CN114465459B - SiC/GaN MOSFET驱动电路和集成电路 - Google Patents

SiC/GaN MOSFET驱动电路和集成电路 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种SiC/GaN MOSFET驱动电路和集成电路，包括：隔离变压器、第一前沿脉冲开通电路、第二前沿脉冲开通电路、第一后沿脉冲关断电路、第二后沿脉冲关断电路、钳位缓冲电路、脉冲前后沿生成电路和SiC/GaNMOSFET；第一前沿脉冲开通电路和第一后沿脉冲关断电路的输入端分别与隔离变压器的副边的一端连接；第二前沿脉冲开通电路和第二后沿脉冲关断电路的输入端分别与隔离变压器的副边的另一端连接；钳位缓冲电路的一端与第一前沿脉冲开通电路和第一后沿脉冲关断电路的输出端连接。本发明实现了隔离变压器副边SiC/GaN MOSFET导通保持电压稳定的效果，能够保持稳定的钳位关断负压。

Description

SiC/GaN MOSFET驱动电路和集成电路
技术领域
本发明属于脉冲调制技术领域，尤其涉及一种SiC/GaN MOSFET驱动电路和集成电路。
背景技术
碳化硅（SiC）和氮化镓（GaN）作为第三代半导体逐渐凸显出多种优势，与前两代半导体材料相比拥有更宽的禁带宽度、更高的工作电压、更高的热导率、更高的抗辐射能力、更高开关频率和更低的损耗，非常适合于制作高压、高温、高频、抗辐射及大功率器件。
相对于传统的Si MOSFET，SiC/GaN MOSFET更易工作在高频、高压场合，而SiC/GaNMOSFET的驱动阈值电压较低，因此需要驱动电路对SiC/GaN MOSFET实现负压关断，防止误导通。另一方面，SiC/GaN MOSFET工作在双管钳位反激、BUCK、半桥、全桥拓扑中时，至少有一个功率管的源极是浮地的，尽管自举驱动IC能够实现浮地驱动功率开关管，但是并不能提供负压驱动和电气隔离。
在隔离驱动条件下，光耦隔离和变压器隔离为最主要的两种方式。基于光电隔离的隔离驱动器的优点是可以覆盖0~100%的占空比范围，但需要提供原边和副边两路辅助隔离电源，隔离驱动电路较为复杂，同时由于普通光耦合器的传输时间长，而高速光耦合器的抗干扰能力弱，光隔离很难满足高频功率变换器的要求。
相较于光耦隔离，变压器隔离是一种简单有效的原副边隔离方式，还提供负栅极偏置。但传统变压器隔离驱动方式需要在变压器原副边添加复位电容，确保每个驱动周期内对变压器进行磁复位，在传输较大的占空比，则变压器的“恒定伏秒”特性会导致较大的电压波动，因此占空比变化范围将受到限制。同时，因为复位电容和变压器激磁电感的存在，当占空比突变时会产生LC振荡，从而导致MOSFET管误开通，严重影响电源的可靠性。这显然不适合直接驱动工作在高频、高压下的SiC/GaN MOSFET。
相关技术一提出一种宽占空比变压器隔离栅极驱动器，原理如图11所示。将输入PWM的上下边沿经过边沿脉冲调制成固定窄脉宽的正负脉冲，脉冲信号能量输入到变压器的原边，不存在自激频率问题，在变压器副边感应出正负脉冲时，用两只串联的MOSFET Q1、Q2可以实现通过对管的双向交流导通，对被驱动MOSFET Q3的栅源级电容Cgs充放电，在正负脉冲消失期间，MOSFET关断,Q1、Q2的体二极管反向串联,因而不导通，被驱动MOSFET Q3的栅源级电容Cgs无放电回路，被驱动MOSFET Q3保持持续开通或持续关断状态。
相关技术二为申请号为CN201910684066.X的专利申请，其提出一种变压器隔离驱动控制方法及其隔离驱动电路，如图12所示。将输入PWM信号的上升沿和下降沿通过H桥电路移相调制成固定窄脉宽的正负脉冲，以变压器隔离的形式从原边传递到副边，再通过驱动保持电路还原输入PWM信号。
相关技术三为申请号为CN201520940464.0的实用新型，其提出一种宽占空比的MOSFET隔离驱动电路。
以上方式均采用变压器原边边沿脉冲驱动方式，缩短了变压器的励磁时间，隔离输出占空比范围宽的特点。
上述相关技术一中，虽然提出一种宽占空比变压器隔离栅极驱动器，但这种驱动方式适用于传统Si MOSFET，并不适用于SiC/GaN MOSFET。并且还存在下述两种缺点：
缺点一：采用变压器副边的Q1、Q2开关管的体二极管对被驱动MOSFET栅源级电容Cgs充电，在正负脉冲消失期间，Q1、Q2开关管的体二极管存在较大反向恢复损耗，因此被驱动MOSFET栅源级电容Cgs的电压值将被拉低。因传统Si MOSFET的栅源级电容Cgs值较大，因此存储能量大，在体二极管存在反向恢复时，Cgs的电压值下降不明显，仍能保持传统SiMOSFET的导通。而SiC/GaN MOSFET的Cgs值一般为传统Si MOSFET的十分之一，变压器副边的Q1、Q2开关管的体二极管反向恢复损耗将导致SiC/GaN MOSFET的Cgs电压值被严重拉低，甚至低于SiC/GaN MOSFET的导通电压。
缺点二：变压器副边将输入PWM复原成有同幅值的正负电压输出PWM驱动波形，并且没有对SiC/GaN MOSFET高频开关过程中可能产生的负压尖峰予以抑制。实际工作过程中，一般要求SiC MOSFET的驱动导通电压为+15~20V，关断电压为-5V，GaN MOSFET的驱动导通电压为+5~6V，关断电压为-5V。若以导通电压为+20V的同幅值负压关断SiC/GaN MOSFET，将击穿SiC/GaN MOSFET栅源间的氧化层，导致SiC/GaN MOSFET的失效。
上述相关技术二和相关技术三，并未考虑充电二极管D1的反向恢复电流对负载MOSFET栅源级电容Cgs电压值的影响，且该专利中的驱动保持电路没有产生负压，不利于SiC/GaN MOSFET的关断。
综上所述，现有技术中的隔离变压器存在副边SiC/GaN MOSFET导通保持电压不稳定和负压关断尖峰的问题。
发明内容
本发明实施例提供了一种磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路，旨在解决现有的副边SiC/GaN MOSFET导通保持电压不稳定和负压关断尖峰的问题。
