极用以输出第二控制信号S_C2，以及双极晶体管Q5的基极用以接收同步信号S_S。
于此实施例中，反馈单元650除了包含图7所示的光耦合电路752的外，另包含(但本发明并不局限于此)一反馈电路754，其中反馈电路754包含一电阻性元件R9、一电阻性元件R10、一齐纳二极管ZD3、一电容器C6以及一第三电阻性元件R11。电阻性元件R9耦接于光耦合电路752与一端点NA之间、电阻性元件R10耦接于光耦合电路752与一端点NB之间、齐纳二极管ZD3耦接于端点NA与一接地端之间、电容器C6耦接于端点NA与端点NB之间，以及电阻性元件R11耦接于端点NB与该接地端之间。另外，电源转换器800另包含多个二极管D4及D5，其中二极管D4耦接于辅助线圈LA与双极晶体管Q5的发射极之间，以及二极管D5耦接于辅助线圈LA与电阻性元件R7之间。
请连同图9来参阅图8。图9为图8所示的电源转换器800的信号时序图。在时间T1与时间T2之间，电源转换器800操作于一驱动周期，换言之，晶体管M1处于导通状态(即，开关单元320处于该开启状态)，以及第一端点N1与第二端点N2之间的一电压差V_DS及二次侧电流I_OUT均为零，此外，第二感应电压V_P会被齐纳二极管ZD2箝制住，其相对应的能量也会被储存在电容器C3。
在时间T2与时间T3之间，晶体管M1由导通状态切换至截止状态时，第一变压器TX1内部线圈的漏感所储存的该感应能量，会立即通过二极管D2释放到电容器C2来储存，因此，流经二极管D2的电流I_D2会大致呈现出三角波形，而流经晶体管M2的电流I_M2几乎是零，此外，第二感应电压V_P开始下降，换言之，电流I_OUT开始下降，储存于电容器C3的能量亦开始释放。请注意，电压差V_DS的斜线面积A1对应于电容器C2所储存的该感应能量，以及时间T2与时间T3之间的时间差是相当短的。
在时间T3与时间T4之间，电流I_D2及电流I_M2均为零，表示并没有环流产生于此时段中。在时间T4与时间T5之间，于第二感应电压V_P下降至一预定电压值之后(即，电容器C2释放足够的能量至双极晶体管Q3的基极)，晶体管M2会开始导通以释放储存于电容器C2的该感应能量，因此，流经晶体管M2的电流I_M2会大致呈现出三角波形。请注意，电压差V_DS的斜线面积A2对应于电容器C2所释放的该感应能量，以及时间T4与时间T5之间的时间差是相当短的。
在时间点T6前后，当脉冲宽度控制电路745依据所接收的反馈信号S_F产生第一控制信号S_C1以准备驱动晶体管M1时，同步电路747会先接收到第一控制信号S_C1以输出一电流I_S以导通双极晶体管Q4及Q5，使晶体管M2进入截止状态，晶体管M1内部的寄生电容(并未绘示于图中)向一次侧线圈L1进行放电，晶体管M1紧接着通过延迟电路744接收到一延迟信号S_D(对应于第一控制信号S_C1)来切换至导通状态，进而实现零电压切换。值得注意的是，电流I_OUT接近于方波波形，因此，解决了在传统电源转换器之中，电流I_OUT因为相位移而大幅增加其有效值的问题。
由上述可知，电源转换器800不仅可于连续导通模式中实现零电压切换，亦解决环流及二次侧电流相位移的问题。请注意，以上仅供说明之需，并非用来做为本发明的限制，举例来说，反馈单元650为一选择性元件，以及脉冲宽度调变产生器643亦可并入处理单元330之中(如图5B所示)。
如上所述，释放感应能量的时间长短亦可依据转换电压来决定。请参阅图10，图10为本发明电源转换器的另一实施例的示意图。于此实施例中，电源转换器1000包含图4所示的第一变压器TX1、输出单元310、开关单元320以及处理单元330之中的多个电路元件，此外，电源转换器1000另包含图6所示的控制单元640及反馈单元650，其中控制单元640包含脉冲宽度调变控制器643及脉冲宽度调变产生器646。于此实施例中，脉冲宽度调变控制器643耦接于开关单元320(即，晶体管M1)，用以依据输出单元310所输出的转换电压V_OUT来产生第一控制信号S_C1，以控制开关单元320(即，晶体管M1)的开启及关闭，其中脉冲宽度调变控制器643另输出一第二控制信号S_C2。脉冲宽度调变产生器646耦接于脉冲宽度调变控制器643以及处理单元330，用以依据第二控制信号S_C2及输出单元310所输出的转换电压V_OUT来产生一第三控制信号S_C3，以控制处理单元330对第一感应电压V_D进行处理。于此实施例中，电源转换器1000另可包含一反馈单元650，耦接于输出单元310与控制单元640之间，用以依据输出单元310所输出的转换电压V_OUT来产生反馈信号S_F，其中脉冲宽度调变控制器643依据反馈信号S_F来产生第一控制信号S_C1，以及脉冲宽度调变产生器646依据第二控制信号S_C2及反馈信号S_F来产生第三控制信号S_C3，此外，反馈单元650亦可包含(但本发明并不局限于此)图7所示的光耦合电路752，用来提升反馈信号S_F的信号品质。
