CN109004837A - 高耐压反激变换器 - Google Patents

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申志鹏
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金若愚
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Abstract

本发明提供一种高耐压反激变换器电路，包括至少两级相同的电源变换器初级绕组单元和均压单元，每级初级绕组单元由相同的初级绕组、控制该初级绕组通断的开关管和相同的吸收电路组成，其连接关系为，初级绕组的一端连接吸收电路的一端作为初级绕组单元的输入端，初级绕组的另一端经开关管的导电流入端后到开关管的导电流出端与吸收电路的另一端，作为初级绕组单元的输出端，各开关管的控制端加有同步的驱动信号，所有初级绕组同相控制且共磁芯；各初级绕组单元相互串联，各均压单元相互串联；各初级绕组单元的串联点与各均压单元的串联点之间连接有阻抗器件。本发明巧妙的通过增加吸收电路，将因开关管关断不一致，产生的电感电流瞬间吸收掉。

Description

高耐压反激变换器
技术领域
本发明涉及一种高耐压变换器电路，特别涉及一种DC-DC或DC-AC变换器输入串联电路。
背景技术
近年来，随着光伏发电、超高压输电等电力行业的迅速发展，其配电系统的输入电压非常高，高达几千伏，现有常规的变换器很难有合适的高压开关管来满足设计要求，为解决开关管电压应力过高的问题，可以采用变换器输入串联的电路结构。
图1是一种公知的具有自动均压功能的高耐压重叠式反激DC-DC变换器电路结构，该电路结构发表于《电工技术杂志》2001年第5期的《耐高压重叠式反激DC-DC变换器设计》。
公知的耐高压重叠式反激变换器(也可简称为高耐压反激变换器)的电路原理图如图1所示，一种高耐压反激变换器，包括输入电路和输出电路，输入电路包括两级串联连接的相同的初级绕组单元和均压单元，每级的初级绕组单元与均压单元并联，各级的初级绕组单元相互串联，各级的均压单元相互串联。其中，第一级的均压单元，由电容C1组成；第二级的均压单元，由电容C2组成；第一级的初级绕组单元包括初级绕组N1和开关管Q1，初级绕组N1的一端作为第一级初级绕组单元的输入端，初级绕组N1的另一端连接开关管Q1的导通电流流入端，开关管Q1的导通电流流出端作为第一级初级绕组单元的输出端。第二级的初级绕组单元包括初级绕组N2和开关管Q2，初级绕组N2的一端作为第二级初级绕组单元的输入端，初级绕组N2的另一端连接开关管Q2的导通电流流入端，开关管Q2的导通电流流出端作为第二级初级绕组单元的输出端。即输入电路为两级串联连接结构，各级输入电路的结构相同，均包括初级绕组单元和均压单元，各级初级绕组单元均包括初级绕组和开关管，初级绕组与开关管串联形成串联支路，均压电容与该串联支路并联。首级初级绕组单元的输入端连接直流电压的正电压端，末级初级绕组单元的输出端接地，各开关管的控制端施加同步的驱动信号，各级初级绕组同相控制且共磁芯。
该公知的电路结构，与一般的单端反激变换的不同之处在于，该耐高压重叠式反激变换器电路的初级绕组被分成完全相同的两部分，即初级绕组N1和初级绕组N2，初级绕组N1和N2分别由开关管Q1和Q2来控制通断，开关管Q1和Q2的栅极施加有同步的驱动信号。这样，理想工作条件下，开关管Q1、Q2同时开通，同时关断，又因初级绕组N1、N2的一致性，A点的电位被均压。虽然该电路可以解决开关管电压应力过高的问题，但该电路实际应用到产品的时候，存在很多可靠性的问题。因为两个开关管的开启电压，以及两个开关管的驱动信号，不可能完美一致，存在很多不可控的差异，这势必会导致该电路结构中的功率开关管Q1、Q2的开通与关断不同步，一旦不同步，就会有如下问题：
