CN111654193B

CN111654193B - 一种驱动控制方法及其电路

Info

Publication number: CN111654193B
Application number: CN202010429096.9A
Authority: CN
Inventors: 周瑜; 刘少雄; 薛泽宇
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2019-07-26
Filing date: 2020-05-19
Publication date: 2021-10-22
Anticipated expiration: 2040-05-19
Also published as: CN111654193A; CN110311572A

Abstract

本发明公开了一种驱动控制方法及其电路，通过边沿调制电路将输入信号的上升沿调制成一个固定脉宽的正脉冲，将输入信号的下降沿调制成一个固定脉宽的负脉冲，并且在输入信号为持续高电平的状态下，以一定周期产生多个连续的正脉冲，该周期可调；通过隔离变压器将边沿调制电路产生的正负脉冲以隔离的形式从原边传递到副边；再通过驱动保持电路将隔离变压器副边产生的第一个正脉冲解调为驱动信号的上升沿，将隔离变压器副边产生的多个连续的正脉冲解调为持续给被驱动功率管补充能量，以维持驱动电压，将隔离变压器副边产生的负脉冲解调为驱动信号的下降沿，从而还原输入信号。本发明能达到隔离驱动的目的并且具有保持MOS管持续导通的常开功能。

Description

一种驱动控制方法及其电路

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种采用变压器隔离的能够实现持续导通的功率开关器件驱动控制方法及其电路。

背景技术

开关电源相较于线性电源有着体积小、效率高、功率大等特点，被广泛应用在汽车、光伏、工控、医疗及手持设备等领域，MOSFET、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等在较高频率下具有优越的性能，因而被用于开关电源中作为功率级的功率开关器件，此类器件具有电容栅控输入端，属于电压控制型功率半导体，通常在栅极和源级加一定的电压，即可使其开通，加零电压或者一定负压，即可使其关断。

开关电源在不同的应用中有着不同的拓扑架构，如低电压无需隔离的Buck、Boost拓扑等，以及ACDC常用的隔离型反激、正激、推挽、全桥、半桥拓扑等。一般非同步整流的反激、正激、推挽及Boost的功率开关器件都是对地的，即源级接地，此时功率开关器件的栅极-源级电压可由驱动IC直接提供，而Buck、全桥、半桥类的拓扑，至少有一个功率开关器件是浮地的，即源级没有接地，此时功率开关器件与驱动IC没有在同一个参考地上，因此无法直接提供功率开关器件的栅极-源级电压。

现有解决方案中，最常用的是自举方案驱动，但这种方案基本只适合应用在桥式拓扑中，利用下管导通给自举电容补充能量，从而实现上下管交替导通。

另一种现有解决方案采用的是变压器隔离，为公知技术，电路结构如图1所示，包括开关管S1和S2组成的半桥、隔直电容C1、隔离变压器Tr、副边电容C2、副边二极管D1、驱动电阻R1和加速关断三极管Q1，开关管S1的驱动信号与被驱动功率器件的驱动信号一致，开关管S2的驱动信号与开关管S1的驱动信号互补。当开关管S1导通时，开关管S2关断，变压器传递驱动电压到副边，叠加电容C2上的电压，驱动被驱动功率管开通；当开关管S2导通时，开关管S1关断，电容C1通过开关管S2反向加在绕组Vp上，此时绕组端电压为负，叠加电容C2上的电压，关断被驱动功率管。由于在传递占空比信号的时候，变压器始终处于励磁和去磁状态，所以必须加大感量以减小励磁电流，从而降低损耗，带来的弊端就是体积很大，且占空比范围不宜过大。

还有一种现有解决方案同样采用的是变压器隔离，为本申请的发明人在公开号为CN110311572A的《一种变压器隔离驱动控制方法及其隔离驱动电路》专利申请中描述的一种宽占空比变化的隔离驱动方法，电路结构如图2所示，通过将输入占空比的上升沿和下降沿调制成对应的正窄脉冲和负窄脉冲，减小了变压器的励磁时间及电流，从而大幅降低变压器的体积，简化电路，极大的拓宽了占空比的范围。

随着开关电源技术的不断发展，对其成本和体积的要求也越发严苛，体积的减小与频率的升高密不可分，成本的降低与器件的减少息息相关，为了应对频率升高而带来的损耗增加以及减少开关电源数量，多模式的开关电路结构和更为复杂的软开关控制策略不断被提出，在多模式开关电源和复杂的控制策略中，功率电路根据不同的工况调整工作状态，不同的工作状态下功率器件会出现短暂导通和持续导通的情况，通常情况下，功率开关管的栅极和源极之间会跨接一个10k左右的电阻，导致公开号为CN110311572A的《一种变压器隔离驱动控制方法及其隔离驱动电路》专利申请中的方案不能实现持续导通。而现有解决方案中的自举方案主要依靠下管导通给自举电容补充能量，所以当上管需要持续导通时，下管必然持续关断，无法给自举电容充电，所以仅凭自举电容无法保持上管持续导通。现有变压器隔离方案依靠变压器传递开关信号，众所周知，变压器只能传递交变信号，无法传递直流信号，因此当驱动需要持续导通时，变压器隔离方案无法持续提供开通所需的电压及能量。综上，其他两种功率器件驱动解决方案也均无法实现功率器件的持续导通。