于此实施例中，当第二控制信号S_C2的电压准位高于反馈信号S_F的电压准位时(其意味着转换电压V_OUT已持续下降，电源转换器1000准备进入下一驱动周期)，脉冲宽度调变产生器646可控制处理单元330释放所储存的该感应能量至一次侧线圈L1。
请参阅图11，图11为图10所示的电源转换器1000的一实施例的示意图。由图11可知，脉冲宽度调变产生器646包含(但本发明并不局限于此)一双极晶体管Q1、电阻性元件R1～R3、一比较元件CMP(例如，一比较器(comparator))以及一缓冲元件BUF(例如，一缓冲器(buffer))。双极晶体管Q1具有一集电极、一基极及一发射极，其中该发射极耦接于一接地端；电阻性元件R1耦接于反馈单元650与双极晶体管Q1的该基极之间，用以接收反馈信号S_F；电阻性元件R2耦接于双极晶体管Q1的该集电极与该基极之间；电阻性元件R3耦接于双极晶体管Q1的该集电极；比较元件CMP具有一第一输入端口P_1、一第二输入端口P_2以及一输出端口P_3，其中第一输入端口P_1用以接收第二控制信号S_C2、第二输入端口P_2耦接于双极晶体管Q1的该集电极，以及输出端口P_3用以依据第二控制信号S_C2及双极晶体管Q1的该集电极的电压来产生一比较电压V_C；以及缓冲元件BUF耦接于输出端口P_3，用以接收比较电压V_C来产生一缓冲电压V_B。
于此实施例中，(但本发明并不局限于此)，电源转换器1100另可包含一电容器C3以及一第二变压器TX2。电容器C3耦接于缓冲元件BUF，用以接收缓冲电压V_B，以及第二变压器TX2具有一第一线圈L21以及一第二线圈L22，其中第一线圈L21耦接于电容器C3、第二线圈L22耦接于处理单元330，以及第一线圈L21依据缓冲电压V_B来于第二线圈L22产生第三控制信号S_C3。一般来说，由于电源转换器会应用于高压侧以及低压侧，以及做为开关的功率晶体管晶体管(例如，晶体管M1及M2)会需要较大的驱动电压，因此，当电源转换器1100应用于低压侧时，可通过第二变压器TX2来提升电压以驱动晶体管M2。
请连同图12来参阅图11。图12为图11所示的电源转换器1100的信号时序图。在时间T1与时间T2之间，电源转换器1100操作于一驱动周期，换言之，晶体管M1处于导通状态(即，开关单元320处于该开启状态)，以及第一端点N1与第二端点N2之间的一电压差V_DS及二次侧电流I_OUT均为零，此外，第二控制信号S_C2的电压准位持续上升。
在时间T2与时间T3之间，晶体管M1由导通状态切换至截止状态时，第一变压器TX1内部线圈的漏感所储存的该感应能量，会立即通过二极管D2释放到电容器C2来储存，因此，流经二极管D2的电流I_D2会大致呈现出三角波形，而流经晶体管M2的电流I_M2几乎是零。请注意，电压差V_DS的斜线面积A1对应于电容器C2所储存的该感应能量，以及时间T2与时间T3之间的时间差是相当短的。
在时间T3与时间T4之间，电流I_D2及电流I_M2均为零，表示并没有环流产生于此时段。在时间T4与时间T5之间，于第二控制信号S_C2的电压准位高于反馈信号S_F的电压准位之后，比较元件CMP会输出具有高电压准位的比较电压V_C，因此，晶体管M2会开始导通以释放储存于电容器C2的该感应能量，此外，流经晶体管M2的电流I_M2会大致呈现出三角波形。请注意，电压差V_DS的斜线面积A2对应于电容器C2所释放的该感应能量，以及时间T4与时间T5之间的时间差是相当短的。
在时间点T6前后，第二控制信号S_C的电压准位会下降至低于反馈信号S_F的电压准位，因此，比较电压V_C将具有低电压准为，使晶体管M2进入截止状态。接下来，晶体管M1内部的寄生电容(并未绘示于图中)向一次侧线圈L1进行放电，晶体管M1紧接着通过脉冲宽度控制器643接收到第一控制信号S_C1来切换至导通状态，进而实现零电压切换。值得注意的是，电流I_OUT接近于方波波形，因此，解决了在传统电源转换器之中，电流I_OUT因为相位移而大幅增加其有效值的问题。
综合上述，本发明提供一种可于连续导通模式中实现零电压切换的电压转换器，其得以储存并回收于切换操作中所产生的感应能量，并可解决于传统电压转换器之中所产生的环流及二次侧电流相位移的问题。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (25)

1.一种电源转换器，其特征是，包含：
一输出单元，用以输出一转换电压；
一第一变压器，包含：
一一次侧线圈，耦接于一输入电压与一第一端点之间；以及
一二次侧线圈，耦接于该输出单元；
一开关单元，耦接于该第一端点及一第二端点之间，用以控制该一次侧线圈的磁通量的方向；以及
