CN103280948A

CN103280948A - 一种脉冲调制磁隔离驱动电路

Info

Publication number: CN103280948A
Application number: CN2013102271925A
Authority: CN
Inventors: 黄天华; 刘湘; 尹智群
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2013-06-05
Filing date: 2013-06-08
Publication date: 2013-09-04
Anticipated expiration: 2033-06-08
Also published as: CN103280948B; CN203377787U

Abstract

本发明公开了一种脉冲调制磁隔离驱动电路，包括依次相连的PWM信号源、PWM信号调制模块、隔离变压器和信号解调模块，隔离变压器将PWM信号调制模块输出的信号隔离传输给信号解调模块，其特征在于：PWM信号调制模块包括检测单元和脉冲发生单元；检测单元接收PWM信号源输出的PWM信号，其在检测到PWM信号进入上升沿时控制脉冲发生单元向隔离变压器的原边绕组输出第一脉冲信号，并在检测到PWM信号进入下降沿时控制脉冲发生单元向隔离变压器的原边绕组输出第二脉冲信号，其中，第一脉冲信号和第二脉冲信号的方向相反并且宽度相同；信号解调电路将隔离变压器传输过来的第一和第二脉冲信号还原为与PWM信号源一致的PWM信号。

Description

一种脉冲调制磁隔离驱动电路

技术领域

本发明涉及DC/DC、AC/DC变换器中浮地开关管驱动技术领域，特别涉及磁隔离驱动电路技术。

背景技术

磁隔离驱动电路广泛应用于驱动悬浮地开关管，其作用是用来驱动主开关管的开通和关闭。传统磁隔离驱动电路如图1所示，其中C1是输入侧隔直电容，C2是输出侧电平转移电容，变压器T是磁隔离变压器，二极管D1与开关管并联。现有技术中存在的问题是：当PWM信号出现较大的动态变化时，如PWM信号从大占空比至突然丢失或脉冲信号从大占空比快速下降至小占比，输出端会持续输出一个高电平信号，促使开关管长时间导通，最终导致开关管损坏。传统磁隔离驱动电路产生上述现象的根源在于原边隔直电容C1和副边电平转移电容C2对其两端的电压具有保持作用，即是电容两端电压不能突变。

公开号为CN101621246A，申请日为2009年6月22日，公开日为2010年1月6日的中国发明专利；在较小的占空比变化范围内，同样也能解决因占空比快速变化导致的副边C2电平转移电容的能量保持问题。但也存在以下缺点。

其第一实施例中，开关管Q为N沟道的场效应管，Q管的驱动电压由磁隔离驱动变压器的第三绕组提供。当变压器原边绕组因原边电压而进入饱和状态时原副边的绕组两端电压立刻消失。场效应管Q则会立即关断。此时将失去对C2电容的放电功能。另外此电路还有一个缺点是，在占空比较小时第三绕组会存在驱动不足的风险。而按文稿中所描述，通过改变第三绕组与原边的匝比m来解决此问题，但是要认识到，这种解决方式则会增加开关管Q的栅源电压差，增加管子栅源极被击穿的风险。特别是在各种动态测试中，该场效应管Q的栅源电压常常临近过压的边缘。其第二实施例中通过增加输出电平转移电容来解决磁隔离驱动变压器磁饱和引起的问题，然而该实施例中电平转移电容C3的充电电压即是第三绕组同名为正时的电压。因此，在占空比较大情况下，电平转移电容C3在占空比丢失的情况下，其维持压将不足以保持场效应管Q继续导通。

将传统磁隔离方法中的原边隔离电容C1取小，则可在电压器原边绕组获得一个电压尖峰信号，此过程可称之为PWM信号调制过程。经调制后的PWM信号变成电压尖峰信号通过变压器隔离，再经过副边的解调电路后即可还原成与原边相同的PWM信号。如同公开号：US5786687A；申请日期：1996年10月3日；名称为“Transformer-isolated pulse drivecircuit”中公开的专利技术一样。在该专利的第3项权利要求中写道“根据权利要求1，其特征在于原边主电容的容值取值约0.004uF”。众所周知，电容电压不能突变，原边隔直电容CY对于PWM信号上升沿而言相当于短路，因此在PWM信号的上升沿到来时刻，电压信号几乎全部落在原边变压器绕组之上。又因电容CY取值较小，电容CY在很短的时间内就被充满能量，电容CY两端电压快速上升，而变压器原边绕组电压则相应快速下降，直至为零。这样就完成了PWM信号上升沿的调制过程。同理，当PWM信号为低电平时，电容CY的电压即等于变压器原边绕组电压，因电容容值小，电容CY中存储的能量在很短的时间内即被完全释放，即可形成负向脉冲信号，此过程即PWM信号下降沿调制过程。如图2所示为该发明的原理简图。同时该专利的权利要求7中描述到“根据权利要求4，其中所述原边电容器具有的电容值至少大于驱动电容的电容值的10倍”、“根据权利要求7所述，其中所述原边电容具有约0.004uF的电容值，其所对应的驱动电容即为0.0004uF”。这种对电容值的限制行为最终导致了该技术方案只适合于PWM信号占空比不大、负载场效应管的结电容也较小的应用类型。图3给出了该专利中部分关键节点电压与电流波型。从图3中可以观察到，VY为原边电容CY上的电压波型，该波型的形状与输入的PWM信号基本一致，IP为流经电容CY上的电流波型。产生所述波型的原因正如前面分析，电容CY取值减小，导致充电时间常数减小，因此在PWM信号上电瞬间，电容CY即被电压源充满能量。同理，该发明的负向脉冲电压也由该电容CY产生。在PWM信号由高电平向低电平转变时，由于前一时刻电容CY上的电压等于输入PWM信号电压，此时电容CY上的电压加在变压器的异名端，电容CY上的能量被负载瞬速泄放，形成如图3中的负向尖峰电压与尖峰电流。