发明内容

有鉴于此，本发明要解决的技术问题是提供一种驱动控制方法及其电路，能达到隔离驱动的目的且具有保持功率开关器件持续导通的常开功能。

为解决上述技术，本发明提供的驱动控制方法的技术方案如下：

一种驱动控制方法，其特征在于：

通过边沿调制电路将输入信号的上升沿调制成一个固定脉宽的正脉冲，将输入信号的下降沿调制成一个固定脉宽的负脉冲，并且在输入信号为持续高电平的状态下，以一定周期产生多个连续的正脉冲，该周期可调；

通过隔离变压器将边沿调制电路产生的正负脉冲以隔离的形式从原边传递到副边；

再通过驱动保持电路将隔离变压器副边产生的第一个正脉冲解调为驱动信号的上升沿，将隔离变压器副边产生的多个连续的正脉冲解调为持续给被驱动功率管补充能量，以维持驱动电压，将隔离变压器副边产生的负脉冲解调为驱动信号的下降沿，从而还原输入信号。

由于隔离变压器原边上的电压在正窄脉冲到来时为正电压，在负窄脉冲到来时为负电压，这样隔离变压器缩短了激磁和去磁时间，隔离变压器的峰值电流大幅减小，在常开控制中存在多个连续正电压，为防止变压器偏磁，需要结合实际变压器绕组的阻抗来合理设计连续正电压的周期，或者在一定周期下通过增加绕组阻抗的方式避免变压器偏磁。

对应地，本发明提供的驱动控制电路的技术方案如下：

一种驱动电路，其特征在于：包括边沿调制电路、隔离变压器和驱动保持电路；

边沿调制电路用以将输入信号的上升沿调制成一个固定脉宽的正脉冲，将输入信号的下降沿调制成一个固定脉宽的负脉冲，并且在输入信号为持续高电平的状态下，以一定周期产生多个连续的正脉冲，该周期可调；

隔离变压器包括原边绕组、磁芯和副边绕组，用以将原边边沿调制电路产生的正负脉冲以隔离的形式从原边传递到副边；

驱动保持电路用以将隔离变压器副边产生的第一个正脉冲解调为驱动信号的上升沿，将隔离变压器副边产生的多个连续的正脉冲解调为持续给被驱动功率管补充能量，以维持驱动电压，将隔离变压器副边产生的负脉冲解调为驱动信号的下降沿，从而还原输入信号。

作为上述技术方案的一种具体的实施方式，其特征在于：边沿调制电路的第一输入端为供电输入端，用于连接到输入电压；边沿调制电路的第二输入端为信号输入端，用于输入PWM信号；边沿调制电路的第三输入端为接地端，用于连接到原边地GND；边沿调制电路的第一输出端连接到隔离变压器原边绕组的同名端；边沿调制电路的第二输出端连接到隔离变压器原边绕组的异名端；隔离变压器副边绕组的同名端连接到驱动保持电路的第一输入端，隔离变压器副边绕组的异名端连接到驱动保持电路的第二输入端；驱动保持电路的第一输出端用于连接被驱动功率开关器件的栅极，驱动保持电路的第二输出端用于连接被驱动功率开关器件的源极。

所述边沿调制电路的一种具体的实施方式，其特征在于：边沿调制电路包括控制电路、第一驱动电路、第二驱动电路、第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；第一开关管的源极与第三开关管的源极及控制电路的第一输入端相连作为边沿调制电路的第一输入端；控制电路的第二输入端作为边沿调制电路的第二输入端，控制电路的第一输出端连接第一驱动电路的输入端，第一驱动电路的第一输出端连接第一开关管的栅极，第一驱动电路的第二输出端连接第二开关管的栅极，控制电路的第二输出端连接第二驱动电路的输入端，第二驱动电路的第一输出端连接第三开关管的栅极，第二驱动电路的第二输出端连接第四开关管的栅极；第二开关管的源极和第四开关管的源极相连同时连接到控制电路的第三输入端作为边沿调制电路的第三输入端；第一开关管的漏极和第二开关管的漏极相连作为边沿调制电路的第一输出端；第三开关管的漏极和第四开关管的漏极相连作为边沿调制电路的第二输出端；控制电路通过边沿调制电路的第二输入端接收输入PWM信号，对输入PWM信号进行移相和能量补充控制，通过其第一输出端和第二输出端输出两路具有相位差的驱动信号，第一驱动电路接收控制电路输出的一路驱动信号并进行死区处理后，分为两路分别驱动第一开关管和第二开关管，第二驱动电路接收控制电路输出的另外一路驱动信号并进行死区处理后，分为两路分别驱动第三开关管和第四开关管；第一开关管和第三开关管为P沟道MOS管，第二开关管和第四开关管为N沟道MOS管。

作为上述边沿调制电路中的控制电路的一种具体的实施方式，其特征在于：包括电阻、能量补充控制电路、相移电路、逻辑门电路A、逻辑门电路B和欠压锁定电路；能量补充控制电路和相移电路的第一输入端、第二输入端分别连接到边沿调制电路的第二输入端和第三输入端，能量补充控制电路的输出端连接到逻辑门电路A的第一输入端，同时通过电阻连接到边沿调制电路的第一输入端，相移电路的输出端连接到逻辑门电路A的第二输入端；欠压锁定电路的输入端连接到边沿调制电路的第一输入端，欠压锁定电路的输出端分别连接到逻辑门电路A的第三输入端和逻辑门电路B的第一输入端；逻辑门电路B的第二输入端连接到边沿调制电路的第二输入端；逻辑门电路A的输出端为控制电路的第一输出端；逻辑门电路B的输出端为控制电路的第二输出端。

