TWI523380B - 用以控制功率轉換器之方法、用於功率轉換器之控制器、以及用以從功率轉換器汲取電力之方法 - Google Patents
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Description
本發明係有關於切換模式功率轉換器(SMPC),包括切換模式電源供應器(SMPS)、反相器及燈具鎮流器。更明確言之,本發明係有關於用以控制功率轉換器之切換之裝置及方法。本發明係特別適合用於用於控制電路用以控制具有雙載子接面電晶體(BJT)作為開關之自我振盪功率轉換器,如GB 2,457,085所述,其內容係以引用方式併入此處。
設計用於高效率而成本敏感的消費者應用用途之電源供應器單元(PSU)及燈具鎮流器常屬切換模式類型,常基於半橋式或全橋式拓樸學。此等拓樸學特別適合其中輸入電壓對輸出電壓比相當受限的較高功率高效率應用。提高切換效率與降低製造成本之持續壓力,迫使需要在切換模式電源供應控制器設計上有創新方法。
若干使用BJT之SMPC為自我振盪式;換言之,一旦作為電源開關的BJT中之一者已經導通,則SMPC將在諧振頻率自動切換而無需進一步控制。此種自我振盪轉換器(SOC)典型地將使用環繞一共用核心之三繞組實現-於反向之二繞組耦接BJT之基極,及流至負載之電流路徑中之一繞組,亦稱負載繞組。此等繞組組成基本驅動變壓器,其提供驅動BJT之所需電流。第2圖顯示此種SOC,繞組T1b及T1c係耦接BJT之基極,及T1d係在流至負載的電流路徑。第2圖所示SOC提供AC電力給變壓器T2。如此達成耦接一次繞組之SOC與藉二次繞組驅動而藉D5、D6及C3平滑化之負載間之電流絕緣。據此,流至負載之電流係用來驅動BJT之振盪。GB 2,457,085描述此種基本SOC如何藉施加各種電流控制,及短路環繞同一核心之第四控制繞組,結果導致受控之SOC(CSOC)。第3圖顯示適合實現為積體電路之控制器的可能配置,耦接控制繞組T1a其可環繞與其它繞組之同一核心,如此磁性耦接之。
雖然場效電晶體(FET)常用在SMPC,原因在於其具有優異切換效能,採用雙載子接面電晶體(BJT)作為主要一次切換元件,允許成本降低(比較MOSFET裝置),但要求相同創新方法來達成相同效能位準。用在切換模式功率轉換器之切換裝置特性對整體系統所能達成之效率具有重大影響。因BJT具有特有較慢切換特性,要緊地須小心設計應用電路來確保切換變遷之最佳化。
參考第1圖,例示說明NPN型電晶體之關閉順序,此處VCE為集極-射極電壓,VBE為基極-射極電壓,及IB為施加至基極之電流。於初始態,當電晶體切換為全導通時,電流流進基極(顯示為IB)及VCE為零。關閉順序包含數個階段:
1) 啟動週期
2) 儲存週期
3) 線性週期
4) 集極升高週期
5) 關閉週期
為了「關閉」導通的BJT,橫過欲關閉之BJT之基極-射極接面可施加低阻抗短路或鉗位。若施加的阻抗夠低,則流進BJT集極之電流完全透過基極端子去除,故射極電流為零。p-n接面電容與基極-射極接面電壓有強力相依性,反向偏壓時為小,而正向偏壓時為大,此等端點間有連續但非線性變遷。
儲存週期期間,電荷從基極去除,耗盡基極-集極接面及基極-射極接面,但電晶體維持飽和(on)態。依據下式,進入集極之電流流出基極及射極端子:
I C =I B +I E
若基極電荷係以恆定電流槽去除,則依據電容器方程式,基極-射極電壓之變化率獲得總基極電容(基極-射極接面及基極-集極接面)之直接指示:
因變壓器之集極-射極電壓尚未開始升高,故儲存週期之損耗相當小而不顯著。
於線性週期期間,電晶體持續導引電流流經集極端子,但因基極-射極電壓顯著降低,故基極-射極接面無法維持完整集極電流。因此,集極電壓開始升高。橫過集極-基極接腳及集極-射極電壓顯著同時出現電壓與電流,造成切換功率損耗。