本发明实施例提供了一种磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路，所述驱动电路包括：隔离变压器、第一前沿脉冲开通电路、第二前沿脉冲开通电路、第一后沿脉冲关断电路、第二后沿脉冲关断电路、钳位缓冲电路、脉冲前后沿生成电路和SiC/GaN MOSFET；
所述第一前沿脉冲开通电路的输入端和所述第一后沿脉冲关断电路的输入端分别与所述隔离变压器的副边的一端连接；
所述第二前沿脉冲开通电路的输入端和所述第二后沿脉冲关断电路的输入端分别与所述隔离变压器的副边的另一端连接；
所述钳位缓冲电路的一端与所述第一前沿脉冲开通电路的输出端和所述第一后沿脉冲关断电路的输出端连接；
所述钳位缓冲电路的另一端与所述第二前沿脉冲开通电路的输出端和所述第二后沿脉冲关断电路的输出端连接；
所述SiC/GaN MOSFET与所述钳位缓冲电路并联连接；
所述脉冲前后沿生成电路和所述隔离变压器的原边连接。
优选地，所述脉冲前后沿生成电路具体包括：PWM信号驱动前沿脉冲电路、PWM驱动信号后沿脉冲电路、PWM驱动信号端和第一供电电源；
所述PWM信号驱动前沿脉冲电路的输出端与所述隔离变压器的原边的一端连接；
所述PWM驱动信号后沿脉冲电路的输出端与所述隔离变压器的原边的另一端连接；
所述PWM驱动信号端分别与所述PWM信号驱动前沿脉冲电路的输入端和所述PWM驱动信号后沿脉冲电路的输入端连接，所述PWM驱动信号端用于输出驱动信号给所述PWM信号驱动前沿脉冲电路的输入端和所述PWM驱动信号后沿脉冲电路的输入端；
所述第一供电电源分别与所述PWM信号驱动前沿脉冲电路和所述PWM驱动信号后沿脉冲电路连接，用于为所述PWM信号驱动前沿脉冲电路和所述PWM驱动信号后沿脉冲电路供电。
优选地，所述第一前沿脉冲开通电路具体包括：第一二极管D1和第一电阻R1；
所述第一二极管D1的阳极与所述隔离变压器的副边的一端连接；
所述第一二极管D1的阴极与所述第一电阻R1的一端连接；
所述第一电阻R1的另一端与所述SiC/GaN MOSFET连接。
优选地，所述第二前沿脉冲开通电路具体包括：第三电阻R3、第二开关管Q2和第三二极管D3；
所述第二开关管Q2的源极与所述第三二极管D3的阳极连接；
所述第二开关管Q2的栅极与所述第一二极管D1的阳极连接；
所述第二开关管Q2的漏极与所述第三电阻R3的一端连接；
所述第三二极管D3的阴极与所述隔离变压器的副边的另一端连接。
优选地，所述第一后沿脉冲关断电路具体包括：第二二极管D2、第一开关管Q1和第二电阻R2；
所述第二二极管D2的阳极与所述第一开关管Q1的源极连接；
所述第二二极管D2的阴极分别与所述第二开关管Q2的栅极和所述第一二极管D1的阳极连接；
所述第一开关管Q1的漏极与所述第二电阻R2的一端连接；
所述第二电阻R2的另一端与所述第一电阻R1的另一端连接
所述第一开关管Q1的栅极与所述第三电阻R3的另一端连接。
优选地，所述第二后沿脉冲关断电路具体包括：第四二极管D4和第四电阻R4；
所述第四二极管D4的阳极与所述第三二极管D3的阴极连接；
所述第四二极管D4的阴极与所述第四电阻R4的一端连接；
所述第四电阻R4的另一端与所述第一开关管Q1栅极连接。
优选地，所述钳位缓冲电路具体包括：第七二极管D7、第六二极管D6和第一电容C1；
所述第七二极管D7的阳极与所述第六二极管D6的阳极连接；
所述第七二极管D7的阴极与所述第一电阻R1的另一端连接；
所述第六二极管D6的阴极与所述第四电阻R4的另一端连接；
所述第一电容C1与所述第六二极管D6并联连接。
优选地，所述第一前沿脉冲开通电路、所述第二前沿脉冲开通电路、所述第一后沿脉冲关断电路、所述第二后沿脉冲关断电路和所述钳位缓冲电路共同连接成副边PWM脉冲信号整形电路；
所述副边PWM脉冲信号整形电路包括隔离变压器T1、第一开关管Q1、第二开关管Q2和被驱动SiC/GaN开关管Q3，第一开关管Q1、第二开关管Q2均为P沟道MOS管，第三开关管Q3为N沟道MOS管；第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9，其中第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第七二极管D7为肖特基二极管，第五二极管D5、第九二极管D9、第八二极管D8分别为第一开关管Q1、第二开关管Q2和SiC/GaN开关管Q3的体二极管，第六二极管D6为稳压二极管；第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4；电容C1、Cgs，其中电容Cgs为SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容；
第一二极管D1的阴极连接到隔离变压器T1的同名端、第二开关管Q2的栅极和第二二极管D2的阳极；第二二极管D2的阴极连接到第一开关管Q1的漏极；第一二极管D1的阳极连接到第一电阻R1的一端；第一电阻R1的另一端连接到第二电阻R2的一端、第七二极管D7的阴极、被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅极；第二电阻R2的另一端连接到第一开关管Q1的源极；第七二极管D7的阳极连接到稳压第六二极管D6的阳极和电容C1的负端；稳压第六二极管D6的阴极连接到电容C1的正端、被驱动SiC/GaN开关管Q3的源极、开关管Q1的栅极、第三电阻R3的一端、第四电阻R4的一端；第三电阻R3的另一端连接到第二开关管Q2的源极；第四电阻R4的另一端连接到第四二极管D4的阳极；第二开关管Q2的漏极连接到第三二极管D3的阴极；第三二极管D3的阳极连接到第四二极管D4的阴极和隔离变压器T1的异名端。
优选地，所述第一前沿脉冲开通电路、所述第二前沿脉冲开通电路、所述第一后沿脉冲关断电路、所述第二后沿脉冲关断电路和所述钳位缓冲电路共同连接成副边PWM脉冲信号整形电路；