一、如图2所示，当开关管开通不一致时，假设开关管Q1先开通，正好此时电容C1的端电压Vc1又大于电容C2的端电压Vc2，由于开关管Q2还未开通，此时，初级绕组N2的极性为上正下负，初级绕组N2感应的正激电压V2将大于Vc2，正激电压V2通过开关管Q2的体二级管给电容C2正激充电，此正激电流很大，会在电流采样电阻上产生一个很大的负向电压，这会影响控制IC正常采样，导致产品批量时过流点的一致性很差。
二、如图3所示，当开关管关断不一致时，在开关管Q1、Q2关断前，变压器的两个初级绕组N1、N2都储存有能量，储存的总能量为假设此时开关管Q1先关断，由于开关管Q2还是导通状态，因此次级的二极管D1仍然截止，由能量守恒定律可知变压器储存的能量不变，而初级绕组N1因开关管Q1已关断，无电流，也就没有能量，因此，变压器所有的储存能量全部加在初级绕组N2上，为由J2＝J得出I2＝2I，也就是说，当开关管Q1先关断，开关管Q2将承受两倍的电感电流，实际产品做好后，这种先后关断的顺序也就固定了，长时间工作，就会出现开关管发热不均，炸机等可靠性的问题，而且，实际应用该电路结构的产品，往往输入电压都很高，串联级数不止两级，电路中也不止两个开关管，开关管越多，这种问题更严重，产品可靠性更低。其中AL为变压器的电感系数，N为初级绕组N1或N2的圈数，I为开关管Q1、Q2同时导通时流过变压器初级侧的电流，I2为开关管Q1关断后，流过开关管Q2回路的电流。
现有技术中，对于问题一，有如下解决方法，如图4所示，在均压A点到变压器T1的中点之间的导线中串联电阻R1，当开关管开通不一致时，如图5所示，后导通的绕组感应的正激电压会经过增加的串联电阻R1给电容充电，该电阻R1起到限流的作用，以致于正激电流并不会很大，从而不影响控制芯片的电流采样，且所增加的电阻R1，阻值应越大越好。
但是，对于问题二，如图6所示，当开关管关断不一致时，由于电感的电流是不能突变的，那么该电阻R1，不但起不到限流的作用，反而会在该电阻R1上产生很大的功耗为P＝I2 2*R1，且产品做好后，这种先后关断的顺序就固定了，长时间工作，该电阻R1将因发热严重而损坏，最终导致产品失效，且该电路结构中绕组串联级数越多，所串联的开关管越多，这种问题更严重，产品可靠性更低。
因此，有必要对现有技术进行改进。
发明内容
有鉴于此，本发明要解决的技术问题为提供一种可靠性更高的高耐压反激变换器。
为解决上述技术问题，本发明通过以下技术措施实现：
一种高耐压反激变换器，包括输入电路，输入电路包括至少两级的初级绕组单元和均压单元，每级的初级绕组单元与均压单元并联，各级的初级绕组单元相互串联，每相邻两初级绕组单元之间形成绕组连接点；各级的均压单元相互串联，每相邻两均压单元之间形成均压串联点，绕组连接点与均压串联点之间连接有阻抗器件；首级初级绕组单元的输入端连接直流电压的正电压端，末级初级绕组单元的输出端接地；其中，每级初级绕组单元均包括初级绕组、开关管和吸收电路，初级绕组的一端作为初级绕组单元的输入端，初级绕组的另一端连接开关管的导通电流流入端，开关管的导通电流流出端作为初级绕组单元的输出端，吸收电路的一端与初级绕组单元的输入端连接，吸收电路的另一端与初级绕组单元的输出端连接；各开关管的控制端施加同步的驱动信号，各级初级绕组同相控制且共磁芯。
优选的，所述均压单元，由第一电容组成，或由第一电容并联第一电阻组成。
优选的，所述吸收电路，由第二电容组成，第二电容为高频电容。
优选的，所述阻抗器件，由电阻或电感组成。
优选的，所述开关管，为MOS管，开关管的导通电流流入端，是MOS管的漏极；开关管的导通电流流出端，是MOS管的源极。
优选的，所述开关管，为三极管，开关管的导通电流流入端，是三极管的集电极；开关管的导通电流流出端，是三极管的发射极。