一处理单元，耦接于该输入电压及该第一端点之间，用以于该开关单元处于一关闭状态时，通过一第一路径来接收该第一端点的一第一感应电压与储存该第一感应电压的一感应能量，并同时隔绝该第一感应电压自不同于该第一路径的一第二路径馈入，接着通过该第二路径来释放所储存的该感应能量，其中该第一感应电压伴随该开关单元由一开启状态切换至该关闭状态而产生；以及该处理单元包含：
一电容器，耦接于该输入电压与一第三端点之间；
一辅助开关，耦接于该第三端点与一第四端点之间；
一二极管，耦接于该第一端点与该第三端点之间，该二极管设置于该第一路径，用以于该开关单元由该开启状态切换至该关闭状态时，接收该第一感应电压并将该感应能量储存至该电容器；以及
一齐纳二极管，耦接于该第一端点与该第四端点之间，该齐纳二极管设置于该第二路径，用以于该开关单元切换为该关闭状态时，隔绝该第一感应电压；
其中该辅助开关于该开关单元关闭之后开启、该辅助开关于该开关单元开启之前关闭，以及该处理单元于该辅助开关开启的期间，释放该感应能量。
2.如权利要求1所述的电源转换器，其特征是，该感应能量系产生一电压尖脉冲。
3.如权利要求1所述的电源转换器，其特征是，该处理单元接收该第一感应电压并储存该感应能量的时间与该处理单元释放该感应能量的时间的一总和小于该开关单元处于该关闭状态的时间。
4.如权利要求1所述的电源转换器，其特征是，另包含：
一控制单元，耦接该处理单元，用以依据该输出单元所输出的该转换电压，来决定该处理单元释放该感应能量的时间长短。
5.如权利要求1所述的电源转换器，其特征是，另包含：
一控制单元，耦接该处理单元，用以依据该第一感应电压，来决定该处理单元释放该感应能量的时间长短。
6.如权利要求1所述的电源转换器，其特征是，该开关单元即将由该关闭状态切换至该开启状态时，该第一端点及该第二端点之间的一电压差为零。
7.如权利要求1所述的电源转换器，其特征是，该处理单元释放该感应能量的时间与该开关单元处于该开启状态的时间互不重叠。
8.如权利要求1所述的电源转换器，其特征是，于该开关单元处于该关闭状态的一特定期间内，该辅助开关、该二极管及该齐纳二极管均未有电流通过其中。
9.如权利要求1所述的电源转换器，其特征是，另包含：
一控制单元，包含：
一脉冲宽度调变控制器，用以依据该输出单元所输出的该转换电压来产生一第一控制信号，以控制该开关单元的开启及关闭。
10.如权利要求9所述的电源转换器，其特征是，该脉冲宽度调变控制器包含：
一延迟电路，耦接于该开关单元；以及
一脉冲宽度调变控制电路，耦接于该延迟电路，用以依据该输出单元所输出的该转换电压来产生该第一控制信号予该延迟电路，其中该延迟电路依据该第一控制信号来产生一延迟控制信号以控制该开关单元的开启及关闭。
11.如权利要求9所述的电源转换器，其特征是，另包含：
一反馈单元，耦接于该输出单元与该脉冲宽度调变控制器之间，用以依据该输出单元所输出的该转换电压来产生一反馈信号；
其中该脉冲宽度调变控制器依据该反馈信号来产生该第一控制信号。
12.如权利要求11所述的电源转换器，其特征是，该反馈单元包含：
一光耦合电路；以及
一反馈电路，包含：
一第一电阻性元件，耦接于该光耦合电路与一第三端点之间；
一第二电阻性元件，耦接于该光耦合电路与一第四端点之间；
一齐纳二极管，耦接于该第三端点与一接地端之间；
一电容器，该第三端点与该第四端点之间；以及
一第三电阻性元件，耦接于该第四端点与该接地端之间。
13.如权利要求9所述的电源转换器，其特征是，该控制单元另包含：
一脉冲宽度调变产生器，耦接于该脉冲宽度调变控制器以及该处理单元，用以依据该第一控制信号及该第一感应电压来产生一第二控制信号，以控制该处理单元对该第一感应电压进行处理。
14.如权利要求13所述的电源转换器，其特征是，该第一变压器另包含一辅助线圈，该辅助线圈系位于该第一变压器之中与该一次侧线圈相同的一侧，以及该脉冲宽度调变产生器包含：
一感应电路，用以通过该辅助线圈来感应该第一感应电压，并据以产生一第二感应电压；
一同步电路，耦接于该脉冲宽度调变控制器，用以依据该第一控制信号来产生一同步信号；以及
一脉冲宽度调变产生电路，耦接于该处理单元、该感应电路及该同步电路，用以依据该第二感应电压及该同步信号来产生该第二控制信号，以控制该处理单元隔绝该第一感应电压的时间及释放所储存的该感应能量的时间。
15.如权利要求14所述的电源转换器，其特征是，当该第二感应电压降低至一预定电压值时，该脉冲宽度调变产生电路控制该处理单元开始释放所储存的该感应能量至该一次侧线圈；以及当该感应能量释放完毕时，该脉冲宽度调变产生电路依据该同步信号来停止该处理单元处理该第一感应电压，以及该开关单元依据该第一控制信号来由该关闭状态切换至该开启状态。
16.如权利要求14所述的电源转换器，其特征是，该感应电路包含：
一双极晶体管，具有一集电极、一基极及一发射极；