所述副边PWM脉冲信号整形电路包括隔离变压器T1、第一开关管Q1、第二开关管Q2和被驱动SiC/GaN开关管Q3，第一开关管Q1、第二开关管Q2均为N沟道MOS管；第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9，其中第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4为肖特基二极管，第五二极管D5、第九二极管D9、第八二极管D8分别为第二开关管Q2、第一开关管Q1和SiC/GaN开关管Q3的体二极管，第六二极管D6为稳压二极管，第七二极管D7为稳压二极管；第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4；电容Cgs为SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容；
第一二极管D1的阳极连接到隔离变压器T1的同名端、第二开关管Q2的栅极和第二二极管D2的阴极；第二二极管D2的阳极连接到第一开关管Q1的源极；第一二极管D1的阴极连接到第一电阻R1的一端；第一电阻R1的另一端连接到第二电阻R2的一端、稳压第七二极管D7的阴极、被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅极；第二电阻R2的另一端连接到第一开关管Q1的漏极；稳压第七二极管D7的阳极连接到稳压第六二极管D6的阳极；被驱动SiC/GaN开关管Q3的源极连接到第一开关管Q1的栅极、第三电阻R3的一端、第四电阻R4的一端；第三电阻R3的另一端连接到第二开关管Q2的漏极；第四电阻R4的另一端连接到第四二极管D4的阴极；第二开关管Q2的源极连接到第三二极管D3的阳极；第三二极管D3的阴极连接到第四二极管D4的阳极稳压第六二极管D6的阴极和隔离变压器T1的异名端。
本发明还提供了一种集成电路，所述集成电路包括上述任意一项所述的磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路。
本发明所达到的有益效果：采用第一前沿脉冲开通电路、第二前沿脉冲开通电路、第一后沿脉冲关断电路、第二后沿脉冲关断电路和钳位缓冲电路，通过采用钳位缓冲电路，实现了隔离变压器副边SiC/GaN MOSFET导通保持电压稳定的效果，能够保持稳定的钳位关断负压。
图1是本发明实施例1提供的一种磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路的原理电路图；
图2是本发明实施例1提供的副边PWM脉冲信号整形电路的电路结构图；
图3是本发明实施例1提供的当隔离变压器T1的原边绕组接收到一个正电压脉冲时工作原理图；
图4是本发明实施例1提供的当隔离变压器T1原边正电压脉冲消失时的工作原理图；
图5是本发明实施例1提供的当隔离变压器T1的原边绕组接收到一个负电压脉冲时工作原理图；
图6是本发明实施例1提供的当隔离变压器T1原边负电压脉冲消失时工作原理图；
图7是本发明实施例2提供的副边PWM脉冲信号整形电路的电路结构图；
图8是本发明实施例3提供的副边PWM脉冲信号整形电路的电路结构图；
图9是现有方案驱动SiC MOSFET的驱动波形实测图；
图10是本发明驱动SiC MOSFET的驱动波形实测；
图11是相关技术一中提出的一种宽占空比变压器隔离栅极驱动器的原理图；
图12是相关技术二中提出的一种变压器隔离驱动控制方法及其隔离驱动电路。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请。
需要说明的是，当一个元件被认为是“连接”另一个元件时，它可以是直接连接到另一个元件，或者通过居中元件连接另一个元件。以下实施例中的“连接”，如果被连接的电路、模块、单元等相互之间具有电信号或数据的传递，则应理解为“电连接”、“通信连接”等。
在此使用时，单数形式的“一”、“一个”和“所述/该”也可以包括复数形式，除非上下文清楚指出另外的方式。还应当理解的是，术语“包括/包含”或“具有”等指定所陈述的特征、整体、步骤、操作、组件、部分或它们的组合的存在，但是不排除存在或添加一个或更多个其他特征、整体、步骤、操作、组件、部分或它们的组合的可能性。同时，在本说明书中使用的术语包括相关所列项目的任何及所有组合。
实施例一
如图1所示，本实施例提供了一种磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路，包括隔离变压器、第一前沿脉冲开通电路、第二前沿脉冲开通电路、第一后沿脉冲关断电路、第二后沿脉冲关断电路、钳位缓冲电路、脉冲前后沿生成电路和SiC/GaN MOSFET；
所述第一前沿脉冲开通电路的输入端和所述第一后沿脉冲关断电路的输入端分别与所述隔离变压器的副边的一端连接；
所述第二前沿脉冲开通电路的输入端和所述第二后沿脉冲关断电路的输入端分别与所述隔离变压器的副边的另一端连接；
所述钳位缓冲电路的一端与所述第一前沿脉冲开通电路的输出端和所述第一后沿脉冲关断电路的输出端连接；
所述钳位缓冲电路的另一端与所述第二前沿脉冲开通电路的输出端和所述第二后沿脉冲关断电路的输出端连接；
所述SiC/GaN MOSFET与所述钳位缓冲电路并联连接；
所述脉冲前后沿生成电路和所述隔离变压器的原边连接。
所述脉冲前后沿生成电路具体包括：PWM信号驱动前沿脉冲电路、PWM驱动信号后沿脉冲电路、PWM驱动信号端和第一供电电源；
所述PWM信号驱动前沿脉冲电路的输出端与所述隔离变压器的原边的一端连接；
所述PWM驱动信号后沿脉冲电路的输出端与所述隔离变压器的原边的另一端连接；
所述PWM驱动信号端分别与所述PWM信号驱动前沿脉冲电路的输入端和所述PWM驱动信号后沿脉冲电路的输入端连接，所述PWM驱动信号端用于输出驱动信号给所述PWM信号驱动前沿脉冲电路的输入端和所述PWM驱动信号后沿脉冲电路的输入端；
所述第一供电电源分别与所述PWM信号驱动前沿脉冲电路和所述PWM驱动信号后沿脉冲电路连接，用于为所述PWM信号驱动前沿脉冲电路和所述PWM驱动信号后沿脉冲电路供电。
其中，第一前沿脉冲开通电路、第二前沿脉冲开通电路、第一后沿脉冲关断电路、第二后沿脉冲关断电路和钳位缓冲电路共同连接成副边PWM脉冲信号整形电路。
具体的工作原理为：脉冲前后沿生成电路（具体为PWM信号驱动前沿脉冲电路和PWM驱动信号后沿脉冲电路）接收输入PWM驱动信号的前沿与后沿，将前沿与后沿调制成等幅值窄脉宽的正负脉冲。第一供电电源为PWM信号驱动前沿脉冲电路、PWM驱动信号后沿脉冲电路传输正负脉冲提供能量支撑。隔离变压器T1原边接收正负脉冲并传输至副边，副边PWM脉冲信号整形电路接收正负脉冲，并整形成与输入PWM驱动信号同幅值、同频率、同脉宽并带有负压钳位的PWM驱动信号，用以控制SiC/GaN MOSFET的开通和关断。