本发明还提供一种高耐压反激变换器，包括输入电路，输入电路包括至少两级的初级绕组单元和第一电容，每级的初级绕组单元与第一电容并联，各级的初级绕组单元相互串联，每相邻两初级绕组单元之间形成绕组连接点；各级的第一电容相互串联，每相邻两第一电容之间形成电容串联点，绕组连接点与电容串联点之间连接有电阻；首级初级绕组单元的输入端连接直流电压的正电压端，末级初级绕组单元的输出端接地；其中，每级初级绕组单元均包括初级绕组、MOS管和第二电容，初级绕组的一端作为初级绕组单元的输入端，初级绕组的另一端连接MOS管的漏极，MOS管的源极作为初级绕组单元的输出端，第二电容的一端与初级绕组单元的输入端连接，第二电容的另一端与初级绕组单元的输出端连接；各MOS管的控制端施加同步的驱动信号，各级初级绕组同相控制且共磁芯；其中，第二电容为高频电容
相关术语解释：
开关管的控制端：控制开关导通与截止的端口，如对于MOS管，指的是MOS管的栅极；对于三极管，指的是三极管的基极。
开关管的导通电流流入端：开关导通后，电流流入的端口，如对于MOS管，指的是MOS管的漏极，无论N沟道、P沟道、增强型还是耗尽型MOS管，在导通时，电流都是由电压高的漏极流向电压低的源极；对于三极管，指的是三极管的集电极，在导通时，电流是由电压高的集电极流向电压低的发射极。
开关管的导通电流流出端：开关导通后，电流流出的端口，如对于MOS管，指的是MOS管的源极；对于三极管，指的是三极管的发射极。
如上所述，本发明公开了一种高耐压反激变换器电路，包括输入电路，输入电路包括：至少两级相同的电源变换器初级绕组单元和均压单元，每级初级绕组单元由相同的初级绕组、控制该初级绕组通断的开关管和相同的吸收电路组成，其连接关系为，初级绕组的一端连接吸收电路的一端作为初级绕组单元的输入端，初级绕组的另一端经开关管的导电流入端后到开关管的导电流出端与吸收电路的另一端，作为初级绕组单元的输出端，各开关管的控制端加有同步的驱动信号，所有初级绕组同相控制且共磁芯；各初级绕组单元相互串联，各均压单元相互串联；所述各初级绕组单元的串联点与各均压单元的串联点之间连接有阻抗器件。本发明巧妙的通过增加吸收电路，将因开关管关断不一致，产生的电感电流瞬间吸收掉，从而保护均压电阻不被损坏，使产品的可靠性更高。
与现有技术相比，本发明高耐压反激变换器具有如下有益效果：
1、如图7所示，本方案引入吸收电容C11、C12，当开关管Q1、Q2关断不一致产生较大的电感电流时，因吸收电容C11、C12比电解电容C1、C2的高频阻抗小很多，且吸收电容C11、C12所在的电路回路(C11--N1--Q1--C11或C12--N2--Q2--C12)比电解电容C1、C2所在的电路回路(C1--N1--Q1--R1--C1或C2--R1--N2--Q2--C2)阻抗小得多，因此该电感电流能有效的被吸收电容C11、C12吸收掉，从而不流过电阻R1与电解电容C1、C2；
2、本方案引入吸收电路后，可以保护现有方案中的各初级绕组单元的串联点与各均压电容的串联点之间连接的阻抗器件；
3、本发明高耐压反激变换器的吸收电路只需要一个高频电容，增加器件很少，成本低，且易于设计，可靠性高。
附图说明
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。
图1为现有公知技术的高耐压反激变换器电路的原理图；
图2为现有公知技术的高耐压反激变换器电路在开关管开通不一致时的电流回路图；
图3为现有公知技术的高耐压反激变换器电路在开关管关断不一致时的电流回路图；
图4为现有改进技术的高耐压反激变换器电路的原理图；
图5为现有改进技术的高耐压反激变换器电路在开关管开通不一致时的电流回路图；
图6为现有改进技术的高耐压反激变换器电路在开关管关断不一致时的电流回路图；
图7为本发明的高耐压反激变换器的第一实施例电路图；