虽然该技术方案解决了传统磁隔离电路固有的动态特性差的问题，但它还是存在缺点的，具体存在的问题如下所示：

1、原边电容取值小，限制了该电路向较低频段的应用延伸。频率越低，场效应管结电容，需维持电压的时间越长。则在低频时，单独依靠小的场效应管结电容，难以维持长时间保持PWM输出幅值不变。

2、输出负载端场效应管的输入结电容选型受到限制。特别是在制作大功率的应用方案中，作为开关管的场效应管的输入电容C_ISS大多都为1400PF甚至更大。

3、在该专利文稿中“图10”中所示的方案中，为RS触发电路提供供电的VCC处就有一个大电容C15。而它的取值如果较大时，是无法通过原边小电容得到足够高的供电电压的。这就有可能出现供电不足的情况。然而如果减小VCC处的电容C15时，此供电方式同样会出现“低频”的瓶径。

4、该方案在高频化时需选取更小的原边隔直电容，否则在占空比较大时将会出现驱动电压下降的现象。

公开号为CN101640527的中国专利申请与前文所述的公开号为US5786687A的美国专利在变压器脉冲产生的方式上完全相同，解调电路使用的自锁方式实现。又因是应用于IGBT驱动器，其副边是存在一个独立的供电电压源的，故应用于IGBT则不存上述问题，但如果应用开关电源方面作为其开关管驱动，则会与美国专利US5786687A存在相同问题。

发明内容

综上所述，传统的磁隔离电路存在动态性能差，不能实现占空比为1；现有改进型技术方案存在最大占空比限制，应用带宽较窄或不能驱动较大输入电容的场效应管等问题。有鉴如此，本发明意在提供一种能解决技术背景中所描述的现有技术不足的新方案。

为解决上述问题，本发明提供了一种脉冲调制磁隔离驱动电路，包括依次相连的PWM信号源、PWM信号调制模块、隔离变压器和信号解调模块，所述隔离变压器将PWM信号调制模块输出的信号隔离传输给信号解调模块，其特征在于：

所述的PWM信号调制模块包括检测单元和脉冲发生单元；所述检测单元接收PWM信号源输出的PWM信号，其在检测到PWM信号进入上升沿时控制脉冲发生单元向所述隔离变压器的原边绕组输出第一脉冲信号，并在检测到PWM信号进入下降沿时控制脉冲发生单元向所述隔离变压器的原边绕组输出第二脉冲信号，其中，所述第一脉冲信号和第二脉冲信号的方向相反并且宽度相同；

所述的信号解调电路将隔离变压器传输过来的第一和第二脉冲信号还原为与所述PWM信号源一致的PWM信号。

优选地，所述的信号调制模块由一个直流电压源提供供电电压；该直流电压源可以由所述PWM信号整流获得，或通过增设隔离变压器第三绕组整流获得，或直接外接开关电源的母线电压并进行衰减后获得。

作为本发明的一种改进，所述隔离变压器的原边绕组串接有隔直电容。

作为本发明检测单元的一种改进实施方式，所述检测单元包括第一限流电阻、第一延时电容、第二限流电阻、第二延时电容、第一二极管和第一三极管；所述第一限流电阻和第二延时电容的一端相连接，并且该连接点作为检测单元的输入端和第一输出端，连接到所述PWM信号源的输出端，所述第一限流电阻的另一端通过第一延时电容接地，并且该连接点作为检测单元的第二输出端，所述第二延时电容的另一端通过第二限流电阻接地，所述第一三极管的基极与第二延时电容和第二限流电阻的连接点相连接，集电极连接到第二输出端，发射极接地，所述第一二极管连接在第一三极管的基极与发射极之间，并且其阴极与第一三极管的基极相连接。