如图2所示，副边PWM脉冲信号整形电路的具体电路包括：隔离变压器T1、第一开关管Q1、第二开关管Q2和被驱动SiC/GaN开关管Q3，第一开关管Q1、第二开关管Q2和被驱动SiC/GaN开关管Q3均为N沟道MOS管；第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9，其中第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4，第七二极管D7为肖特基二极管或稳压二极管，第五二极管D5、第九二极管D9、第八二极管D8分别为第一开关管Q1、第二开关管Q2和被驱动SiC/GaN开关管Q3的体二极管，第六二极管D6为稳压二极管；第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4；电容C1、电容Cgs，其中电容Cgs为SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容。
第一前沿脉冲开通电路包括：第一二极管D1和第一电阻R1；第一二极管D1的阳极与所述隔离变压器的副边的一端连接；第一二极管D1的阴极与所述第一电阻R1的一端连接；第一电阻R1的另一端与所述SiC/GaN MOSFET连接。
第二前沿脉冲开通电路包括：第三电阻R3、第二开关管Q2和第三二极管D3；第二开关管Q2的源极与第三二极管D3的阳极连接；第二开关管Q2的栅极与第一二极管D1的阳极连接；第二开关管Q2的漏极与第三电阻R3的一端连接；第三二极管D3的阴极与隔离变压器的副边的另一端连接。
第一后沿脉冲关断电路具体包括：第二二极管D2、第一开关管Q1和第二电阻R2；第二二极管D2的阳极与第一开关管Q1的源极连接；第二二极管D2的阴极分别与第二开关管Q2的栅极和第一二极管D1的阳极连接；第一开关管Q1的漏极与第二电阻R2的一端连接；第二电阻R2的另一端与第一电阻R1的另一端连接。
第二后沿脉冲关断电路具体包括：第四二极管D4和第四电阻R4；第四二极管D4的阳极与第三二极管D3的阴极连接；第四二极管D4的阴极与第四电阻R4的一端连接；第四电阻R4的另一端与第一开关管Q1栅极连接。
钳位缓冲电路具体包括：第七二极管D7、第六二极管D6和第一电容C1；第七二极管D7的阳极与第六二极管D6的阳极连接；第七二极管D7的阴极与第一电阻R1的另一端连接；第六二极管D6的阴极与第四电阻R4的另一端连接；第一电容C1与第六二极管D6并联连接。
具体连接关系为：第一二极管D1的阳极连接到隔离变压器T1的同名端、第二开关管Q2的栅极和第二二极管D2的阴极；第二二极管D2的阳极连接到第一开关管Q1的源极；第一二极管D1的阴极连接到第一电阻R1的一端；第一电阻R1的另一端连接到第二电阻R2的一端、第七二极管D7的阴极、被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅极；第二电阻R2的另一端连接到第一开关管Q1的漏极；第七二极管D7的阳极连接到稳压第六二极管D6的阳极和电容C1的负端；稳压第六二极管D6的阴极连接到电容C1的正端、被驱动SiC/GaN开关管Q3的源极、第一开关管Q1的栅极、第三电阻R3的一端、第四电阻R4的一端；第三电阻R3的另一端连接到第二开关管Q2的漏极；第四电阻R4的另一端连接到第四二极管D4的阴极；第二开关管Q2的源极连接到第三二极管D3的阳极；第三二极管D3的阴极连接到第四二极管D4的阳极和隔离变压器T1的异名端。
工作原理分为四个过程：过程一如图3所示，当隔离变压器T1的原边绕组接收到一个正电压脉冲时，隔离变压器T1的副边绕组同时感应出一个正电压脉冲，第一二极管D1导通，第一开关管Q1栅源电压反偏，第一开关管Q1关断，第二二极管D2、第七二极管D7、第四二极管D4反向截止，第二开关管Q2栅源电压正偏，第二开关管Q2导通，隔离变压器T1副边感应出的正电压脉冲通过第一二极管D1、第一电阻R1、第三电阻R3、第二开关管Q2、第三二极管D3给被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs正向充电至Ugs，被驱动SiC/GaN开关管Q3导通。
过程二如图4所示，当隔离变压器T1原边正电压脉冲消失时，隔离变压器T1副边绕组电压为0，第一二极管D1反向截止，第一开关管Q1和第二开关管Q2的栅极电压为0，第一开关管Q1和第二开关管Q2关断，被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs上的电压Ugs无放电回路，电压Ugs被保持，被驱动SiC/GaN开关管Q3保持导通状态。
过程三如图5所示，当隔离变压器T1的原边绕组接收到一个负电压脉冲时，隔离变压器T1的副边绕组同时感应出一个负电压脉冲，第四二极管D4导通，第二开关管Q2栅源电压反偏，第二开关管Q2关断，第三二极管D3、第一二极管D1反向截止，第一开关管Q1栅源电压正偏，第一开关管Q1导通，隔离变压器T1副边感应出的负电压脉冲通过第四二极管D4、第四电阻R4、第二电阻R2、第一开关管Q1、第二二极管D2给被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs反向充电至U´gs，U´gs的方向相对于Ugs为负且电压被稳压第六二极管D6、电容C1和第七二极管D7钳位在-5V，∣U´gs∣≠∣Ugs∣，被驱动SiC/GaN开关管Q3负压关断。
过程四如图6所示，当隔离变压器T1原边负电压脉冲消失时，隔离变压器T1副边绕组电压为0，第四二极管D4反向截止，第一开关管Q1和第二开关管Q2的栅极电压为0，第一开关管Q1和第二开关管Q2关断，被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs上的电压U´gs无放电回路，电压U´gs被保持，因此被驱动SiC/GaN开关管Q3保持负压关断状态。
有益效果：