作为上述控制电路中的能量补充控制电路的一种具体的实施方式，其特征在于：包括定时电阻RT、定时电容CT、基准电压V1、第二二极管D2、第三二极管D3、第六电阻R6、第七开关管S7、第八开关管S8和比较器U1；第七开关管S7、第八开关管S8均为N沟道MOS管；定时电阻RT的一端同时连接到第二二极管D2的阴极、第三二极管D3的阴极、比较器U1的供电端、第六电阻R6的一端，作为能量补充控制电路1015的第一输入端，定时电阻RT的另一端同时连接到定时电容CT的一端、第三二极管D3的阳极、比较器U1的同相输入端和第七开关管S7的漏极；第六电阻R6的另一端同时连接到比较器U1的输出端、第七开关管S7的栅极、第八开关管S8的栅极和第二二极管D2的阳极；比较器U1的反相输入端连接到基准电压V1的正极；定时电容CT的另一端同时连接到比较器U1的接地端、基准电压V1的负极、第七开关管S7的源极、第八开关管S8的源极作为能量补充控制电路的第二输入端；第八开关管S8的漏极作为能量补充控制电路的输出端。

作为上述控制电路中的能量补充控制电路的另一种具体的实施方式，其特征在于：包括定时恒流源I1、定时电容CT、基准电压V1、第二二极管D2、第三二极管D3、第六电阻R6、第七开关管S7、第八开关管S8和比较器U1，第七开关管S7、第八开关管S8均为N沟道MOS管；恒流源I1的一端同时连接到第二二极管D2的阴极、第三二极管D3的阴极、比较器U1的Vcc端、第六电阻R6的一端，作为能量补充控制电路的第一输入端，恒流源I1的另一端同时连接到定时电容CT的一端、第三二极管D3的阳极、比较器U1的同相输入端和第七开关管S7的漏极；第六电阻R6的另一端同时连接到比较器U1的输出端、第七开关管S7的栅极、第八开关管S8的栅极和第二二极管D2的阳极；比较器U1的反相输入端连接到基准电压V1的正极；定时电容CT的另一端同时连接到比较器U1的接地端、基准电压V1的负极、第七开关管S7的源极、第八开关管S8的源极作为能量补充控制电路的第二输入端；第八开关管S8的漏极作为能量补充控制电路的输出端。

所述驱动保持电路的一种具体的实施方式，其特征在于：包括二极管D1、第一电阻R1、第二电阻R2、第五开关管S5和第六开关管S6，第五开关管S5为N沟道MOS管，第六开关管S6为P沟道MOS管；二极管D1的阳极连接到第五开关管S5的源极作为驱动保持电路的第一输入端；二极管D1的阴极连接到第六开关管S6的源极作为驱动保持电路的第一输出端，二极管D1的阴极还连接到第一电阻R1的一端，第一电阻R1的另一端连接到第六开关管S6的栅极，同时连接到第二电阻R2的一端，第二电阻R2的另一端连接到第五开关管S5的漏极；第五开关管S5的栅极连接到第六开关管S6的漏极同时作为驱动保持电路的第二输入端和第二输出端。

所述驱动保持电路的另一种具体的实施方式，其特征在于：包括二极管D1、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五开关管S5和第六开关管S6，第五开关管S5为N沟道MOS管，第六开关管S6为P沟道MOS管；二极管D1的阳极连接到第五开关管S5的源极作为驱动保持电路的第一输入端；二极管D1的阴极同时连接到第一电阻R1的一端和第三电阻R3的一端，第三电阻R3的另一端连接到第四电阻R4的一端，作为驱动保持电路的第一输出端，第四电阻R4的另一端连接到第六开关管S6的源极，第一电阻R1的另一端同时连接到第二电阻R2的一端和第六开关管S6的栅极，第二电阻R2的另一端连接到第五开关管S5的漏极，第五开关管S5的栅极连接到第六开关管S6的漏极同时作为驱动保持电路的第二输入端和第二输出端。