图8为本发明的高耐压反激变换器的第一实施例在开关管关断不一致时的电流回路图；
图9为本发明的高耐压反激变换器的第二实施例电路图。
具体实施方式
为了使本发明更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
第一实施例
如图7所示为本发明第一实施例的高耐压反激变换器的电路原理图，一种高耐压反激变换器，其电路组成包括：输入电路和输出电路，输入电路包括两级串联连接的相同的电源变换器初级绕组单元和均压单元，每级的初级绕组单元与均压单元并联，各级的初级绕组单元相互串联，各级的均压单元相互串联；首级初级绕组单元的输入端连接直流电压的正电压端，末级初级绕组单元的输出端接地。其中，均压单元，由电容组成，在本实施例中，两级的均压单元分别为电容C1和电容C2。
第一级的初级绕组单元包括初级绕组N1、开关管Q1和吸收电路，开关管Q1为MOS管，吸收电路由电容C11组成，其中，初级绕组N1的一端作为第一级初级绕组单元的输入端，初级绕组N1的另一端连接MOS管Q1的漏极，MOS管Q1的源极作为第一级初级绕组单元的输出端，电容C11的一端与第一级初级绕组单元的输入端连接，电容C11的另一端与第一级初级绕组单元的输出端连接。
第二级的初级绕组单元包括初级绕组N2、开关管Q2和吸收电路，开关管Q2为MOS管，吸收电路由电容C12组成，其中，初级绕组N2的一端作为第二级初级绕组单元的输入端，初级绕组N2的另一端连接MOS管Q2的漏极，MOS管Q2的源极作为第二级初级绕组单元的输出端，电容C12的一端与第二级初级绕组单元的输入端连接，电容C12的另一端与第二级初级绕组单元的输出端连接。
总的来说，各级初级绕组单元均包括初级绕组、开关管和吸收电路，吸收电路由电容组成，吸收电路的一端与同级的初级绕组单元的输入端连接，吸收电路的另一端与同级的初级绕组单元的输出端连接。首级初级绕组单元的输入端连接直流电压的正电压端，末级初级绕组单元的输出端接地，各级开关管的控制端施加同步的驱动信号，各级初级绕组同相控制且共磁芯。
本发明的高耐压反激变换器，每级初级绕组单元由相同的初级绕组N1、N2、控制该初级绕组通断的开关管Q1、Q2和相同的吸收电容C11、C12组成，其连接关系为，初级绕组的一端连接吸收电容的一端作为初级绕组单元的输入端，初级绕组的另一端经开关管的导通电流流入端后到开关管的导通电流流出端与吸收电容的另一端，作为初级绕组单元的输出端，各开关管的控制端施加有同步的驱动信号，各级初级绕组同相控制且共磁芯；各级初级绕组单元相互串联，各级均压电容相互串联；各初级绕组单元的串联点与各均压电容的串联点之间连接有均压电阻。各初级绕组单元的串联点与各均压电容的均压串联点相连接形成各自对应的回路，即电容C1与第一级绕组单元并联形成第一级输入电路，电容C2与第二级绕组单元并联形成第二级输入电路。各级电路独立来看，电流自直流电压的正电压端Vg流出后，经初级绕组N1、开关管Q1与电容C1形成第一级电容C1的回路；经初级绕组N2、开关管Q2与电容C2形成第二级电容C2的回路。若从输入电路的整体来看，电流自直流电压的正电压端Vg流出后，经第一级的初级绕组N1和开关管Q1后，再经第二级的初级绕组N2和开关管Q2后回到直流电压的负电压端。
需要说明的是各级初级绕组单元中的吸收电容为高频电容。在功率等级不一样的实施电路中，吸收电容的取值稍有不一样，功率小时，电流小，这个电容对应的取值相对稍小一点，比如0.1uF的；功率大时，电流大，这个电容取值相对大一点，例如4.7uF的。
本发明高耐压反激变换器的的工作原理如下：