有益效果一：降低正向充电二极管的反向恢复损耗，维持稳定的SiC/GaN MOSFET导通电压。具体的，在上述过程一中，第一二极管D1采用肖特基二极管替代第一开关管Q1中的第九二极管D9（体二极管）给被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs正向充电，并在第一二极管D1的阳极和第一开关管Q1的源极连接第二二极管D2，阻止正电压脉冲通过第一开关管Q1中的第九二极管D9（体二极管）给Cgs正向充电。这样做的好处是，当结电容Cgs正向充电结束，第一二极管D1（肖特基二极管）反向截至时，结电容Cgs上的电压Ugs仅仅通过第一二极管D1（肖特基二极管）的反向恢复造成极少能量损失，能够保证低结电容Cgs的SiC/GaN MOSFET维持稳定的正电压导通。
即：选择肖特基二极管替代普通Si MOSFET中的体二极管给被驱动SiC/GaN开关管栅源结电容Cgs正向充电，原因在于肖特基二极管不存在电荷储存问题(Qrr→0)，因此能够极大降低体二极管反向恢复损耗。确保被驱动SiC/GaN开关管在脉冲消失期间的稳压持续导通。
有益效果二：降低反向充电二极管的反向恢复损耗，维持稳定的SiC/GaN MOSFET关断负电压。具体的，在上述过程三中，第四二极管D4采用肖特基二极管替代第二开关管Q2中的第五二极管D5（体二极管）给被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs反向充电，并在第四二极管D4的阳极和第二开关管Q2的源极连接第二二极管D2，阻止负电压脉冲通过第二开关管Q2中的第五二极管D5（体二极管）给Cgs反向充电，并通过钳位缓冲电路将反向电压钳位在-5V，这样做的好处是，当结电容Cgs反向充电结束，第四二极管D4（肖特基二极管）反向截至时，结电容Cgs上的电压U´gs仅仅通过第四二极管D4（肖特基二极管）的反向恢复造成极少能量损失，能够保证低结电容Cgs的SiC/GaN MOSFET拥有稳定的负电压关断，同时钳位缓冲电路的存在，可以抑制负压尖峰对被驱动SiC/GaN开关管Q3栅源之间氧化层的冲击。
即：隔离变压器T1的副边绕组感应出一个与正电压同幅值的负电压脉冲时，通过钳位缓冲电路将反向电压钳位在-5V，具体钳位的负电压值可由稳压第六二极管D6决定。电容C1可以抑制SiC/GaN MOSFET高频开关过程中可能产生的负压尖峰。
有益效果三：可以控制被驱动SiC/GaN开关管的导通和关断速度。具体的，在前文所提及的过程一为被驱动SiC/GaN开关管Q3的导通过程，通过调整电阻R1、R3的大小可控制被驱动SiC/GaN开关管Q3的导通速度，在前文所提及的过程三为被驱动SiC/GaN开关管Q3的负压关断过程，通过调整电阻R2和R4的大小可控制被驱动SiC/GaN开关管Q3的负压关断速度。
实施例2
如图7所示，上述副边PWM脉冲信号整形电路，包括隔离变压器T1、第一开关管Q1、第二开关管Q2和被驱动SiC/GaN开关管Q3，第一开关管Q1、第二开关管Q2均为P沟道MOS管，第三开关管Q3为N沟道MOS管；第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9，其中第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第七二极管D7为肖特基二极管，第五二极管D5、第九二极管D9、第八二极管D8分别为第一开关管Q1、第二开关管Q2和SiC/GaN开关管Q3的体二极管，第六二极管D6为稳压二极管；第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4；电容C1、Cgs，其中电容Cgs为SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容。
具体连接关系为：第一二极管D1的阴极连接到隔离变压器T1的同名端、第二开关管Q2的栅极和第二二极管D2的阳极；第二二极管D2的阴极连接到第一开关管Q1的漏极；第一二极管D1的阳极连接到第一电阻R1的一端；第一电阻R1的另一端连接到第二电阻R2的一端、第七二极管D7的阴极、被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅极；第二电阻R2的另一端连接到第一开关管Q1的源极；第七二极管D7的阳极连接到稳压第六二极管D6的阳极和电容C1的负端；稳压第六二极管D6的阴极连接到电容C1的正端、被驱动SiC/GaN开关管Q3的源极、开关管Q1的栅极、第三电阻R3的一端、第四电阻R4的一端；第三电阻R3的另一端连接到第二开关管Q2的源极；第四电阻R4的另一端连接到第四二极管D4的阳极；第二开关管Q2的漏极连接到第三二极管D3的阴极；第三二极管D3的阳极连接到第四二极管D4的阴极和隔离变压器T1的异名端。
工作原理为：当隔离变压器T1的原边绕组接收到一个正电压脉冲时，隔离变压器T1的副边绕组同时感应出一个正电压脉冲，第一开关管Q1栅源电压反偏，第一开关管Q1开通，第二开关管Q2栅源电压正偏，第二开关管Q2关断，隔离变压器T1副边感应出的正电压脉冲通过第二二极管D2、第一开关管Q1、第二电阻R2、第四电阻R4、第四二极管D4给被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs正向充电至Ugs，被驱动SiC/GaN开关管Q3导通。
当隔离变压器T1原边正电压脉冲消失时，隔离变压器T1副边绕组电压为0，第一开关管Q1和第一开关管Q2关断，被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs上的电压Ugs无放电回路，电压Ugs被保持，被驱动SiC/GaN开关管Q3保持导通状态。
当隔离变压器T1的原边绕组接收到一个负电压脉冲时，隔离变压器T1的副边绕组同时感应出一个负电压脉冲，第一开关管Q1栅源电压正偏，第一开关管Q1光端，第二开关管Q2栅源电压反偏，第二开关管Q2开通，隔离变压器T1副边感应出的负电压脉冲通过第三二极管D3、第二开关管Q2、第三电阻R3、第一电阻R1、第一二极管D1、给被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs反向充电至U´gs，U´gs的方向相对于Ugs为负，且电压被稳压第六二极管D6、电容C1和第七二极管D7钳位在-5V，∣U´gs∣≠∣Ugs∣，被驱动SiC/GaN开关管Q3负压关断。