作为本发明脉冲发生单元的一种改进实施方式，所述的脉冲发生单元包括第一反相器、第二反相器、第一P型场效应管、第一N型场效应管、第二P型场效应管和第二N型场效应管；所述第一反相器的输入端作为脉冲发生单元的第一输入端，与所述检测单元的第一输出端相连接，所述第二反相器的输入端作为脉冲发生单元的第二输入端，与所述检测单元的第二输出端相连接，所述第一反相器的输出端分别连接到第一P型场效应管和第一N型场效应管的栅极，第一P型场效应管和第一N型场效应管的漏极相连接，并作为脉冲发生单元的第一输出端，连接到所述隔离变压器原边绕组的同名端，所述第二反相器的输出端分别连接到第二P型场效应管和第二N型场效应管的栅极，第二P型场效应管和第二N型场效应管的漏极相连接，并作为脉冲发生单元的第二输出端，连接到所述隔离变压器原边绕组的异名端，所述第一P型场效应管和第二P型场效应管的源极分别连接到所述直流电压源的供电端，所述第一N型场效应管和第二N型场效应管的源极分别接地。

本发明的脉冲发生单元还可作以下改进：所述的脉冲发生单元还包括第二二极管、第三二极管、第一电阻、第四二极管、第五二极管和第二电阻；所述第二二极管连接在第一反相器的输出端与第一P型场效应管的栅极之间，所述第三二极管连接在第一反相器的输出端与第一N型场效应管的栅极之间，其中，第二二极管的阳极和第三二极管的阴极与所述第一反相器的输出端相连接，所述第一电阻连接在第二二极管的阴极与第三二极管的阳极之间，所述第四二极管连接在第二反相器的输出端与第二P型场效应管的栅极之间，所述第五二极管连接在第二反相器的输出端与第二N型场效应管的栅极之间，其中，第四二极管的阳极和第五二极管的阴极与所述第二反相器的输出端相连接，所述第二电阻连接在第四二极管的阴极与第五二极管的阳极之间。

作为本发明信号解调模块的一种改进实施方式，所述的信号解调模块包括第一整流二极管、滤波电容、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第一PNP型三极管、第二整流二极管、旁路电容、第一NPN型三极管、第五二极管、第六二极管、第二NPN型三极管和第二PNP型三极管；所述隔离变压器副边绕组的异名端为输出参考地端，所述第一整流二极管的阳极连接到隔离变压器副边绕组的同名端，阴极通过滤波电容连接到输出参考地端，所述第二NPN型三极管和第二PNP型三极管的基极相连接，并且该连接点作为公共基极，所述第二NPN型三极管和第二PNP型三极管的发射极相连接，并且该连接点作为脉冲调制磁隔离驱动电路的输出端，所述第二NPN型三极管的集电极连接到第一整流二极管的阴极，所述第二PNP型三极管的集电极与输出参考地端相连接，所述隔离变压器副边绕组的同名端依次通过第三电阻、第四电阻和第五电阻连接到输出参考地端，所述第一PNP型三极管的基极连接到第四电阻和第五电阻的连接点，发射极与隔离变压器副边绕组的同名端相连接，集电极连接到第二整流二极管的阳极，第二整流二极管的阴极与所述公共基极相连接，所述旁路电容连接在公共基极与输出参考地端之间，所述第一NPN型三极管的基极连接到第四电阻和第五电阻的连接点，发射极连接到第三电阻和第四电阻的连接点，集电极连接到第五二极管的阴极，第五二极管的阳极与输出参考地端相连接，所述第六二极管的阳极与所述公共基极相连接，阴极连接到第一NPN型三极管的集电极。

本发明的信号解调模块还可作以下改进：所述的信号解调模块还包括第三PNP三极管；该第三PNP三极管连接在所述第一PNP型三极管的基极与所述第四电阻和第五电阻的连接点之间，其中，所述第三PNP三极管的基极与所述第四电阻和第五电阻的连接点相连接，发射极与所述第一PNP型三极管的基极相连接，集电极与所述第一PNP型三极管的集电极相连接。

如图12所示，本发明的工作过程是这样实现的，当PWM信号源输出PWM信号，调制模块的输入端检测到输入电压上升沿信号后立即促使内部的开关管导通，供电电压源源VCC通过内部开关管，隔直电容CX，变压器原边电感LP同名端和电压源VCC形成闭合回路，供电电压源的电压减去隔直电容CX上的电压的压差几乎全部落在变压器原边电感LP上。变压器原边电感LP激磁电流线性上升，通过变压器原、副边的耦合作用，变压器副边LS同名端产生一个正向电平电压。经过一设定时间后，调制电路通过内部通路将变压器原边绕制两端电压差变为零，同理，副边绕组LS的同名端电压下降为零。此过程即为产生正向脉冲电压过程，当PWM信号由高电平转为低电平时，调制电路检测到电压下降沿信号后立即通过内部开关，变压器原边绕制异名端，隔直电容CX和电压源VCC形成电流回路。经过与正向脉冲形成过程相同的延时后，调制电路通过内部通路将变压器原边绕制两端电压差变为零。此过程为调制电路输出负向脉冲的过程。当变压器的副边绕组同名端输出正向脉冲时，通过解调电路向负载输出一个高电平信号，当变压器副边绕组同名端输出负向脉冲信号时解调电路立即结束高电平输出，此过程即为解调电路的解调过程，其输出的PWM信号与原边输入的PWM信号基本一致。