於集極升高週期期間,若射極電流降至零,其可藉確保基極關閉電流非低於集極電流而達成,則功率損耗為最小化。
於自我振盪半橋式及全橋式功率轉換器拓樸學中,自然出現開關整流。但為了達成調節,控制器依據所接收的功率需求維持頻率,較佳係高於自然振盪頻率。參考第3圖,此係藉由透過在基本驅動變壓器上的控制繞組T1a,短路二電晶體之基極-射極接面,迫使各整流更早發生而達成。藉短路控制繞組,耦接各BJT之基本驅動繞組T1b及T1c被鉗位。基極-射極接面之鉗位使得橫過該接面之電壓約為零。如此具有在儲存、線性及集極升高週期已經經過之後,從導通之電晶體的基極-射極接面去除電荷,迫使該裝置如前述關閉之效果。
然後期望藉去除先前施加至基本驅動變壓器上的控制繞組上的鉗位來允許另一電晶體導通。最佳地,另一電晶體須在集極升高時間後(橫過電晶體電壓約為零)但在一次電流(T2之SOC端繞組電流)逆轉前導通。達成此一目的之一種方法(通常用在其它功率轉換器拓樸學)係從切換(負載)繞組T1d直接或透過分開感測繞組而感測變壓器電壓。此種方法效果良好但較昂貴,要求額外分開組件,不適合集積。業已揭示低成本方法,其結合簡單固定式計時器,使得鉗位施加至基本驅動變壓器歷經預定時間週期。此種方法中,鉗位時間係選用來提供橫過大部分瞬時之最佳切換效率,但該方法無法調整適應影響變數之時間,諸如溫度、製造公差、線路及負載狀況等。
自我振盪功率轉換器之特有問題之一為振盪要求刺激才能起始。常見實現開放回路方法,其中定期產生一脈衝來刺激功率轉換器進入振盪。此種配置要求額外組件,增加總體總成成本,諸如第2圖所示常見配置。電流係透過R1供應來充電起始電容器C7,直到橫過diac X1之電壓達diac觸發電壓為止。於此點,diac導通,將帶正電荷之起始電容器C7連結至Q2之基極,當電荷已從C7移轉至Q2基極時,diac X1停止導通且返回高阻抗態,允許起始程序再度開始。注意起始程序為開放回路,亦即簽發起始脈衝而與電源供應器是否實際上振盪無關。藉此方式,連續起始脈衝對功率轉換器操作造成瞬間但重複干擾。當然此種表現可藉添加額外組件防止,但提高單位成本。
一般而言,切換模式功率轉換器之控制電路耗用小量但顯著比例之總轉換功率。大部分SMPC應用用途運用主變壓器上之輔助繞組,連同整流及調節組件來產生控制電路所要求之低電壓電源。若干其它SMPC應用用途藉由運用直接來從一次繞組之充電泵而免除輔助繞組之需求,但如此犧牲效率。又有其它SMPC應用利用電阻降低器網絡來從高電壓本體電源軌條直接供電控制電路,其要求又更少組件,但極為無效率。
在輕量負載及無負載情況下,SMPC效率係藉於叢發脈衝模式操作而改良,藉此以離散式叢發脈衝而非連續串流簽發功率轉換週期。此種技術共通用在SMPC應用歷經預定時間。但於具電容式串聯元件諸如半橋式、全橋式及cuk轉換器之SMPC拓樸學中,存在有不穩定操作之可能而需避免。
當低於合理地運轉(亦即低於功率轉換器之自然串聯-諧振頻率之頻率)時,存在有轉換器變不穩定或完全停止振盪之風險。如前述,一次電流係由負載電流(從變壓器之二次繞組反映)及磁化電流(其磁化功率變壓器核心)組成。當低於合理地運轉時,負載電流領先一次電壓。若磁化電流為較小,則可能總電流波形之零交越在電壓波形整流之前。如此通稱電容式切換。於習知驅動功率轉換器中,電容式切換造成在切換裝置過度功率散逸,因而須避免。於CSOC中,電容式切換可能造成過度功率散逸,不穩定操作及甚至振盪完全停止。
第2圖顯示一次電路中包括電容式串聯元件C4之具諧振橋式SOC。電容元件的存在表示中點電壓MID強力取決於通過橋式切換元件(Q1及Q2)之電荷平衡。任何殘餘電荷不平衡蓄積在電容器C2上,造成中點電壓偏離最佳電壓(其為HT+與HT-之平均)。若中點電壓誤差過度,則功率轉換器變成鎖定在功率減低模式,只在一個相位傳輸至負載,而轉換效率極為不佳。顯示可忽略Q1及Q2切換時間的小差異,原因在於系統傾向於自我校正歷經多個週期。但於諧振系統中,此處串聯電容元件C4相當小,電荷不平衡效應加劇,故自我校正傾向較不可能防止此種鎖定發生。已存在有許多方案可施加針對變壓器通量不平衡之校正,其包括注入電流來維持變壓器中點端子在正確電壓,需要要求額外組件來實現。