本发明的工作原理将在具体实施方式进行详细分析，本发明对比现有技术具有如下有益效果：

1)通过能量补充控制电路实现被驱动功率开关器件的持续导通，即可以实现占空比为1的驱动控制；

2)含有输入电压欠压锁定功能，在供电电压低于一个阈值电压时关断输出；

3)通过减小变压器的励磁时间，大幅降低隔离变压器的感量和体积，减小电路的体积及降低成本；

4)驱动保持电路中采用P沟道MOS管关断被驱动功率开关器件，具有加速关断的效果；

5)相较于传统隔离驱动电路可实现超宽调宽的占空比驱动信号，由于本发明在被驱动功率开关器件的开通与关断回路上独立设置了限流电阻，因此开通与关断速度均可单独调节。

附图说明

图1是现有技术隔离驱动技术电路示意图；

图2是本发明一种常开型隔离驱动电路工作原理示意图；

图3是本发明一种常开型隔离驱动电路主要结构示意图；

图4是本发明一种常开型隔离驱动电路工作时主要波形图；

图5是本发明优选的一种边沿调制电路的实施例；

图6是本发明优选的一种边沿调制电路的控制电路主要结构示意图；

图7是本发明优选的一种边沿调制电路的控制电路中能量补充控制电路示意图；

图8是本发明优选的一种边沿调制电路的控制电路中另一种能量补充控制电路示意图；

图9是本发明优选的一种驱动保持电路的实施例；

图10是本发明优选的另一种驱动保持电路的实施例；

图11是本发明优选的一种常开型隔离驱动电路的控制时序图；

图12是本发明优选的能量补充控制信号与关断信号冲突时的控制时序图。

具体实施方式

为了更好的理解本发明的控制电路设计，现结合附图对本发明的具体实施方式进行详细的说明。

参考图2和图3，是本发明一种隔离驱动电路工作原理示意图和主要结构示意图，包括边沿调制电路100、隔离变压器300和驱动保持电路200。参考图4，是本发明一种隔离驱动电路工作时主要波形图，边沿调制电路100用以接收输入信号并将其上升沿调制为一个正的窄脉冲，将其下降沿调制为一个负的窄脉冲，并且在输入信号为持续高电平的状态下，以一定周期产生多个连续的正脉冲，该周期可调；隔离变压器300用以将正负窄脉冲由变压器原边传递到副边，副边的驱动保持电路200用以接收正负窄脉冲，接收到正窄脉冲，即输出一个高的驱动信号并保持，被驱动功率开关器件开通，若被驱动功率开关器件长时间导通，此时驱动保持电路200会接收到一定周期多个连续的正脉冲，持续给被驱动功率管补充能量，以维持驱动电压，直到接收到负窄脉冲，将输出的高驱动信号拉低，被驱动功率开关器件关断，从而还原输入信号，最终驱动信号与输入信号保持幅值一致，频率一致、脉宽一致。

参考图5，是本发明优选的一种隔离变压器300的实施例，包括原边绕组301、副边绕组302和磁芯303。原边绕组301与副边绕组302同为绕在磁芯303上的匝数成一定比例的线圈。

参考图5，是本发明优选的一种边沿调制电路100的实施例，包括控制电路101、第一驱动电路102、第二驱动电路103、第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4，第一开关管S1和第三开关管S3为P沟道MOS管，第二开关管S2和第四开关管S4为N沟道MOS管。第一开关管S1的源极与第三开关管S3的源极及控制电路101的第一输入端相连作为边沿调制电路的第一输入端，连接到输入电压Vgs；控制电路101的第二输入端作为边沿调制电路的第二输入端，连接输入PWM信号，控制电路101的第一输出端连接第一驱动电路102的输入端，第一驱动电路102的第一输出端连接第一开关管S1的栅极，第一驱动电路102的第二输出端连接第二开关管S2的栅极，控制电路101的第二输出端连接第二驱动电路103的输入端，第二驱动电路103的第一输出端连接第三开关管S3的栅极，第一驱动电路102的第二输出端连接第四开关管S4的栅极；第二开关管S2的源极和第四开关管S4的源极相连同时连接到控制电路101的第三输入端作为边沿调制电路的第三输入端，连接到原边地GND；第一开关管S1的漏极和第二开关管S2的漏极相连作为边沿调制电路的第一输出端，连接到隔离变压器300原边绕组的同名端；第三开关管S3的漏极和第四开关管S4的漏极相连作为边沿调制电路的第二输出端，连接到隔离变压器300原边绕组的异名端。

其工作原理为：控制电路101通过边沿调制电路的第二输入端接收输入PWM信号，对输入PWM信号进行移相和能量补充控制，通过其第一输出端和第二输出端输出两路具有相位差的驱动信号PWM-A和PWM-B，第一驱动电路102接收控制电路输出的一路驱动信号PWM-A并进行死区处理后，分为两路分别驱动第一开关管S1和第二开关管S2，第二驱动电路103接收控制电路输出的另外一路驱动信号PWM-B并进行死区处理后，分为两路分别驱动第三开关管S3和第四开关管S4。

参考图6，是本发明优选实施例图5中控制电路101的优选实施例，包括电阻R_A、相移电路1011、逻辑门电路B 1012、欠压锁定电路1013、逻辑门电路A 1014和能量补充控制电路1015。欠压锁定电路1013的输入端作为控制电路101的第一输入端，同时通过电阻R_A连接到能量补充控制电路1015的输出端和逻辑门电路A 1014的第一输入端；欠压锁定电路1013的输出端分别连接到逻辑门电路A 1014的第三输入端和逻辑门电路B 1012的第一输入端；能量补充控制电路1015和相移电路1011的第一输入端连接在一起同时连接到逻辑门电路B 1012的第二输入端，作为控制电路101的第二输入端；能量补充控制电路1015和相移电路1011的第二输入端连接在一起，作为控制电路101的第三输入端；相移电路1011的输出端连接到逻辑门电路A 1014的第二输入端；逻辑门电路A 1014的输出端作为控制电路101的第一输出端；逻辑门电路B 1012的输出端作为控制电路101的第二输出端。