本发具有以下几个有益效果：

1、本发明动态特性好；能适应PWM信号占空比突变的恶劣状态，即使在最恶劣的情况下，输出端的PWM信号与输入端的PWM信号基本同步，彻底解决了传统磁隔离电路中动态条件下容易引起开关管误导通的问题。

2、本发明的最大占空比可接近1；传统的磁隔离驱动电路在占空比趋近1的情况下变压器容易引起饱和，从而失去信号传输能力。在开关电源的设计中，存在需要占空比为1的情况，如在宽输入电压范围的两级电路中，第一级为BUCK降压电路，当输入电压低于输出电压时要求BUCK以最大占空比工作，最理想的情况是占空比达到1。脉冲式磁隔离驱动电路的最大占空比不受限制。

3、本发明的驱动能力强，相比于“US5786687A”号专利中利用原边小电容CY存储能量给负载供电的方式，其在电容CY和输出负载电容上的选型都受到限制。而本发明固定的脉冲宽度调制方式则是直接通过电压源为负载供电，只需提高调制模块的供电电压即能大幅提升驱动能力，本发明与专利“US5786687A”相比大大提升了驱动能力。

4、本发明能解决脉冲信号宽度增大时专利“US5786687A”中电容CY电压连续的问题。在背景技术的介绍中已描述过，当电容CY容量增加时，其充放电时间将增加，最终其两端电压将会是一个与占空比相关的直流分量。变压器副边所得到的电压即为输入PWM电压减去电容CY上的直流电压。当工作频率地增加所引起的现象与增加电容CY容量一致。本发明的负向脉冲所需的能量由电压源提供，理论上，当施加在变压器原边的正、负脉冲宽度完全相同时，电容CX上的电压为0，故本发明能大大增加脉冲信号的宽度，而不影响驱动电压。

附图说明

图1为传统的磁隔离驱动电路原理简图；

图2为专利“US5786687A”中一实施例的原理图；

图3为专利“US5786687A”中部分的波型图；

图4为本发明的结构框图；

图5为本发明第一实施例的原理简图；

图6为本发明第一实施例的电路图；

图7为本发明中的调制模块的分立器件模型；

图8为本发明中的调制模块的改进方案一；

图9为本发明中的调制模块的改进方案二；

图10为本发明中解调电路的改进方案一；

图11为本发明第二实施例原理简图；

图12为本发明第二实施例的电路图；

图13为本发明稳态工作时的各关建点电压波型图。

具体实施方式

图4为本发明的结构框图，其包括PWM信号源、PWM信号调制模块、隔离变压器模块、脉冲信号解调模块、负载四个部分。

图5为本发明第一实施例的原理简图，如图所示，输入PWM信号源与调制模块相连，调制模块由一个VCC电压源供电，所述的调制模块的正输出与变压器T1原边绕组LP的同名端相连，负输出与变压器T1的异名端相连。所述的变压器T1副边绕组LS作为一个输出端口与解调模块输入端相连，所述的解调模块输出端与效应管的输入端相连。整个驱动电路的原理简述如下：

PWM信号源向调制模块送出PWM电压方波信号，调制模块由VCC电压源供电，处于待机状态，当PWM电压信号的上升沿到达调制模块的检测电路的触发电平后，触发调制模块立即输出从其正端输出一个固定脉宽度的正向脉冲信号pulse_puls。该正向脉冲施加在变压器T1原边LP的同名端，并通过变压器的耦合作用传递到副边绕组。几乎在同一阶段，变压器副边绕组LS感应到原边绕组LP上的正脉冲信号，此信号作为脉冲信号解调模块输入信号，触发解调模块向负载场效应管输出一个高电平电压。PWM信号源输出的电压信号从高电平向低电平转换时刻，调制模块检测到输入端的电压下降沿后立即向变压器T1输出一个与正向脉冲宽度相同，幅值相同，方向相反的负向脉冲信号pulse_minus。该负向脉冲施加在变压器原边LP上，并通过其耦合作用传递到副边，变压器T1副边绕组LS感应到的负向电压作为脉冲信号解调模块的输入信号，触发解调模块向负载场效应管输出一个低电平电压。综上所述，PWM信号源所产生的PWM电压信号通过调制模块进行信号调制，变压器T1隔离传输、解调模块解调还原后，输出信号与PWM信号源所产生的PWM信号一致。由于变压器原边绕组LP所承受的正向伏秒积与负向伏秒积相同，故变压器处于磁通平衡状态，能确保变压器稳定工作。