於具電容式串聯元件諸如半橋式、全橋式及cuk轉換器之SMPC拓樸學中,過電流保護常見藉由檢測一次繞組之電流的峰-峰值及比較此值與預定臨界值實現。雖此等方法足以提供抗短路狀況之保護,但較不準確而不適用於實現具有密切界定輸出電流特性諸如恆定電流電池充電器應用等電源供應器。
在無負載狀況下之低耗電變成高度期望,反映出藉耗用較少電力,驅使消費者產品朝向更環境友善。為了達成要求的效能程度,功率轉換器在無負載狀況下運轉時可進入低功率模式,其中功率轉換受遏止。於無負載狀況下,功率轉換器偶爾可退出低功率模式且簽發轉換週期之短叢發脈衝來維持輸出電壓。據此,在無負載狀況下,轉換器可重複地進出低功率模式。要緊地自低功率叢發模式至正常運轉模式係仰賴負載臨界值,其與輸入主變化大為獨立無關,但係在「正常」範圍以內。也期望此一特徵並未增加產品製造成本,因此二次端(變壓器T2)之負載感測電路為非期望。測定模式變遷之正常方法係比較總回路控制參數與固定臨界值。但於利用脈頻調變(PFM)作為調節所傳輸之輸出功率(諸如諧振橋式)轉換器手段之轉換器中,所得切換頻率與施加負載之輸入電壓有強力相依性。
例如於類似第3圖所示典型離線串-並諧振功率轉換器,針對各種負載狀況,施加主電壓與切換頻率間之關係典型地係如第24圖所示。如此可知,頻率(針對控制回路為主控制參數)隨電源電壓之小量變化可有重大改變。因此當
從未經調節之電源操作時,試圖使用切換頻率來檢測無負載狀況不合實際。
依據本發明之一第一構面,提出一種用以控制一功率轉換器之方法,該功率轉換器具有一雙載子接面電晶體(BJT)作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,因而藉由控制磁性耦接至該驅動繞組之一控制繞組可達成對該功率轉換器之控制,該方法包含:選擇性地提供橫過該控制繞組之一短路;監視該負載繞組電流;及當該負載繞組電流降至低於一第一臨界值時移除該短路。
此種方法允許鉗的去除為定時因而減少切換損耗。
較佳,當該負載繞組電流降至低於一第二臨界值時施加短路於第一位置。
負載繞組電流可以多種方式監視。橫過串接該負載繞組之一電阻元件之電壓可用來提供該負載電流之參考。此一參考電壓可提供給控制器作為分開輸入信號,其也可用以監視轉換器之其它功能。
該負載繞組電流係藉參考控制繞組中之電流而監視。控制繞組係耦接該負載繞組,因此控制繞組中之電流可提供負載繞組電流之指示。
藉由監視該負載繞組電流,可判定功率轉換器一次電路之電流是否趨近於零。然後前述方法可用來強制發生整
流(除非已經進行整流)。
較佳,該第一臨界值係基於該控制繞組與該驅動繞組間之匝數比而測定。
較佳,該方法進一步包含:於移除短路後,連結該控制繞組至一電源,用以在該驅動繞組感應一電流而從該BJT之基極去除電荷。藉由此種修改,BJT可更快速切斷而進一步減少切換損耗,再度無需要求額外設備。
較佳,該方法進一步包含:當該驅動繞組中之電流降至低於一第三臨界值時,中斷電源與該控制繞組之連結。
優異地,於控制繞組係連結至電源之情況下的第一臨界值係基於該BJT之瞬時集極電流。
較佳,第三臨界值係實質上為零。
依據本發明之一第二構面,提出一種用於一功率轉換器之控制器,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,該控制器包含:第一及第二控制繞組連結,其係用以連結至磁性耦接該負載繞組及驅動繞組之一控制繞組;耦接在該第一及第二控制繞組連結間之一第一開關;用以監視該負載繞組中之電流之一電流監視元件;及一開關控制器,其係用以選擇性地閉路該第一開關來提供橫過該第一及第二控制繞組連結之一短路,其進一步適用於當電流監視元件判定該負載繞組中之電流已經降至低於一第一臨界值時開路該開關。