其工作原理为：控制电路101通过第一输入端连接输入电压Vgs，当输入电压Vgs低于欠压锁定阈值时，欠压锁定电路输出低电平，逻辑门电路A 1014和逻辑门电路B 1012均关断输出，当输入电压Vgs高于欠压锁定阈值时，欠压锁定电路输出高电平，逻辑门电路A1014和逻辑门电路B 1012正常工作；控制电路101通过第二输入端连接输入PWM信号，分别给到内部相移电路1011、能量补充控制电路1015和逻辑门电路B 1012。假设初始状态输入PWM为低电平，逻辑门电路A 1014和逻辑门电路B 1012均输出低电平，当输入PWM信号由低电平转为高电平时，能量补充控制电路1015开始定时，逻辑门电路B 1012立即输出高电平，在相移电路1011的作用下，逻辑门电路A 1014在延迟一定时间后输出高电平，此时逻辑门电路A 1014和逻辑门电路B 1012的输出端，即控制电路101的第一输出端和第二输出端输出两路具有相位差的高电平驱动信号PWM-A和PWM-B。当输入PWM信号保持持续的高电平时，能量补充控制电路1015达到设定定时时间后，输出低电平，此时，逻辑门电路A 1014关断输出变为低电平，而逻辑门电路B 1012继续保持高电平，控制电路101的第一输出端和第二输出端再次输出两路具有相位差的高电平驱动信号PWM-A和PWM-B。一定时间后，能量补充控制电路1015复位并重新开始定时，重复上述过程；当输入PWM信号由高电平转为低电平时，能量补充控制电路1015停止定时，逻辑门电路B 1012立即输出低电平，在相移电路1011的作用下，逻辑门电路A 1014在延迟一定时间后输出低电平，此时逻辑门电路A 1014和逻辑门电路B 1012的输出端，即控制电路101的第一输出端和第二输出端输出两路具有相位差的低电平驱动信号PWM-A和PWM-B。

参考图7，是本发明控制电路101的优选实施例中能量补充控制电路1015的优选示意图，包括定时电阻RT、定时电容CT、基准电压V1、第二二极管D2、第三二极管D3、第六电阻R6、第七开关管S7、第八开关管S8、比较器U1，第七开关管S7、第八开关管S8均为N沟道MOS管。具体连接关系为：定时电阻RT的一端同时连接到第二二极管D2的阴极、第三二极管D3的阴极、比较器U1的供电端、第六电阻R6的一端，作为能量补充控制电路1015的第一输入端，定时电阻RT的另一端同时连接到定时电容CT的一端、第三二极管D3的阳极、比较器U1的同相输入端和第七开关管S7的漏极；第六电阻R6的另一端同时连接到比较器U1的输出端、第七开关管S7的栅极、第八开关管S8的栅极和第二二极管D2的阳极；比较器U1的反相输入端连接到基准电压V1的正极；定时电容的另一端同时连接到比较器U1的接地端、基准电压V1的负极、第七开关管S7的源极、第八开关管S8的源极作为能量补充控制电路1015的第二输入端；第八开关管S8的漏极作为能量补充控制电路1015的输出端。

其工作原理为：当输入PWM信号为低电平时，能量补充控制电路1015不工作，其输出端状态由外部电路决定；当输入PWM信号由低电平转为高电平时，输入PWM信号通过定时电阻RT给定时电容CT充电，调整定时电阻RT和定时电容CT的参数即可调整定时时间，定时电容CT上的电压与基准电压V1进行比较，若定时电容CT上的电压低于基准电压V1，则比较器U1输出低电平，第七开关管S7和第八开关管S8保持关断；若定时电容CT上的电压高于基准电压V1，则比较器U1输出高电平，第七开关管S7和第八开关管S8开通，定时电容CT通过第七开关管S7放电，第八开关管S8强制将能量补充控制电路1015的输出拉低为低电平，当定时电容CT上的电压因放电而重新低于基准电压V1后，比较器U1输出转为低电平，第七开关管S7和第八开关管S8关断，输入PWM信号重新通过定时电阻RT给定时电容CT充电，重复上述过程，若在任意时刻，输入PWM信号由高电平转为低电平，通过第二二极管D2，立即将第八开关管S8关断，能量补充控制电路1015立即停止工作，因此，输入PWM信号的优先级大于能量补充控制电路1015的优先级，输入PWM信号的下降沿不会与能量补充控制电路1015的信号产生冲突。

参考图8，是本发明控制电路101的优选实施例中能量补充控制电路的另一种优选示意图，包括定时恒流源I1、定时电容CT、基准电压V1、第二二极管D2、第三二极管D3、第六电阻R6、第七开关管S7、第八开关管S8和比较器U1，第七开关管S7、第八开关管S8均为N沟道MOS管。具体连接关系为：恒流源I1的一端同时连接到第二二极管D2的阴极、第三二极管D3的阴极、比较器U1的Vcc端、第六电阻R6的一端，作为能量补充控制电路1015的第一输入端，恒流源I1的另一端同时连接到定时电容CT的一端、第三二极管D3的阳极、比较器U1的同相输入端和第七开关管S7的漏极；第六电阻R6的另一端同时连接到比较器U1的输出端、第七开关管S7的栅极、第八开关管S8的栅极和第二二极管D2的阳极；比较器U1的反相输入端连接到基准电压V1的正极；定时电容CT的另一端同时连接到比较器U1的接地端、基准电压V1的负极、第七开关管S7的源极、第八开关管S8的源极作为能量补充控制电路1015的第二输入端；第八开关管S8的漏极作为能量补充控制电路1015的输出端。

本优选实施例的工作原理与图7中的实施例的基本原理一致，这里不再赘述。

如图9，是本发明优选的一种驱动保持电路200的实施例，包括二极管D1、第一电阻R1、第二电阻R2、第五开关管S5和第六开关管S6，第五开关管S5为N沟道MOS管，第六开关管S6为P沟道MOS管。具体连接关系为：二极管D1的阳极连接到第五开关管S5的源极作为驱动保持电路200的第一输入端，连接到隔离变压器300副边绕组的同名端；二极管D1的阴极连接到第六开关管S6的源极作为驱动保持电路200的第一输出端，连接到被驱动功率开关器件的栅极，二极管D1的阴极还连接到第一电阻R1的一端，第一电阻R1的另一端连接到第六开关管S6的栅极，同时连接到第二电阻R2的一端，第二电阻R2的另一端连接到第五开关管S5的漏极；第五开关管S5的栅极连接到第六开关管S6的漏极同时作为驱动保持电路200的第二输入端和第二输出端，连接到隔离变压器300副边绕组的异名端和被驱动功率开关器件的源极。