图6为本发明第一实施例的具体原理图，该图展示了一个完整的功能电路模型。与图5相比，细化了调制模块和解调模块的内部结构。下面就调制模块及解调模块的电路结构与工作原理作详细解说。

所述的PWM信号调制模块A1由电阻R1、R2，电容C0、C1，型号为74HC14的集成电路芯片，P型场效应管Q1、Q3和N型场效应管Q2、Q4，三极管TR1，二极管D1组成。其中，集成电路芯片74HC14集成了两个相互独立的非门电路，其输入端a1和输出端y1为其中一个非门电路的输入和输出端，其输入端a2和输出端y2为另一个非门电路的输入和输出端；电阻R1一端和电容C0一端串联，组成电压延时环节，电容C1一端与电阻R2一端串联组成电压超前环节。电阻R1的另一端与电容C1另一端相连，并共同接入到PWM信号输出端。电容C0的另一端与电阻R2另一端共同接入地。三极管TR1的基极接于电容C1与电阻R2串联的连接点，发射极接地，集电极接于电阻R1和电容C0串联的连接点。二极管D1连接于三极管TR1的基极与发射极之间，其阳极接地，阴极接三极管基极。集成电路芯片74HC14的其中一个输入端a1与PWM信号输出端相连，与输入端a1相关的输出端y1接于由P型场效应管Q1和N型场效应管Q2场效应管所构成的图腾柱结构的公共栅极。集成电路芯片74HC14的另一输入端a2连接于电阻R1与电容C0串联的连接点，与输入端a2相关的输出端y2接于由P型场效应管Q3和N型场效应管Q4场效管组成的图腾柱结构的公共栅极。P型场效应管Q1为P沟道场效应管，N型场效应管Q2为N沟道场效管，P型场效应管Q1管置于图腾柱电路结构的上臂，N型场效应管Q2管置于图腾柱结构的下臂，即P型场效应管Q1的源极与N型场效应管Q2的漏极相连接，N型场效应管Q2的源极接地。P型场效应管Q3、N型场效应管Q4所组成的图腾柱结构与前者相同。两个图腾柱电路的输入端共同接于电压源VCC的供电端，即P型场效应管Q1和Q3的漏极接电压源VCC的供电端。场效应管Q1、Q2组成的图腾柱的输出端连接于变压器T1的同名端。场效应管Q3、Q4组成的图腾柱的输出端连接于变压器T1的异名端。

所述的调制模块工作原理如下：当PWM信号源输出高电平电压信号，该信号分成三路，其中一路直接施加在集成电路芯片74HC14的输入端a1。PWM电压上升沿到达集成电路芯片74HC14中输入端a1对应的内部非门电路的触发电平后，其输出端y1输出为低电平。一路施加在由电阻R1、电容C0组成的延时电路上，引起电容C0上的电压缓慢上升，此时a2为低电平，则其对应的输出端y2输出为高电平。另一路施加在由电容C1和电阻R2组成的电压超前电路上。引起电阻R2上的电压缓慢下降。在初始时刻，三极管TR1导通，强制将电容C0上的残压快速清零。随着电阻R2上的电压快速下降三极管TR1关断，此时完成了电容C0电压置零过程。电压波型如图10中VR2所示。输出端y1输出低电平，场效应管Q1导通、场效应管Q2截止，输出端y2输出高电平，场效应管Q3截止、场效应管Q4导通。电压源VCC通过场效应管Q1、变压器绕原边绕组LP和场效应管Q4组成通路，此回路中的场效应管处于饱和导通状态，VCC电压源电压几乎全部施加于变压器绕组两端。随着时间增加，电容C0上的电压逐步增加至输入端a2的阀值电压时，输出端y2的输出由高电平转变为低电平，此时场效应管Q3导通、场效应管Q4截止。施加在变压器两端的电压差为零，对地参考点电压则为电源电压，变压器磁通保持不变。此阶段即完成了调制模块电路检测到输入端PWM信号上升沿电压后为变压器T1的原边绕组输入固定正向脉冲宽度的过程。

当PWM脉冲信号由高电平向低电平转变，并达到输入端a1的触发电平时，集成电路芯片74HC14的输出端y1立即输出高电平，场效应管Q1截止、场效应管Q2导通，由于电容C0上的电压不能突变，其两端电压变化延时于PWM信号的电压变化，直至电容C0上的电压下降致输入端a2的触发电压前，输出端y2保持低电平输出。电压源VCC通过场效应管Q3、Q2和变压器原边绕组LP形成回路。此时变压器原边绕组LP上的电压为异名端为正，同名端为参考地。以地为参考点时，原边绕组LP即为承受一个负向电压。随着电容C0上的电压下降至输入端a2的触发电平时，输出端y2的输出由低电平改为高电平，此时场效应管Q3截止、场效应管Q4导通。变压器原边绕组LP的电压差下降为零。此阶段即完成了调制模块电路检测到输入端PWM信号下降沿电压后为变压器T1的原边绕组LP输入固定负向脉冲宽度的过程。