如图8所示，当开关管关断不一致时，假设开关管Q1先关断，由能量守恒定律可知，变压器所有的能量全部加在初级绕组N2上，流过开关管Q2的初级绕组单元的电流瞬间增加，由于吸收电容C12的高频阻抗非常小，使吸收电容C12所在的电路回路(C12--N2--Q2--C12)比电解电容C2所在的电路回路(C2--R1--N2--Q2--C2)阻抗小得多，因此增加的电流瞬间被该电容吸收，而不会流过阻抗较大的均压电阻R1，从而可以很好的保护均压电阻R1，以消除非理想工作条件下的不可控因素所造成的电路控制失效问题，保障电阻R1能稳定、可靠地实现其理论设计的限流作用，进而提高产品的可靠性，保证产品的无故障时长。且本发明高耐压反激变换器只需增加一个高频电容，增加器件很少，成本低，且易于设计，可靠性高。
第二实施例
如图9所示为本发明第二实施例的高耐压反激变换器的电路原理图，与图7不同之处在于本实施例包括：N(N≥2)级相同的电源变换器初级绕组单元和均压电容，串联叠加后电路的工作原理与第一实施例一样，可实现同等功效。
本发明的实施方式不限于此，在其他实施例中，均压单元还可由电容并联一电阻组成；开关管Q1还可采用三极管，以实现相同或相似的功能；按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明中具体实施电路还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (7)

1.一种高耐压反激变换器，包括输入电路，输入电路包括至少两级的初级绕组单元和均压单元，每级的初级绕组单元与均压单元并联，各级的初级绕组单元相互串联，每相邻两初级绕组单元之间形成绕组连接点；各级的均压单元相互串联，每相邻两均压单元之间形成均压串联点，绕组连接点与均压串联点之间连接有阻抗器件；首级初级绕组单元的输入端连接直流电压的正电压端，末级初级绕组单元的输出端接地，其特征在于：
每级初级绕组单元均包括初级绕组、开关管和吸收电路，初级绕组的一端作为初级绕组单元的输入端，初级绕组的另一端连接开关管的导通电流流入端，开关管的导通电流流出端作为初级绕组单元的输出端，吸收电路的一端与初级绕组单元的输入端连接，吸收电路的另一端与初级绕组单元的输出端连接；各开关管的控制端施加同步的驱动信号，各级初级绕组同相控制且共磁芯。
2.根据权利要求1所述的高耐压反激变换器，其特征在于：所述均压单元，由第一电容组成，或由第一电容并联第一电阻组成。
3.根据权利要求1所述的高耐压反激变换器，其特征在于：所述吸收电路，由第二电容组成，第二电容为高频电容。
4.根据权利要求1所述的高耐压反激变换器，其特征在于：所述阻抗器件，由电阻或电感组成。
5.根据权利要求1所述的高耐压反激变换器，其特征在于：所述开关管，为MOS管，开关管的导通电流流入端，是MOS管的漏极；开关管的导通电流流出端，是MOS管的源极。
6.根据权利要求1所述的高耐压反激变换器，其特征在于：所述开关管，为三极管，开关管的导通电流流入端，是三极管的集电极；开关管的导通电流流出端，是三极管的发射极。
7.一种高耐压反激变换器，包括输入电路，输入电路包括至少两级的初级绕组单元和第一电容，每级的初级绕组单元与第一电容并联，各级的初级绕组单元相互串联，每相邻两初级绕组单元之间形成绕组连接点；各级的第一电容相互串联，每相邻两第一电容之间形成电容串联点，绕组连接点与电容串联点之间连接有电阻；首级初级绕组单元的输入端连接直流电压的正电压端，末级初级绕组单元的输出端接地，其特征在于：
每级初级绕组单元均包括初级绕组、MOS管和第二电容，初级绕组的一端作为初级绕组单元的输入端，初级绕组的另一端连接MOS管的漏极，MOS管的源极作为初级绕组单元的输出端，第二电容的一端与初级绕组单元的输入端连接，第二电容的另一端与初级绕组单元的输出端连接；各MOS管的控制端施加同步的驱动信号，各级初级绕组同相控制且共磁芯；其中，第二电容为高频电容。
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