一第一电阻性元件，耦接于该发射极；
一第二电阻性元件，耦接于该基极；
一齐纳二极管，耦接于该基极，用以箝制该第二感应电压；以及
一电容器，耦接于该齐纳二极管，用以储存该第二感应电压。
17.如权利要求14所述的电源转换器，其特征是，该同步电路包含：
一第一电阻性元件，耦接于该脉冲宽度调变控制器，用以接收该第一控制信号；
一电容器，耦接于该第一电阻性元件；
一第二变压器，具有一第一线圈以及一第二线圈，其中该第一线圈耦接于该电容器，以及该第一线圈依据该第一控制信号来于该第二线圈产生一同步感应电压；
一二极管，耦接于该第二线圈，用以接收该同步感应电压；以及
一第二电阻性元件，耦接于该二极管，用以依据该同步感应电压来产生该同步信号。
18.如权利要求14所述的电源转换器，其特征是，该脉冲宽度调变产生电路包含：
一电容器，耦接于该第二感应电压；
一第一双极晶体管，具有一第一集电极、一第一基极及一第一发射极，其中该第一发射极耦接于该第二感应电压；
一第二双极晶体管，具有一第二集电极、一第二基极及一第二发射极，其中该第二集电极耦接于该第一基极、该第二发射极耦接于该处理单元，以及该第二发射极用以输出该第二控制信号；
一第三双极晶体管，具有一第三集电极、一第三基极及一第三发射极，其中该第三发射极耦接于该第二发射极，以及该第三基极耦接于该第二基极；
一第四双极晶体管，具有一第四集电极、一第四基极及一第四发射极，其中该第四集电极耦接于该第三基极、该第四基极耦接于该第一集电极，以及该第四基极用以接收该同步信号；
一第一电阻性元件，耦接于该第二感应电压与该第三基极之间；
一第二电阻性元件，耦接于该第四基极与该第四发射极之间；
一第三电阻性元件，耦接于该第二感应电压；以及
一第四电阻性元件，耦接于该第三电阻性元件与该电容器之间。
19.如权利要求1所述的电源转换器，其特征是，另包含：
一控制单元，包含：
一脉冲宽度调变控制器，耦接于该开关单元，用以依据该输出单元所输出的该转换电压来产生一第一控制信号，以控制该开关单元的开启及关闭，其中该脉冲宽度调变控制器另输出一第二控制信号；以及
一脉冲宽度调变产生器，耦接于该脉冲宽度调变控制器以及该处理单元，用以依据该第二控制信号及该输出单元所输出的该转换电压来产生一第三控制信号，以控制该处理单元对该第一感应电压进行处理。
20.如权利要求19所述的电源转换器，其特征是，另包含：
一反馈单元，耦接于该输出单元与该控制单元之间，用以依据该输出单元所输出的该转换电压来产生一反馈信号；
其中该脉冲宽度调变控制器依据该反馈信号来产生该第一控制信号，以及该脉冲宽度调变产生器依据该第二控制信号及该反馈信号来产生该第三控制信号。
21.如权利要求20所述的电源转换器，其特征是，该反馈单元包含：
一光耦合电路；
一反馈电路，包含：
一第一电阻性元件，耦接于该光耦合电路与一第三端点之间；
一第二电阻性元件，耦接于该光耦合电路与一第四端点之间；
一齐纳二极管，耦接于该第三端点与一接地端之间；
一电容器，该第三端点与该第四端点之间；以及
一第三电阻性元件，耦接于该第四端点与该接地端之间。
22.如权利要求20所述的电源转换器，其特征是，当该第二控制信号的电压准位高于该反馈信号的电压准位时，该脉冲宽度调变产生电路控制该处理单元释放所储存的该感应能量至该一次侧线圈。
23.如权利要求20所述的电源转换器，其特征是，该脉冲宽度调变产生器包含：
一双极晶体管，具有一集电极、一基极及一发射极，其中该发射极耦接于一接地端；
一第一电阻性元件，耦接于该反馈单元与该基极之间，用以接收该反馈信号；
一第二电阻性元件，耦接于该集电极与该基极之间；
一第三电阻性元件，耦接于该集电极；
一比较元件，具有一第一输入端口、一第二输入端口以及一输出端口，其中该第一输入端口用以接收该第二控制信号、该第二输入端口耦接于该集电极，以及该输出端口用以依据该第二控制信号及该集电极的电压来产生一比较电压；以及
一缓冲元件，耦接于该输出端口，用以接收该比较电压来产生一缓冲电压。
24.如权利要求23所述的电源转换器，其特征是，另包含：
一电容器，耦接于该缓冲元件，用以接收该缓冲电压；以及
一第二变压器，具有一第一线圈以及一第二线圈，其中该第一线圈耦接于该电容器、该第二线圈耦接于该处理单元，以及该第一线圈依据该缓冲电压来于该第二线圈产生该第三控制信号。
25.一种应用于一电源转换器的控制方法，其特征是，该电源转换器包含：
一输出单元，用以输出一转换电压；
一第一变压器，包含：
一一次侧线圈，耦接于一输入电压与一第一端点之间；以及
一二次侧线圈，耦接于该输出单元；以及
一开关单元，耦接于该第一端点及一第二端点之间，用以控制该一次侧线圈的磁通量的方向；以及
该控制方法包含：
将一电容器耦接于该输入电压与一第三端点之间；
将一辅助开关耦接于该第三端点与一第四端点之间；