其中，当PWM脉冲信号由高电平向低电平转变阶段，电容C1开始向电阻R2放电，二极管D1将电容C1施加于电阻R2上的电压钳位于导通压降，对三极管TR1起保护作用。

图7展示了一种使用分立器件构成的调制电路，其中采用分立的反相器INV1和INV2替代上述图6中调制电路A1的集成电路芯片74HC14，其与上述图6示出的调制电路A1的连接方式和工作原理一致，即以反相器INV1的输入端和输出端作为集成电路芯片74HC14的输入端a1和输出端y1，以反相器INV2的输入端和输出端作为集成电路芯片74HC14的输入端a2和输出端y2。

图8展示了一种使用分立器件构成的调制电路的改进方案。其与图7所示的原方案基本相同，它们的区别在于两个不同之处。第一是场效应管Q1和Q2在图腾柱电路中的位置互换，即场效应管Q1和Q2的源极相连接，栅极连接，场效应管Q2的漏极连接电压源VCC，场效应管Q1的源极接地；并且，场效应管Q3和Q4在图腾柱电路中的位置也互换，即场效应管Q2和Q4的源极相连接，栅极连接，场效应管Q4的漏极连接电压源VCC，场效应管Q3的源极接地；第二是图腾柱驱动中各增加了一个反相器INV3和反相器INV4。其工作原理与图7所示方案基本一致。

图9展示了调制电路的另一种改进型方案，与图7所示的原方案相比，该方案在图腾柱驱动处增加了一个由二极管D2、D3和电阻R2组成的延时网络。该网络的工作原理为：当非门INV1输出为高电平时，通过二极管D2直接驱动Q1开关管，使其快速关断。该电平信号再通过电阻R2后驱动开关管Q3导通。由于电阻R2的存在，使得Q1和Q2在交叉开关的时刻产生了一个死区时间，从而起到了防止图腾柱直通的风险。同理在非门INV1输出低电平时开关管Q2通过二极管D3快速放电，开关管Q1则通过R2较为缓慢开通，从而产生一个交越死区时间，防止开关管Q1和Q2两管直通。另一路所增加的器件工作原理与前者相同，不再论述。

参见图6，所述的解调电路A2由电阻R21、R22、R23，二极管D21、D22、D23、D24，三极管TR21、TR22、TR23、TR24，电容C21、C22组成。二极管D24为整流管，其阳极与变压器T1的同名端相连，阴极与输出滤波电容C22一端相连，电容C22的另一端接输出地。TR23为NPN型三极管、TR24为PNP型三极管，二者组成图腾柱结构，其中三极管TR23置于图腾柱上臂，三极管TR24置于图腾柱下臂，三极管TR23的集电极为图腾柱的输入端，与二极管D24的阴极相连，三极管TR24的集电极为地，与副边参考地共接一点。图腾柱的输出直接驱动负载场效应管的栅极。TR22为PNP型三极管，其发射极与副边绕组LS的同名端相连，基极与副边参考地之间串接一个限流电阻R23，集电极接整流管D23的阳极。整流管D23的阴极与图腾柱的公共基极相连。电容C21为旁路电容，跨接在图腾柱的公共基极与副边参考地之间。电阻R21与电阻R22的一端串联，电阻R21的另一端接副边LS绕组的同名端，电阻R22的另一端与三极管TR22的基极相连。TR21为P型三极管，其基极与三极管TR22的基极相连，发射极与电阻R22和电阻R21的交接点相连，集电极则与钳位二极管D21的阴极相连。二极管D21的另一端接地。二极管D22跨接在图腾柱公共基极与二极管D21的阴极之间，为电容C21提供能量泄放通道。

所述的解调模块的工作原理为：当变压器副边绕组同名端输出一个正向脉冲时，通过整流二极管D24整流和滤波电容C22滤波后变成一个直流电压。与此同时，正向脉冲电压依次通过三极管TR22的射极、基极与电阻R23成形回路，三极管TR22导通，并通过二极管D23整流和旁路电容C21滤波后向图腾柱的公共基极提供偏置电压，当图腾柱基极上的偏置电压达到阀值电压后，图腾柱导通，由电容C22通过图腾柱的上臂TR23三极管向负载供电。当正向脉冲电压过后，由于电容C22和电容C21的储能作用，因此能继续维持图腾柱输出。当变压器副边绕组同名端输出一个负向脉冲信号，回路电流从电阻R23流向电阻R22和电阻R21。当电阻R22上的电压差大于三极管TR21的阀值电压时，三极管TR21导通，电容C21上的残余能量通过二极D22、三极管TR21、电阻R21和变压器副边绕组成泄放回路，电容C21电压快速下降，导致图腾柱基极电压下降，三极TR23关断，三极管TR24导通，并对负载的残余能量进行快速释放。此阶段内解调电路即完成了脉冲信号的解调过程。