当隔离变压器T1原边负电压脉冲消失时，隔离变压器T1副边绕组电压为0，第一开关管Q1和第二开关管Q2的栅极电压为0，第一开关管Q1和第二开关管Q2关断，被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs上的电压U´gs无放电回路，电压U´gs被保持，被驱动SiC/GaN开关管Q3保持负压关断状态。
实施例3
如图8所示，一种副边PWM脉冲信号整形电路，可调节被驱动SiC/GaN开关管的开通和关断电压值，包括隔离变压器T1、第一开关管Q1、第二开关管Q2和被驱动SiC/GaN开关管Q3，第一开关管Q1、第二开关管Q2均为N沟道MOS管；第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9，其中第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4为肖特基二极管，第五二极管D5、第九二极管D9、第八二极管D8分别为第二开关管Q2、第一开关管Q1和SiC/GaN开关管Q3的体二极管，第六二极管D6为稳压二极管，第七二极管D7为稳压二极管；第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4；电容Cgs为SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容。
具体连接关系为：第一二极管D1的阳极连接到隔离变压器T1的同名端、第二开关管Q2的栅极和第二二极管D2的阴极；第二二极管D2的阳极连接到第一开关管Q1的源极；第一二极管D1的阴极连接到第一电阻R1的一端；第一电阻R1的另一端连接到第二电阻R2的一端、稳压第七二极管D7的阴极、被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅极；第二电阻R2的另一端连接到第一开关管Q1的漏极；稳压第七二极管D7的阳极连接到稳压第六二极管D6的阳极；被驱动SiC/GaN开关管Q3的源极连接到第一开关管Q1的栅极、第三电阻R3的一端、第四电阻R4的一端；第三电阻R3的另一端连接到第二开关管Q2的漏极；第四电阻R4的另一端连接到第四二极管D4的阴极；第二开关管Q2的源极连接到第三二极管D3的阳极；第三二极管D3的阴极连接到第四二极管D4的阳极稳压第六二极管D6的阴极和隔离变压器T1的异名端。
工作原理为：
当隔离变压器T1的原边绕组接收到一个正电压脉冲时，隔离变压器T1的副边绕组同时感应出一个正电压脉冲，第二二极管D1导通，第一开关管Q1栅源电压反偏，第一开关管Q1关断，第二开关管Q2栅源电压正偏，第二开关管Q2导通，隔离变压器T1副边感应出的正电压脉冲通过第一二极管D1、第一电阻R1、稳压第七二极管D7钳位、第三电阻R3、第二开关管Q2、第三二极管D3，给被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs正向充电至Ugs，被驱动SiC/GaN开关管Q3导通。
当隔离变压器T1原边正电压脉冲消失时，隔离变压器T1副边绕组电压为0，第一二极管D1反向截止，第一开关管Q1和第二开关管Q2的栅极电压为0，第一开关管Q1和第二开关管Q2关断，被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs上的电压Ugs无放电回路，电压Ugs被保持，被驱动SiC/GaN开关管Q3保持导通状态。
当隔离变压器T1的原边绕组接收到一个负电压脉冲时，隔离变压器T1的副边绕组同时感应出一个负电压脉冲，第四二极管D4导通，第二开关管Q2栅源电压反偏，第二开关管Q2关断，第一开关管Q1栅源电压正偏，第一开关管Q1导通，因此隔离变压器T1副边感应出的负电压脉冲通过第四二极管D4、第四电阻R4、第二电阻R2、第一开关管Q1、第二二极管D2、稳压第六二极管D6钳位，给被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs反向充电至U´gs，U´gs的方向相对于Ugs为负∣U´gs∣≠∣Ugs∣，被驱动SiC/GaN开关管Q3负压关断。
当隔离变压器T1原边负电压脉冲消失时，隔离变压器T1副边绕组电压为0，第四二极管D4反向截止，第一开关管Q1和第二开关管Q2的栅极电压为0，第一开关管Q1和第二开关管Q2关断，被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs上的电压U´gs无放电回路，电压U´gs被保持，因此被驱动SiC/GaN开关管Q3保持负压关断状态。
下文用于推导本发明的优点：
优点一：如果采取现有专利技术通过普通Si MOSFET的体二极管对被驱动SiC/GaN开关管栅源间的电容Cgs充电，则普通Si MOSFET的体二极管的反向恢复损耗将拉低电容Cgs电压，影响被驱动的SiC/GaN开关管的导通。详细证明过程，根据公式(1-1)可知，反向恢复时间越长、反向恢复电荷越大，传统Si MOSFET的体二极管的反向恢复损耗越大。表1举例几种常规100V2个N沟道Si MOSFET的体二极管反向恢复损耗损耗。根据查阅相关650V SiMOSFET和SiC MOSFET器件手册和公式(1-2)计算，得到表2。
二极管反向恢复损耗功率Prr的计算：
Figure DEST_PATH_IMAGE001
(1-1)
其中Vr为反向电压，取值为20V、Irr为反向恢复电流、trr为反向恢复时间、Qrr为反向恢复电荷量、fs为开关频率，取值100KHz。
MOSFET栅源驱动功率Pgs的计算:
Figure DEST_PATH_IMAGE002
(1-2)
其中Ugs为充电电压，取值为20V。