較佳,當該負載繞組中之電流已經降至低於一第二臨
界值時,該開關控制器選擇性地閉路該第一開關。
該電流監視元件可藉由參考橫過串接該負載繞組之一電阻元件之電壓而監視該負載繞組中之電流。
該電流監視元件可額外地或另外地藉由參考橫過串接該第一及第二控制繞組連結之電壓而監視該負載繞組中之電流。
較佳,該控制器進一步包含:耦接在該第一控制繞組連結與一電源間之一第二開關;其中該開關控制器係適用於在該第一開關開路後閉路該第二開關,用以感應在該驅動繞組中之電流而從該BJT之基極移除電荷。
較佳,當驅動繞組中之電流降至低於第三臨界值時,第二開關係開路來從該控制繞組解除電源之連結。
優異地,於該控制繞組係連結至電源之情況下,該第一臨界值係基於該BJT之瞬時集極電流。
較佳,第三臨界值實質上為零。
也可提供一種用於一功率轉換器之方法,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,因而藉由選擇性地提供磁性耦接至該驅動繞組之一控制繞組可達成對該功率轉換器之控制,該方法包含:檢測於該負載繞組之電流極性;及當於該負載繞組之電流具有第一極性且橫過控制繞組並無短路時,將該控制繞組連結至一電源來供應電流給BJT之基極而啟動之。
藉由運用此種方法,驅動脈衝可在最有利時間投予BJT,以防因投予脈衝造成切換干擾,此時弱化BJT之啟動。
優異地,於該負載繞組之電流極性係藉量測橫過串接該負載繞組之電阻之電壓而測定。
另外,於該負載繞組之電流極性係藉量測短路時流經控制繞組之電流而決定。
也提供一種用於一功率轉換器之控制器,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,該控制器包含:第一及第二控制繞組連結,其係用以連結至磁性耦接該負載繞組及驅動繞組之一控制繞組;第一及第二電流感測電阻器連結,其係用以連結至串聯耦接該負載繞組之一電流感測電阻器;耦接在該第一及第二控制繞組連結間之一第一開關;耦接在該第一控制繞組連結與電源間之一第二開關;耦接至該第一及第二電流感測電阻器連結之一電壓監視器,其係用以監視該第一及第二電流感測電阻器連結之電壓極性,及因而監視電流感測電阻器之電流極性;及用以選擇性地閉路該第一開關來提供橫過該第一及第二控制繞組連結之短路的一開關控制器,其係適用於選擇性地閉路該第二開關來於第一開關為啟動而電流感測電阻器之電流具有第一極性時,將該第一控制繞組連結耦接至電源。
更提供一種用於一功率轉換器之控制器,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,該控制器包含:第一及第二控制繞組連結,其係用以連結至磁性耦接該負載繞組及驅動繞組之一控制繞組;耦接在該第一及第二控制繞組連結間之一第一開關;耦接在該第一控制繞組連結與電源間之一第二開關;耦接至該第一及第二電流感測電阻器連結之一電流監視器,其係用以監視該第一及第二電流感測電阻器連結之電流極性;及用以選擇性地閉路該第一開關來提供橫過該第一及第二控制繞組連結之短路的一開關控制器,其係適用於選擇性地開路第一開關且閉路該第二開關來於流經控制繞組之電流具有第一極性時,將該第一控制繞組連結耦接至電源。
也提供一種監視一功率轉換器之切換之方法,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,該方法包含:提供磁性耦接該驅動繞組之一控制繞組;監視橫過該控制繞組之電壓;及判定橫過該控制繞組之電壓是否維持低於一臨界值歷經預定時間週期。
此種監視轉換器之切換之方法允許控制器判定使用用來對轉換器產生控制的相同繞組,轉換器之振盪是否不再足夠。
較佳,預定時間週期為功率轉換器之切換週期的預定數目。此點為合乎所需,原因在於轉換器依據寬廣變因數目而以不同頻率操作,及依據切換頻率發生電壓變化。