图10展示了解调电路的一种改进方案，与原方案相比增加了一个三极管TR25，该三极管与TR22构成两级放大电路。主要目的是增加电容C21的充电电流，从而缩短其充电时间。此举能防止因脉冲过小而导致C21电容充电不足的问题。

图11展示了本发明的第二实施例，在该实施例中，变压器原边绕组LP与调制模块之间串联一个隔直电容CX。其它地方与第一实施例相同。增加一个隔离电容CX的原理是，考虑到实际器件与理想模型的差异，调制模块输出的正负向脉冲的宽度不可能完全一致，这一结果将导致变压器原边电感积磁伏秒与去磁伏秒值不相同，其结果是导致变压器出现偏磁的风险。增加该隔直电容CX后，利用电容隔直功能，将变压器的偏磁能量转移至电容上。解决了变压器T1偏磁问题。在实际的应用中，该电容上的电压波型图如图10中Vcxact中电压波型所示。

图12为第二实施例具体原理图。工作原理与第一实施例基本相同。

另外，本发明的脉冲调制磁隔离驱动电路可以采用两种信号调制解调方式，第一种是通过PWM信号调制模块A1将PWM信号的上升沿（下降沿）调制成正向（负向）脉冲信号，并通过信号解调模块A2将该正向（负向）脉冲信号解调成高（低）电平输出，上述图6至图12所示的实施例即采用了该第一种信号调制解调方式。第二种是通过PWM信号调制模块A1将PWM信号的上升（下降沿）沿调制成负向（正向）脉冲信号，并通过信号解调模块A2将该负向（正向）脉冲信号解调成高（低）电平输出。第二种调制方式相对于变压器同名端而言的逻辑电平与第一种恰好相反，因此其调制电路只需在第一种方案的基础上稍加修改即可获得，例如：在“图7为本发明中的调制模块的分立器件模型”所示的方案中增加两个反相器，基中一个与INV1串联，另一个与INV2串联；或在“图8为本发明中的调制模块的改进方案一”所示的方案中去掉反相器INV3和INV44获得。另外在不改变前第一种调制方案的前提下，通过更改变压器原边同名端的接入点同样能实现类似于第二种调制方式的相同效果。在第二种调制方案中只需再输出端增加一级反相器即可得到与输入端相同的PWM信号。对于第一种方式，PWM信号调制模块A1可以选用上述图6至图9所示方案的任意一种，信号解调模块A2可选用上述图6和图10所示方案的其中一种，再加上隔直电容CX，本发明的第一种信号调制解调方式具有16种电路形式。因此同理，本发明的第二种信号调制解调方式同样具有16种电路形式，在此不再赘述。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims

1.一种脉冲调制磁隔离驱动电路，包括依次相连的PWM信号源、PWM信号调制模块、隔离变压器和信号解调模块，所述隔离变压器将PWM信号调制模块输出的信号隔离传输给信号解调模块，其特征在于：

2.根据权利要求1所述的脉冲调制磁隔离驱动电路，其特征在于：所述隔离变压器的原边绕组（LP）串接有隔直电容（CX）。

3.根据权利要求1或2所述的脉冲调制磁隔离驱动电路，其特征在于：所述的信号调制模块由一个直流电压源（VCC）提供供电电压。

4.根据权利要求3所述的脉冲调制磁隔离驱动电路，其特征在于：所述检测单元包括第一限流电阻（R1）、第一延时电容（C0）、第二限流电阻（R2）、第二延时电容（C1）、第一二极管（D1）和第一三极管（TR1）；所述第一限流电阻（R1）和第二延时电容（C1）的一端相连接，并且该连接点作为检测单元的输入端和第一输出端，连接到所述PWM信号源的输出端，所述第一限流电阻（R1）的另一端通过第一延时电容（C0）接地，并且该连接点作为检测单元的第二输出端，所述第二延时电容（C1）的另一端通过第二限流电阻（R2）接地，所述第一三极管（TR1）的基极与第二延时电容（C1）和第二限流电阻（R2）的连接点相连接，集电极连接到第二输出端，发射极接地，所述第一二极管（D1）连接在第一三极管（TR1）的基极与发射极之间，并且其阴极与第一三极管（TR1）的基极相连接。