其工作原理为：当隔离变压器300的副边绕组感应出一个正的窄脉冲电压时，二极管D1导通，此时第五开关管S5的栅源电压反偏，第五开关管S5关断，第六开关管S6的栅源电压为低电平，第六开关管S6关断，即隔离变压器300的副边绕组感应出的正窄脉冲电压通过二极管D1给被驱动功率开关器件的栅源间电容Cg充电，被驱动功率开关器件导通；当隔离变压器300的副边绕组的电压为零时，二极管D1反偏截止，此时第五开关管S5的栅源电压为零，第五开关管S5关断，第六开关管S6的栅源电压为低电平，第六开关管S6关断，被驱动功率开关器件的栅源间电容Cg上的电压无放电回路，电压保持，被驱动功率开关器件保持导通；当隔离变压器300的副边绕组感应出一个负的窄脉冲电压时，二极管D1反偏截止，此时第五开关管S5的栅源电压正偏，第五开关管S5导通，第六开关管S6的栅源电压为高电平，第六开关管S6导通，被驱动功率开关器件的栅源间电容Cg通过第六开关管S6放电，被驱动功率开关器件加速关断。

如图10，是本发明优选的另一种驱动保持电路200的实施方式可以控制被驱动功率开关器件的开通和关断速度：包括二极管D1、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五开关管S5和第六开关管S6，第五开关管S5为N沟道MOS管，第六开关管S6为P沟道MOS管。具体连接关系为：二极管D1的阳极连接到第五开关管S5的源极作为驱动保持电路的第一输入端，连接到隔离变压器副边绕组的同名端；二极管D1的阴极同时连接到第一电阻R1的一端和第三电阻R3的一端，第三电阻R3的另一端连接到第四电阻R4的一端，作为驱动保持电路的第一输出端，连接到被驱动功率开关器件的栅极，第四电阻R4的另一端连接到第六开关管S6的源极，第一电阻R1的另一端同时连接到第二电阻R2的一端和第六开关管S6的栅极，第二电阻R2的另一端连接到第五开关管S5的漏极，第五开关管S5的栅极连接到第六开关管S6的漏极同时作为驱动保持电路的第二输入端和第二输出端，连接到隔离变压器副边绕组的异名端和被驱动功率开关器件的源极。

其工作原理为：当隔离变压器300的副边绕组感应出一个正的窄脉冲电压时，二极管D1导通，此时第五开关管S5的栅源电压反偏，第五开关管S5关断，第六开关管S6的栅源电压为低电平，第六开关管S6关断，即隔离变压器300的副边绕组感应出的正窄脉冲电压通过二极管D1和第三电阻R3给被驱动功率开关器件的栅源间电容Cg充电，限制了被驱动功率开关器件的导通速度；当隔离变压器300的副边绕组的电压为零时，二极管D1反偏截止，此时第五开关管S5的栅源电压为零，第五开关管S5关断，第六开关管S6的栅源电压为低电平，第六开关管S6关断，被驱动功率开关器件的栅源间电容Cg上的电压无放电回路，电压保持，被驱动功率开关器件保持导通；当隔离变压器300的副边绕组感应出一个负的窄脉冲电压时，二极管D1反偏截止，此时第五开关管S5的栅源电压正偏，第五开关管S5导通，第六开关管S6的栅源电压为高电平，第六开关管S6导通，被驱动功率开关器件的栅源间电容Cg通过第六开关管S6和第四电阻R4放电，限制被驱动功率开关器件的关断速度。

参考图11，是本发明优选实施例中的一种常开型隔离驱动电路的控制时序图，控制电路101接收输入PWM信号，进行移相和能量补充控制。当输入信号占空比较小时，被驱动开关管的导通时间不长，此时能量补充控制电路1015的定时信号未能触发能量补充控制信号，此时从控制电路101的第一输出端输出的信号PWM-A与输入PWM信号之间有相位差，从其第二输出端输出的信号PWM-B与输入PWM信号保持相同相位，输入PWM信号的上升沿到来时，在相位差期间内，PWM-B为高电平，PWM-A为低电平，如此隔离变压器300的原边绕组两端出现一个短暂的正脉冲；输入PWM的下降沿到来时，在相位差期间内，PWM-A为高电平，PWM-B为低电平，如此隔离变压器300的原边绕组两端出现一个短暂的负脉冲，如此便可将输入PWM信号的上升沿和下降沿调制为正负窄脉冲，而在被驱动功率开关管导通时间内，PWM-A和PWM-B均为高电平。当输入信号占空比较大时，被驱动开关管的导通时间变长，此时能量补充控制电路1015的定时信号开始能触发能量补充控制信号，而能量补充控制信号为高电平时会将能量补充控制电路1015的输出端拉为低电平，此时逻辑门电路A 1014输出低电平，导致控制电路101的第一输出端输出的信号PWM-A变为低电平，此时控制电路101的第二输出端输出的信号PWM-B为高电平，在能量补充控制信号为高电平的时间内，隔离变压器300的原边绕组两端出现一个短暂的正脉冲，对被驱动功率开关管进行能量补充。当输入信号占空比为1，即持续导通时，能量补充控制电路1015的定时信号以一定周期持续触发能量补充控制信号，控制电路101的第一输出端输出的信号PWM-A同样以一定周期变为低电平，此时控制电路101的第二输出端输出的信号PWM-B为持续高电平，隔离变压器300的原边绕组两端以一定周期持续出现短暂的正脉冲，对被驱动功率开关管进行能量补充，以保持被驱动功率开关管持续导通。在进行能量补充的情况下，被驱动功率开关器件的栅极-源极电压可以维持在V_H和V_L之间，若不进行能量补充，在长时间导通下，被驱动功率开关器件的栅极-源极电压将持续下降至零，导致关断。