将一二极管耦接于该第一端点与该第三端点之间，其中该二极管设置于一第一路径；
将一齐纳二极管耦接于该第一端点与该第四端点之间，其中该齐纳二极管设置于不同于该第一路径的一第二路径；
当该开关单元由一开启状态切换至一关闭状态时，通过该第一路径来接收该第一端点的一感应电压且将该感应电压的一感应能量储存至该电容器，并同时隔绝该感应电压自该第二路径馈入；以及
于该辅助开关开启的期间，通过该第二路径来释放所储存的该感应能量至该第一端点；
其中该辅助开关在该开关单元关闭之后开启、该辅助开关在该开关单元开启之前关闭，以及该感应电压伴随该开关单元由该开启状态切换至该关闭状态而产生。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI635699B (zh) * 2016-11-14 2018-09-11 立錡科技股份有限公司 返馳式電源供應電路及其sr開關控制電路與功率開關控制電路

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103066855B (zh) * 2013-01-15 2015-06-24 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统中的零电压开关的系统和方法
US10854378B2 (en) 2009-02-23 2020-12-01 Triune Ip Llc Wireless power transmittal
US8964418B2 (en) 2011-07-04 2015-02-24 Amer Atrash Ultra-low AC-DC power converter to mitigate energy emission
US9252676B2 (en) * 2013-02-18 2016-02-02 System General Corp. Adaptive active clamp of flyback power converter with high efficiency for heavy load and light load
US9276483B2 (en) * 2013-06-27 2016-03-01 System General Corporation Control circuit for active-clamp flyback power converter with programmable switching period
CN103607114A (zh) * 2013-11-23 2014-02-26 大连尚能科技发展有限公司 风电变流器控制系统的专业电源
CN103956904A (zh) * 2014-05-14 2014-07-30 江苏斯达工业科技有限公司 一种反激式电力变换器的拓扑结构及其控制方法
KR101711948B1 (ko) * 2014-12-29 2017-03-03 주식회사 효성 Ｍｍｃ 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치
US20180205311A1 (en) 2017-01-17 2018-07-19 Apple Inc. Control of Series-Parallel Mode (SPM) Clamped Flyback Converter
US9774270B2 (en) * 2015-06-15 2017-09-26 Apple Inc. Systems and methods of operation for power converters having series-parallel mode active clamps
US9973098B2 (en) * 2015-08-19 2018-05-15 Astec International Limited Fixed frequency discontinuous conduction mode flyback power converters employing zero voltage switching
CN106533175A (zh) * 2015-09-11 2017-03-22 亚荣源科技（深圳）有限公司 返驰式电源转换器
CN106160709B (zh) 2016-07-29 2019-08-13 昂宝电子（上海）有限公司 减少功率变换系统中的开关损耗的系统和方法
CN107786092B (zh) * 2016-08-31 2020-06-26 台达电子工业股份有限公司 变换器与其控制方法
US10008948B1 (en) * 2016-12-26 2018-06-26 Nxp B.V. Active clamp circuit for switched mode power supplies