5.根据权利要求4所述的脉冲调制磁隔离驱动电路，其特征在于：所述的脉冲发生单元包括第一反相器（INV1）、第二反相器（INV2）、第一P型场效应管（Q1）、第一N型场效应管（Q2）、第二P型场效应管（Q3）和第二N型场效应管（Q4）；所述第一反相器（INV1）的输入端作为脉冲发生单元的第一输入端，与所述检测单元的第一输出端相连接，所述第二反相器（INV2）的输入端作为脉冲发生单元的第二输入端，与所述检测单元的第二输出端相连接，所述第一反相器（INV1）的输出端分别连接到第一P型场效应管（Q1）和第一N型场效应管（Q2）的栅极，第一P型场效应管（Q1）和第一N型场效应管（Q2）的漏极相连接，并作为脉冲发生单元的第一输出端，连接到所述隔离变压器原边绕组（LP）的同名端，所述第二反相器（INV2）的输出端分别连接到第二P型场效应管（Q3）和第二N型场效应管（Q4）的栅极，第二P型场效应管（Q3）和第二N型场效应管（Q4）的漏极相连接，并作为脉冲发生单元的第二输出端，连接到所述隔离变压器原边绕组（LP）的异名端，所述第一P型场效应管（Q1）和第二P型场效应管（Q3）的源极分别连接到所述直流电压源（VCC）的供电端，所述第一N型场效应管（Q2）和第二N型场效应管（Q4）的源极分别接地。

6.根据权利要求5所述的脉冲调制磁隔离驱动电路，其特征在于：所述的脉冲发生单元还包括第二二极管（D2）、第三二极管（D3）、第一电阻（R3）、第四二极管（D4）、第五二极管（D5）和第二电阻（R6）；所述第二二极管（D2）连接在第一反相器（INV1）的输出端与第一P型场效应管（Q1）的栅极之间，所述第三二极管（D3）连接在第一反相器（INV1）的输出端与第一N型场效应管（Q2）的栅极之间，其中，第二二极管（D2）的阳极和第三二极管（D3）的阴极与所述第一反相器（INV1）的输出端相连接，所述第一电阻（R3）连接在第二二极管（D2）的阴极与第三二极管（D3）的阳极之间，所述第四二极管（D4）连接在第二反相器（INV2）的输出端与第二P型场效应管（Q3）的栅极之间，所述第五二极管（D5）连接在第二反相器（INV2）的输出端与第二N型场效应管（Q4）的栅极之间，其中，第四二极管（D4）的阳极和第五二极管（D5）的阴极与所述第二反相器（INV2）的输出端相连接，所述第二电阻（R6）连接在第四二极管（D4）的阴极与第五二极管（D5）的阳极之间。

7.根据权利要求5所述的脉冲调制磁隔离驱动电路，其特征在于：所述的信号解调模块包括第一整流二极管（D24）、滤波电容（C22）、第三电阻（R21）、第四电阻（R22）、第五电阻（R23）、第一PNP型三极管（TR22）、第二整流二极管（D23）、旁路电容（C21）、第一NPN型三极管（TR21）、第五二极管（D21）、第六二极管（D22）、第二NPN型三极管（TR23）和第二PNP型三极管（TR24）；所述隔离变压器副边绕组（LS）的异名端为输出参考地端，所述第一整流二极管（D24）的阳极连接到隔离变压器副边绕组（LS）的同名端，阴极通过滤波电容（C22）连接到输出参考地端，所述第二NPN型三极管（TR23）和第二PNP型三极管（TR24）的基极相连接，并且该连接点作为公共基极，所述第二NPN型三极管（TR23）和第二PNP型三极管（TR24）的发射极相连接，并且该连接点作为脉冲调制磁隔离驱动电路的输出端，所述第二NPN型三极管（TR23）的集电极连接到第一整流二极管（D24）的阴极，所述第二PNP型三极管（TR24）的集电极与输出参考地端相连接，所述隔离变压器副边绕组（LS）的同名端依次通过第三电阻（R21）、第四电阻（R22）和第五电阻（R23）连接到输出参考地端，所述第一PNP型三极管（TR22）的基极连接到第四电阻（R22）和第五电阻（R23）的连接点，发射极与隔离变压器副边绕组（LS）的同名端相连接，集电极连接到第二整流二极管（D23）的阳极，第二整流二极管（D23）的阴极与所述公共基极相连接，所述旁路电容（C21）连接在公共基极与输出参考地端之间，所述第一NPN型三极管（TR21）的基极连接到第四电阻（R22）和第五电阻（R23）的连接点，发射极连接到第三电阻（R21）和第四电阻（R22）的连接点，集电极连接到第五二极管（D21）的阴极，第五二极管（D21）的阳极与输出参考地端相连接，所述第六二极管（D22）的阳极与所述公共基极相连接，阴极连接到第一NPN型三极管（TR21）的集电极。

8.根据权利要求7所所述的脉冲调制磁隔离驱动电路，其特征在于：所述的信号解调模块还包括第三PNP三极管（TR25）；该第三PNP三极管（TR25）连接在所述第一PNP型三极管（TR22）的基极与所述第四电阻（R22）和第五电阻（R23）的连接点之间，其中，所述第三PNP三极管（TR25）的基极与所述第四电阻（R22）和第五电阻（R23）的连接点相连接，发射极与所述第一PNP型三极管（TR22）的基极相连接，集电极与所述第一PNP型三极管（TR22）的集电极相连接。