較佳,該方法進一步包含:當橫過控制繞組之電壓未能超過臨界值歷經預定時間週期時,選擇性地連結控制繞組至電源,用來供應電流給BJT之基極而啟動之。
較佳,該方法進一步包含:選擇性地提供橫過控制繞組之短路;檢測於該負載繞組之電流極性;及當於該負載繞組之電流具有第一極性且橫過控制繞組並無短路時,選擇性地連結控制繞組至電源來供應電流給BJT之基極而啟動之。據此,當判定轉換器不再充分振盪時,驅動脈衝至BJT可在最佳時間傳輸。
此外,可提供一種用於一功率轉換器之控制器,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,該控制器包含:第一及第二控制繞組連結,其係用以連結至磁性耦接該負載繞組及驅動繞組之一控制繞組;耦接該第一及第二控制繞組連結用以監視橫過該第一及第二控制繞組連結之電壓之一第一電壓監視器;及設置而判定所監視的橫過該第一及第二控制繞組連結之電壓是否維持低於臨界值歷經預定時間週期之一檢測器。
依據本發明之又一構面,提出一種用以從一功率轉換器汲取電力之方法,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,因而藉由控制磁性耦接至該驅動繞組之具有第一及第二端之一控制繞組可達成對該功率轉換器之控制,該方法包含:將該控制繞組之第一端耦接至一第一電源供應軌條;監視該控制繞組上的電壓;當該控制繞組上之電壓超過一臨界值時,將該控制繞組之第二端耦接至一第二電源供應軌條來使電力從該控制繞組汲取至該電源供應軌條。
據此,運用與用於轉換器之控制相同繞組,控制器可以高效率從轉換器汲取電力。
較佳,該方法進一步包含當橫過該電源供應軌條之電壓超過一第二臨界值時,中斷該控制繞組之第二端與該第二電源供應軌條之連結。如此使得電源供器軌條具有受控電壓。
較佳,該第一及第二電源供應軌條具有一儲能器耦接其間用以吸收從該控制繞組所汲取之電力。該儲存能較佳為電容器。
本發明更提供一種用於一功率轉換器之控制器,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,該控制器包含:第一及第二控制繞組連結,其係用以連結至磁性耦接該負載繞組及驅動繞組之一控制繞組;用以連結至一儲能器之第一及第二儲能器連結;耦接在該第一控制繞組連結與該第一儲能器連結間之一第一開關;耦接在該第二控制繞組連結與該第二儲能器連結間之一第二開關;一電壓監視器,耦接至該第一及第二控制繞組連結及配置來判定何時橫過該第一及第二控制繞組連結之電壓係超過一臨界值;及配置來選擇性地閉路該第一及第二開關之一開關控制器;其中該開關控制器係配置來當該電壓監視器判定橫過該第一及第二控制繞組連結之電壓超過該臨界值時閉路該第一及第二開關。
依據本發明之又一構面,提出一種用以一控制一功率轉換器之方法,該功率轉換器具有兩個BJT作為呈半橋配置之開關,該等BJT之基極係連結至個別驅動繞組,該等驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,該負載繞組係耦接該等開關之中點且承載該功率轉換器負載電流,因而藉由控制磁性耦接至該驅動繞組之一控制繞組可達成對該功率轉換器之控制,該方法包含:選擇性地提供多個交流驅動脈衝之叢發脈衝給該控制繞組來驅動該等BJT之切換,各個叢發脈衝具有一第一脈衝及一最末脈衝;其中各叢發脈衝之第一或最末脈衝中之至少一者的相位係依據下列中之至少一者控制:各叢發脈衝之第一脈衝之相位係與前一叢發脈衝之最末脈衝之相位相反;各叢發脈衝之第一脈衝之相位係與前一叢發脈衝之第一脈衝之相位相反;及各叢發脈衝之最末脈衝之相位係與前一叢發脈衝之最末脈衝之相位相反。