如表2所示，传统Si MOSFET栅源间电容Cgs容值是SiC MOSFET栅源间电容Cgs容值的几倍到十几倍，因此充电二极管的反向恢复损耗导致被驱动SiC MOSFET栅源间电容Cgs电压相比被驱动Si MOSFET的下降程度更大。例如，选择表1中体二极管反向恢复损耗最大的IRFI4212H-117P的Si MOSFET，给表2中储存能量最小的IPW60R037CSFD Si MOSFET的Cgs充电，结合公式(1-1)和(1-2)计算，经过IRFI4212H-117P的体二极管反向恢复后，得到IPW60R037CSFD Si MOSFET的Cgs电压值Ugs’=16.25V，如公式(1-3)所示。由此可知即使在极端情况下，普通Si MOSFET仍然能够保持足够的导通电压。
Figure DEST_PATH_IMAGE003
(1-3)
另一方面，选择表1中体二极管反向恢复损耗最大的IRFI4212H-117P的SiMOSFET，给表2储存能量最小的IMZA65R083M1H SiC MOSFET的Cgs充电，结合公式(1-1)和(1-2)计算，经过IRFI4212H-117P的体二极管反向恢复后，得到IMZA65R083M1H SiC MOSFET的Cgs电压值Ugs’=0V，如公式(1-4)所式。由计算可知，即使选择体二极管反向恢复损耗最小的FDS89141的Si MOSFET，给储存能量最大的SCT3030ALHRC11 SiC MOSFET的Cgs充电，Cgs两端的电压将从20V下降至0V。
如图9，通过实际测试验证了这一分析过程，由此可知在极端情况下，被驱动SiC/GaN开关管在脉冲消失期间的无法持续导通，必须解决这一问题。
Figure DEST_PATH_IMAGE004
(1-4)
本发明中，选择肖特基二极管替代普通Si MOSFET中的体二极管给被驱动SiC/GaN开关管栅源结电容Cgs充电，原因在于肖特基二极管不存在电荷储存问题(Qrr→0)，因此能够极大降低体二极管反向恢复损耗。确保被驱动SiC/GaN开关管在脉冲消失期间的稳压持续导通，图10，通过实际测试验证了这一分析过程。
优点二：隔离变压器T1的副边绕组感应出一个与正电压同幅值的负电压脉冲时，通过钳位缓冲电路将反向电压钳位在-5V，具体钳位的负电压值可由稳压二极管D6决定。电容C1能够抑制SiC/GaN MOSFET高频开关过程中可能产生的负压尖峰。
优点三：实施例中，提及的过程一为被驱动SiC/GaN开关管Q3的导通过程，通过调整电阻R1、R3的大小可控制被驱动SiC/GaN开关管Q3的导通速度，所提及的过程三为被驱动SiC/GaN开关管Q3的负压关断过程，通过调整电阻R2和R4的大小可控制被驱动SiC/GaN开关管Q3的负压关断速度。
表1 常规100V2个N沟道Si MOSFET的体二极管反向恢复损耗举例
型号 Qrr 反向恢复损耗Prr
AO4892 44nc 0.088W
VBA3102M 65nc 0.130W
FDS89141 37nc 0.074W
IRFI4212H-117P 84nc 0.168W
表2650V耐压等级Si MOSFET和SiC MOSFET关键参数举例
Figure DEST_PATH_IMAGE005
以上仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路，其特征在于，所述驱动电路包括：隔离变压器、第一前沿脉冲开通电路、第二前沿脉冲开通电路、第一后沿脉冲关断电路、第二后沿脉冲关断电路、钳位缓冲电路、脉冲前后沿生成电路和SiC/GaN MOSFET；
所述第一前沿脉冲开通电路的输入端和所述第一后沿脉冲关断电路的输入端分别与所述隔离变压器的副边的一端连接；
所述第二前沿脉冲开通电路的输入端和所述第二后沿脉冲关断电路的输入端分别与所述隔离变压器的副边的另一端连接；
所述钳位缓冲电路的一端与所述第一前沿脉冲开通电路的输出端和所述第一后沿脉冲关断电路的输出端连接；
所述钳位缓冲电路的另一端与所述第二前沿脉冲开通电路的输出端和所述第二后沿脉冲关断电路的输出端连接；
所述SiC/GaN MOSFET与所述钳位缓冲电路并联连接；
所述脉冲前后沿生成电路和所述隔离变压器的原边连接。
2.如权利要求1所述的磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路，其特征在于，所述脉冲前后沿生成电路具体包括：PWM信号驱动前沿脉冲电路、PWM驱动信号后沿脉冲电路、PWM驱动信号端和第一供电电源；
所述PWM信号驱动前沿脉冲电路的输出端与所述隔离变压器的原边的一端连接；
所述PWM驱动信号后沿脉冲电路的输出端与所述隔离变压器的原边的另一端连接；
所述PWM驱动信号端分别与所述PWM信号驱动前沿脉冲电路的输入端和所述PWM驱动信号后沿脉冲电路的输入端连接，所述PWM驱动信号端用于输出驱动信号给所述PWM信号驱动前沿脉冲电路的输入端和所述PWM驱动信号后沿脉冲电路的输入端；
所述第一供电电源分别与所述PWM信号驱动前沿脉冲电路和所述PWM驱动信号后沿脉冲电路连接，用于为所述PWM信号驱动前沿脉冲电路和所述PWM驱动信号后沿脉冲电路供电。
3.如权利要求1或2所述的磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路，其特征在于，所述第一前沿脉冲开通电路具体包括：第一二极管D1和第一电阻R1；
所述第一二极管D1的阳极与所述隔离变压器的副边的一端连接；
所述第一二极管D1的阴极与所述第一电阻R1的一端连接；
所述第一电阻R1的另一端与所述SiC/GaN MOSFET连接。
4.如权利要求3所述的磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路，其特征在于，所述第二前沿脉冲开通电路具体包括：第三电阻R3、第二开关管Q2和第三二极管D3；
所述第二开关管Q2的源极与所述第三二极管D3的阳极连接；
所述第二开关管Q2的栅极与所述第一二极管D1的阳极连接；
所述第二开关管Q2的漏极与所述第三电阻R3的一端连接；
所述第三二极管D3的阴极与所述隔离变压器的副边的另一端连接。
5.如权利要求4所述的磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路，其特征在于，所述第一后沿脉冲关断电路具体包括：第二二极管D2、第一开关管Q1和第二电阻R2；
所述第二二极管D2的阳极与所述第一开关管Q1的源极连接；