参考图12，本发明优选的一种常开型隔离驱动电路在能量补充控制信号与关断信号冲突时的控制时序图，当输入PWM信号的导通时间与定时信号的时间长度重合时，输入PWM信号需要关断被驱动功率开关管，而定时信号触发能量补充控制信号，开始对被驱动功率开关管进行能量补充，使其保持开通，此时两个控制信号出现了冲突，正常情况下，被驱动功率开关管的驱动要与输入PWM信号保持一致，因此输入PWM信号的优先级更高，为了解决这个冲突问题，参考图7和图8，本专利增加了第二二极管D2，第二二极管D2的作用是当输入PWM信号的下降沿到来时，将能量补充控制信号拉低，即将第八开关管S8的栅极电压拉低，使其关断。从而使能量补充过程提前终止，正常的能量补充控制信号如虚线所示，由于输入PWM信号的下降沿到来，使得能量补充控制信号提前终止，如图实线所示。参考图12，在t0时刻，输入PWM信号的上升沿到来，此时定时信号开始工作，PWM-B信号为高电平，在相移电路1011的作用下PWM-A信号为低电平，隔离变压器300的原边绕组上为一个正向脉冲，被驱动功率开关管驱动电压开始上升；到t1时刻，定时信号未能触发能量补充控制信号，PWM-B信号依然为高电平，相移电路1011工作结束，PWM-A信号变为高电平，隔离变压器300的原边绕组上电压为零，被驱动功率开关管开启，驱动电压停止上升；到t2时刻，输入PWM信号依然为高电平，但是此时定时信号已经触发能量补充控制信号，能量补充控制信号为高电平，PWM-B信号跟随输入PWM信号依然为高电平，而在能量补充控制信号的作用下PWM-A信号变为低电平，此时隔离变压器300的原边绕组上为一个正向脉冲，被驱动功率开关管驱动电压重新开始上升；到t3时刻，输入PWM信号下降沿到来，通过第二二极管D2将能量补充控制信号拉低为低电平，PWM-B信号跟随输入PWM信号变为低电平，在相移电路1011的作用下PWM-A信号变为高电平，隔离变压器300的原边绕组上为一个负向脉冲，被驱动功率开关管驱动电压开始下降；到t4时刻，输入PWM信号为低电平，定时信号停止工作，PWM-B信号跟随输入PWM信号为低电平，相移电路1011工作结束，PWM-A信号变为低电平，隔离变压器300的原边绕组上电压为零，被驱动功率开关管关断，完成了一个输入PWM信号的控制。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，对变压器结构进行改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims

1.一种驱动控制方法，其特征在于：

2.一种驱动电路，其特征在于：包括边沿调制电路、隔离变压器和驱动保持电路；

3.根据权利要求2所述的驱动电路，其特征在于：边沿调制电路的第一输入端为供电输入端，用于连接到输入电压；边沿调制电路的第二输入端为信号输入端，用于输入PWM信号；边沿调制电路的第三输入端为接地端，用于连接到原边地GND；边沿调制电路的第一输出端连接到隔离变压器原边绕组的同名端；边沿调制电路的第二输出端连接到隔离变压器原边绕组的异名端；隔离变压器副边绕组的同名端连接到驱动保持电路的第一输入端，隔离变压器副边绕组的异名端连接到驱动保持电路的第二输入端；驱动保持电路的第一输出端用于连接被驱动功率开关器件的栅极，驱动保持电路的第二输出端用于连接被驱动功率开关器件的源极。

4.根据权利要求3所述的驱动电路，其特征在于：边沿调制电路包括控制电路、第一驱动电路、第二驱动电路、第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；第一开关管的源极与第三开关管的源极及控制电路的第一输入端相连作为边沿调制电路的第一输入端；控制电路的第二输入端作为边沿调制电路的第二输入端，控制电路的第一输出端连接第一驱动电路的输入端，第一驱动电路的第一输出端连接第一开关管的栅极，第一驱动电路的第二输出端连接第二开关管的栅极，控制电路的第二输出端连接第二驱动电路的输入端，第二驱动电路的第一输出端连接第三开关管的栅极，第二驱动电路的第二输出端连接第四开关管的栅极；第二开关管的源极和第四开关管的源极相连同时连接到控制电路的第三输入端作为边沿调制电路的第三输入端；第一开关管的漏极和第二开关管的漏极相连作为边沿调制电路的第一输出端；第三开关管的漏极和第四开关管的漏极相连作为边沿调制电路的第二输出端；控制电路通过边沿调制电路的第二输入端接收输入PWM信号，对输入PWM信号进行移相和能量补充控制，通过其第一输出端和第二输出端输出两路具有相位差的驱动信号，第一驱动电路接收控制电路输出的一路驱动信号并进行死区处理后，分为两路分别驱动第一开关管和第二开关管，第二驱动电路接收控制电路输出的另外一路驱动信号并进行死区处理后，分为两路分别驱动第三开关管和第四开关管；第一开关管和第三开关管为P沟道MOS管，第二开关管和第四开关管为N沟道MOS管。