前文配置提供範圍之方式,其中該第一脈衝及最末脈衝之相位可經控制因而試圖確保輸出電源電壓係維持儘可能地接近最佳值。不同計畫可分別地或組合地使用,例如藉由控制第一脈衝與前一叢發脈衝之第一脈衝相反,同時也確保各個叢發脈衝之最末脈衝係與前一叢發脈衝之最末脈衝相反。該方法通常一次只使用一項計畫或組合,但須瞭解該等計畫在使用期間可經修改。
換言之,各個叢發脈衝之第一脈衝相位可配置成與前一叢發脈衝之最末脈衝的相位相反。於其它情況下,各個叢發脈衝之第一脈衝相位可配置成與前一叢發脈衝之前一脈衝的相位相反。此外,於又一配置中,各個叢發脈衝之最末脈衝相位可配置成與前一叢發脈衝之最末脈衝的相位相反。
前述方法可協助維持半橋的中點電壓在適當值而避免轉換器之拖延。
於本發明之又一構面中,可提供一種用於一功率轉換器之控制器,該功率轉換器具有兩個BJT作為呈半橋配置之開關,該等BJT之基極係連結至個別驅動繞組,該等驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,該負載繞組係耦接該等開關之中點且承載該功率轉換器負載電流,該控制器包含:第一及第二控制繞組連結,其係用以連結至磁性耦接該負載繞組及驅動繞組之一控制繞組;耦接在該第一控制繞組連結與一電源間之一第一開關;耦接在該第二控制繞組連結與一電源間之一第二開關;及一開關控制器,其係用以選擇性地閉路該第一及第二開關來提供多個交流驅動脈衝之叢發脈衝給該控制繞組連結,各個叢發脈衝具有一第一脈衝及一最末脈衝,其中該第一及第二開關係經控制使得各叢發脈衝之第一或最末脈衝中之至少一者係依據下列中之至少一者控制:各叢發脈衝之第一脈衝之相位係與前一叢發脈衝之最末脈衝之相位相反;各叢發脈衝之第一脈衝之相位係與前一叢發脈衝之第一脈衝之相位相反;及各叢發脈衝之最末脈衝之相位係與前一叢發脈衝之最末脈衝之相位相反。
如前述,不同計畫可個別地使用或以適當組合用來控制轉換器之電壓。
也可提供一種用於一功率轉換器之控制器,該功率轉換器具有兩個BJT作為呈半橋配置之開關,該等BJT之基極係連結至個別驅動繞組,該等驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,該負載繞組係耦接該等開關之中點且承載該功率轉換器負載電流,該控制器包含:第一及第二控制繞組連結,其係用以連結至磁性耦接該負載繞組及驅動繞組之一控制繞組;耦接在該第一控制繞組連結與一電源間之一第一開關;耦接在該第二控制繞組連結與一電源間之一第二開關:及一開關控制器,其係用以選擇性地閉路該第一及第二開關來提供多個交流驅動脈衝之叢發脈衝給該控制繞組連結,其中在各個叢發脈衝結束時的驅動脈衝係藉關閉並未在前一個叢發脈衝結束時提供驅動脈衝的開關而提供。
較佳,各個叢發脈衝係始於閉合尚未提供前一脈衝的開關而開始。
本發明之又一構面係提供一種控制具有一變壓器之一功率轉換器之方法,該變壓器具有一一次輸入繞組及一二次輸出繞組,該方法包含:測量流經串聯耦接該一次輸入繞組之一電阻器之平均整流交流電流;比較該平均整流電流與一參考位準;及基於該平均電流與該參考位準間之差而控制該功率轉換器之切換。
據此,可極為準確地判定平均電流,如此達成轉換器之良好控制,原因在於平均交流電係參考電阻器測定,其通常具有良好界定值而不會隨操作條件有顯著改變。
較佳,該測量步驟包括:測量橫過該電阻器之全波整流電壓;及以濾波器平均化該整流電壓。
較佳,該比較步驟包括積分該平均交流電流與一參考位準間之差;及該功率轉換器係基於此而加以控制之該差值為該平均電流與參考位準間之積分差。
依據本發明之另一構面,提出一種用於具有一變壓器及一開關之一切換功率轉換器之控制器,該變壓器具有一一次輸入繞組及一二次輸出繞組,該控制器包含:第一及第二電流感測電阻器連結,其係用以連結至串聯耦接該一次輸入繞組之一電流感測電阻器;一測量器,其係用以測定流經該電流感測電阻器之平均整流交流電流;一比較器,其係用以比較該平均整流電流與一參考位準;其中該控制器係基於該比較器之輸出而控制該開關之切換。