TWI621328B (zh) * 2017-04-18 2018-04-11 立錡科技股份有限公司 具主動箝位及零電壓切換之返馳式電源轉換電路及其中之轉換控制電路
US10581241B2 (en) * 2017-06-22 2020-03-03 Silicon Laboratories Inc. Clamping inductive flyback voltage to reduce power dissipation
US10103633B1 (en) * 2017-08-31 2018-10-16 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Switching converter with power level selection
US10742121B2 (en) * 2018-06-29 2020-08-11 Dialog Semiconductor Inc. Boot strap capacitor charging for switching power converters
US11764689B2 (en) 2019-02-01 2023-09-19 Chicony Power Technology Co., Ltd. Flyback power-converting device with zero-voltage switching and method for flyback converting power with zero-voltage switching
CN111525800A (zh) * 2019-02-01 2020-08-11 群光电能科技股份有限公司 返驰式电源转换装置及返驰式电源转换方法
TWI709291B (zh) * 2019-04-26 2020-11-01 全漢企業股份有限公司 電源轉換器及其控制電路
US11201603B2 (en) * 2019-07-01 2021-12-14 Texas Instruments Incorporated Active clamp capacitor balancing
CN115242094A (zh) * 2022-06-27 2022-10-25 昂宝电子（上海）有限公司 基于原边反馈的反激式电源转换器

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN201207616Y (zh) * 2008-05-08 2009-03-11 全汉企业股份有限公司 具有主动阻尼电路的返驰式转换器

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3578113B2 (ja) * 2001-05-29 2004-10-20 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
CN1706090A (zh) * 2003-08-11 2005-12-07 三垦电气株式会社 开关电源装置
JP3861871B2 (ja) * 2003-11-26 2006-12-27 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP4701763B2 (ja) * 2005-03-15 2011-06-15 サンケン電気株式会社 直流変換装置
US7633777B2 (en) * 2007-01-16 2009-12-15 Spi Electronic Co., Ltd. Active peak voltage-limiting clamp circuit
US7869235B2 (en) * 2008-04-28 2011-01-11 Fsp Technology Inc. Flyback converter having an active snubber

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN201207616Y (zh) * 2008-05-08 2009-03-11 全汉企业股份有限公司 具有主动阻尼电路的返驰式转换器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI635699B (zh) * 2016-11-14 2018-09-11 立錡科技股份有限公司 返馳式電源供應電路及其sr開關控制電路與功率開關控制電路

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