所述第二二极管D2的阴极分别与所述第二开关管Q2的栅极和所述第一二极管D1的阳极连接；
所述第一开关管Q1的漏极与所述第二电阻R2的一端连接；
所述第二电阻R2的另一端与所述第一电阻R1的另一端连接
所述第一开关管Q1的栅极与所述第三电阻R3的另一端连接。
6.如权利要求5所述的磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路，其特征在于，所述第二后沿脉冲关断电路具体包括：第四二极管D4和第四电阻R4；
所述第四二极管D4的阳极与所述第三二极管D3的阴极连接；
所述第四二极管D4的阴极与所述第四电阻R4的一端连接；
所述第四电阻R4的另一端与所述第一开关管Q1栅极连接。
7.如权利要求6所述的磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路，其特征在于，所述钳位缓冲电路具体包括：第七二极管D7、第六二极管D6和第一电容C1；
所述第七二极管D7的阳极与所述第六二极管D6的阳极连接；
所述第七二极管D7的阴极与所述第一电阻R1的另一端连接；
所述第六二极管D6的阴极与所述第四电阻R4的另一端连接；
所述第一电容C1与所述第六二极管D6并联连接。
8.如权利要求1或2所述的磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路，其特征在于，所述第一前沿脉冲开通电路、所述第二前沿脉冲开通电路、所述第一后沿脉冲关断电路、所述第二后沿脉冲关断电路和所述钳位缓冲电路共同连接成副边PWM脉冲信号整形电路；
所述副边PWM脉冲信号整形电路包括隔离变压器T1、第一开关管Q1、第二开关管Q2和被驱动SiC/GaN开关管Q3，第一开关管Q1、第二开关管Q2均为P沟道MOS管，第三开关管Q3为N沟道MOS管；第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9，其中第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第七二极管D7为肖特基二极管，第五二极管D5、第九二极管D9、第八二极管D8分别为第一开关管Q1、第二开关管Q2和SiC/GaN开关管Q3的体二极管，第六二极管D6为稳压二极管；第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4；电容C1、Cgs，其中电容Cgs为SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容；
第一二极管D1的阴极连接到隔离变压器T1的同名端、第二开关管Q2的栅极和第二二极管D2的阳极；第二二极管D2的阴极连接到第一开关管Q1的漏极；第一二极管D1的阳极连接到第一电阻R1的一端；第一电阻R1的另一端连接到第二电阻R2的一端、第七二极管D7的阴极、被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅极；第二电阻R2的另一端连接到第一开关管Q1的源极；第七二极管D7的阳极连接到稳压第六二极管D6的阳极和电容C1的负端；稳压第六二极管D6的阴极连接到电容C1的正端、被驱动SiC/GaN开关管Q3的源极、开关管Q1的栅极、第三电阻R3的一端、第四电阻R4的一端；第三电阻R3的另一端连接到第二开关管Q2的源极；第四电阻R4的另一端连接到第四二极管D4的阳极；第二开关管Q2的漏极连接到第三二极管D3的阴极；第三二极管D3的阳极连接到第四二极管D4的阴极和隔离变压器T1的异名端。
9.如权利要求1或2所述的磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路，其特征在于，所述第一前沿脉冲开通电路、所述第二前沿脉冲开通电路、所述第一后沿脉冲关断电路、所述第二后沿脉冲关断电路和所述钳位缓冲电路共同连接成副边PWM脉冲信号整形电路；
所述副边PWM脉冲信号整形电路包括隔离变压器T1、第一开关管Q1、第二开关管Q2和被驱动SiC/GaN开关管Q3，第一开关管Q1、第二开关管Q2均为N沟道MOS管；第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9，其中第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4为肖特基二极管，第五二极管D5、第九二极管D9、第八二极管D8分别为第二开关管Q2、第一开关管Q1和SiC/GaN开关管Q3的体二极管，第六二极管D6为稳压二极管，第七二极管D7为稳压二极管；第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4；电容Cgs为SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容；
第一二极管D1的阳极连接到隔离变压器T1的同名端、第二开关管Q2的栅极和第二二极管D2的阴极；第二二极管D2的阳极连接到第一开关管Q1的源极；第一二极管D1的阴极连接到第一电阻R1的一端；第一电阻R1的另一端连接到第二电阻R2的一端、稳压第七二极管D7的阴极、被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅极；第二电阻R2的另一端连接到第一开关管Q1的漏极；稳压第七二极管D7的阳极连接到稳压第六二极管D6的阳极；被驱动SiC/GaN开关管Q3的源极连接到第一开关管Q1的栅极、第三电阻R3的一端、第四电阻R4的一端；第三电阻R3的另一端连接到第二开关管Q2的漏极；第四电阻R4的另一端连接到第四二极管D4的阴极；第二开关管Q2的源极连接到第三二极管D3的阳极；第三二极管D3的阴极连接到第四二极管D4的阳极稳压第六二极管D6的阴极和隔离变压器T1的异名端。
10.一种集成电路，其特征在于，所述集成电路包括如权利要求1至9任意一项所述的磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动电路。
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