較佳,該測量器包含:耦接至該第一及第二電流感測電阻器連結,用以整流藉流經其中之切換電流所感應之橫過該電流感測電阻器之電壓之一整流器;及用以濾波該整流電壓之一低通濾波器。
依據本發明之又一構面,提供一種控制一功率轉換器之方法,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,因而藉由控制磁性耦接至該驅動繞組之具有第一及第二端之一控制繞組可達成對該功率轉換器之控制,該方法包含:藉由量測橫過串接該負載繞組之一電阻的電壓而監視於該負載繞組流動之電流;及當在該負載繞組流動之電流降至低於一臨界值時進入一低功率模式,其中於該低功率模式期間,橫過該控制繞組施加一短路用以阻止該功率轉換器之操作。
較佳,當在該負載繞組流動之電流實部降至低於臨界值時進入低功率模式。
另外,當在該負載繞組流動之平均整流電流降至低於該臨界值時進入低功率模式。
於平均整流電流用來判定何時進入低功率模式之情況下,臨界值較佳為該功率轉換器之切換頻率之函數。
較佳,該方法進一步包含:基於當進入低功率模式時該功率轉換器之切換頻率,記錄一第二臨界值;監視該功率轉換器之要求切換頻率;及當該要求切換頻率降至低於該臨界值時退出該低功率模式。
本發明也提供一種用於一功率轉換器之控制器,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,該控制器包含:第一及第二控制繞組連結,其係用以連結至磁性耦接該負載繞組及驅動繞組之一控制繞組;耦接在該第一控制繞組連結與第二控制繞組連結間之一第一開關;用以連結至與該負載繞組串接之一電流感測電阻器之第一及第二電流感測電阻器連結;耦接至該第一及第二電流感測電阻器連結用以監視橫過該電流感測電阻器之電壓之一監視器,其係適用於判定何時於該負載繞組之電流係降至低於一臨界值;其係進一步包含一開關控制器,其係適用於當該監視器判定於該負載繞組之電流係降至低於臨界值時,進入一低功率模式,其中當在該低功率模式中,該開關控制器閉路該第一開關而在該第一及第二控制繞組連結間施加一短路用以遏止於在功率轉換器之功率轉換。
選擇性地,該監視器係適用於判定何時流動於該負載繞組之電流實部係降至低於該臨界值。
另外,該監視器係適用於判定於該負載繞組之平均整流電流係降至低於臨界值。
於後述情況下,臨界值較佳為該功率轉換器之切換頻率之函數。
較佳,該開關控制器產生用以控制該功率轉換器之切換頻率之一控制信號;其中該開關控制器基於當進入該低功率模式時的控制信號件而記錄之第二臨界值;進一步其中當該控制信號到達第二臨界值時,該開關控制器結束該低功率模式。
現在將參考附圖舉例說明本發明,附圖中:
第1圖為於BJT之典型關閉變遷期間,基極-射極電壓、集極-射極電壓及基極電流波形之線圖;
第2圖為具有二端交流開關(diac)起始電路之自我振盪轉換器(SOC)之示意圖;
第3圖為具有控制器透過控制繞組而耦接之半橋CSOC之示意圖;
第4圖為針對第3圖具有最佳鉗位時間之CSOC之Q1、Q2之橋式電壓、一次電流、基極電流及基極-射極電壓之波形之線圖;
第5圖為具有次最佳鉗位時間之波形之線圖;
第6圖為藉由相對於預定臨界值,比較基極-射極接面電壓,用以測定關閉程序之線性週期結果之代表性電路;
第7圖為類似第6圖,但顯示修改來允許電路係以變壓器耦接半橋應用操作;
第8圖為針對具有插入額外電流槽階段來加速關閉之Q1的橋式電壓、基極電流及集極電流之波形之線圖;
第9圖為針對CSOC的橋式電壓、一次繞組電流、基極-射極電流及集極電流之波形之線圖,指示於切換週期期間之不同時間簽發開始脈衝之效應;
第10圖為電路之部分示意圖,其係針對第3圖之開關S1、S2、S3及S4,感測施加至控制變壓器繞組而產生開關控制信號之一次電流方向及鉗位狀態;
第11圖為類似第3圖之半橋CSOC之示意圖,具有中接開關S1、S2間插之阻抗X1、X2;