5.根据权利要求4所述的驱动电路，其特征在于：控制电路包括电阻、能量补充控制电路、相移电路、逻辑门电路A、逻辑门电路B和欠压锁定电路；能量补充控制电路的第一输入端和相移电路的第一输入端连接到边沿调制电路的第二输入端，能量补充控制电路的第二输入端和相移电路的第二输入端连接到边沿调制电路的第三输入端，能量补充控制电路的输出端连接到逻辑门电路A的第一输入端，同时通过电阻连接到边沿调制电路的第一输入端，相移电路的输出端连接到逻辑门电路A的第二输入端；欠压锁定电路的输入端连接到边沿调制电路的第一输入端，欠压锁定电路的输出端分别连接到逻辑门电路A的第三输入端和逻辑门电路B的第一输入端；逻辑门电路B的第二输入端连接到边沿调制电路的第二输入端；逻辑门电路A的输出端为控制电路的第一输出端；逻辑门电路B的输出端为控制电路的第二输出端。

6.根据权利要求5所述的驱动电路，其特征在于：能量补充控制电路包括定时电阻RT、定时电容CT、基准电压V1、第二二极管D2、第三二极管D3、第六电阻R6、第七开关管S7、第八开关管S8和比较器U1；第七开关管S7、第八开关管S8均为N沟道MOS管；定时电阻RT的一端同时连接到第二二极管D2的阴极、第三二极管D3的阴极、比较器U1的供电端、第六电阻R6的一端，作为能量补充控制电路的第一输入端，定时电阻RT的另一端同时连接到定时电容CT的一端、第三二极管D3的阳极、比较器U1的同相输入端和第七开关管S7的漏极；第六电阻R6的另一端同时连接到比较器U1的输出端、第七开关管S7的栅极、第八开关管S8的栅极和第二二极管D2的阳极；比较器U1的反相输入端连接到基准电压V1的正极；定时电容CT的另一端同时连接到比较器U1的接地端、基准电压V1的负极、第七开关管S7的源极、第八开关管S8的源极作为能量补充控制电路的第二输入端；第八开关管S8的漏极作为能量补充控制电路的输出端。

7.根据权利要求5所述的驱动电路，其特征在于：能量补充控制电路包括定时恒流源I1、定时电容CT、基准电压V1、第二二极管D2、第三二极管D3、第六电阻R6、第七开关管S7、第八开关管S8和比较器U1，第七开关管S7、第八开关管S8均为N沟道MOS管；恒流源I1的一端同时连接到第二二极管D2的阴极、第三二极管D3的阴极、比较器U1的Vcc端、第六电阻R6的一端，作为能量补充控制电路的第一输入端，恒流源I1的另一端同时连接到定时电容CT的一端、第三二极管D3的阳极、比较器U1的同相输入端和第七开关管S7的漏极；第六电阻R6的另一端同时连接到比较器U1的输出端、第七开关管S7的栅极、第八开关管S8的栅极和第二二极管D2的阳极；比较器U1的反相输入端连接到基准电压V1的正极；定时电容CT的另一端同时连接到比较器U1的接地端、基准电压V1的负极、第七开关管S7的源极、第八开关管S8的源极作为能量补充控制电路的第二输入端；第八开关管S8的漏极作为能量补充控制电路的输出端。

8.根据权利要求3所述的驱动电路，其特征在于：驱动保持电路包括二极管D1、第一电阻R1、第二电阻R2、第五开关管S5和第六开关管S6，第五开关管S5为N沟道MOS管，第六开关管S6为P沟道MOS管；二极管D1的阳极连接到第五开关管S5的源极作为驱动保持电路的第一输入端；二极管D1的阴极连接到第六开关管S6的源极作为驱动保持电路的第一输出端，二极管D1的阴极还连接到第一电阻R1的一端，第一电阻R1的另一端连接到第六开关管S6的栅极，同时连接到第二电阻R2的一端，第二电阻R2的另一端连接到第五开关管S5的漏极；第五开关管S5的栅极连接到第六开关管S6的漏极同时作为驱动保持电路的第二输入端和第二输出端。

9.根据权利要求3所述的驱动电路，其特征在于：驱动保持电路包括二极管D1、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五开关管S5和第六开关管S6，第五开关管S5为N沟道MOS管，第六开关管S6为P沟道MOS管；二极管D1的阳极连接到第五开关管S5的源极作为驱动保持电路的第一输入端；二极管D1的阴极同时连接到第一电阻R1的一端和第三电阻R3的一端，第三电阻R3的另一端连接到第四电阻R4的一端，作为驱动保持电路的第一输出端，第四电阻R4的另一端连接到第六开关管S6的源极，第一电阻R1的另一端同时连接到第二电阻R2的一端和第六开关管S6的栅极，第二电阻R2的另一端连接到第五开关管S5的漏极，第五开关管S5的栅极连接到第六开关管S6的漏极同时作为驱动保持电路的第二输入端和第二输出端。