第12圖為開關波形之線圖,包括變壓器控制繞組電壓TX1、TX2及家用電源供應電壓VDD;
第13圖為當於叢發模式以第一重複脈衝樣式操作時,針對第3圖之CSOC橋式之電壓波形及之中電壓之代表性線圖;
第14圖係類似第13圖,但顯示帶有第二重複脈衝樣式之表現;
第15圖係類似第13圖及第14圖,但顯示帶有第三重複脈衝樣式之表現;
第16圖為電路之部分示意圖,其係傳輸在叢發脈衝內部之電力週期,其係始於前一叢發脈衝之相反相位;
第17圖為電路之部分示意圖,其係傳輸在叢發脈衝內部之電力週期,其係止於前一叢發脈衝之相反相位;
第18圖為用來從交流一次電流波形導出平均一次電流及利用此一參數來控制功率轉換器之電路示意圖;
第19圖為第18圖相關之關鍵波形之線圖;
第20圖為實現第18圖所給定方塊圖示意之可能電路之部分示意圖;
第21圖為類似第12圖之半橋SCOC具有更可靠的起始加強;
第22圖為基於平均一次電流之實部與固定臨界值做比較,控制進入低功率叢發模式之電路之部分示意圖;
第23圖為基於總平均一次電流之實部與主回路控制電壓做比較,控制進入低功率叢發模式之電路之部分示意圖;
第24圖為取自典型諧振模式半橋功率轉換器,針對各種負載狀況,切換頻率呈供應電壓之函數之線圖;
第25圖為針對供應電壓範圍,平均電流呈切換頻率之函數之線圖;
第26圖為基於本控制電壓對回路控制電壓之前一樣本做比較,控制從低功率叢發模式退出之電路之部分示意圖;
第27圖為充電與放電VDD之切換波形之線圖;及
第28圖為發送起始脈衝之切換波形之線圖。
本實施例係有關一種控制器及用於具有半橋拓樸學之SMPC之操作方法。熟諳技藝人士瞭解其也可用於其它SMPC或CSOC。此處揭示之原理係以NPN型一次雙載子切換電晶體形式呈現,但同等適用於PNP型一次開關,只要電流方向逆轉即可,如熟諳技藝人士顯然易知。
第4圖為線圖顯示歷經數次振盪,第3圖所示CSOC對時間之各項特性之作圖。例示說明兩個BJT之中點電壓(V(bridge));於一次繞組之電流(Iprimary);移動入BJT Q1及Q2基極之電流(Ib(Q1)及Ib(Q2));及Q1及Q2之基極-射極電壓(Vbe(Q1)及Vbe(Q2))。第4圖顯示於較佳切換樣式(整流)之事件序列如下:
t1-Q1被導通,電流流入Q1基極及集極及流出Q1射極。
t2-鉗位係施加至控制變壓器繞組T1a,從Q1基極移開電荷來關閉Q1。
t3-最終Q1關閉,Q1集極-射極電壓增高(以V(bridge)顯示)指示,及流經控制變壓器繞組T1b之電流實質上降至零。同時,鉗位被移除,Q2「反相」導通,電流流入Q2基極及流出Q2集極。
若鉗位過早被移除(亦即橋式電晶體已經整流),則BJT整流時間將延長,可能縮短切換效率及切換頻率。但若鉗位過遲被移除(在電流已經反相之後),於集極電壓已經開始升高後,BJT將被導通,如此喪失零電壓切換的效率及EMI效果。當最好係從基極-控制變壓器繞組移除鉗位時,在BJT整流與電流逆轉間有一段短時間週期。注意當功率轉換器係在接近功率轉換器電路之自然諧振頻率運轉時,此一時間週期可能極短。
現在參考第5圖,顯示當鉗位過遲移除之情況下的切換樣式(整流):
t1-Q1被導通,電流流入Q1基極及集極及流出Q1射極。
t2-鉗位係施加至控制變壓器繞組T1a,從Q1基極移開電荷來關閉Q1。
t3-最終Q1關閉,減低 一次電流流入Q2基極及流出Q2集極,使得Q2係「反向」操作。鉗位持續施加來控制變壓器繞組。
t1-Q1被導通,電流流入Q1基極及集極及流出Q1射極。
t2-鉗位係施加至控制變壓器繞組T1a,從Q1基極移開電荷來關閉Q1。
t3-最終Q1關閉,Q1集極-射極電壓增高(以V(bridge)顯示)指示,及流經控制變壓器繞組T1b之電流實質上降至零。同時,鉗位被移除,Q2「反相」導通,電流流入Q2基極及流出Q2集極。
t4-一次電流交叉通過零,但當Q1及Q2皆關閉時,一次電流充電在Q1、Q2接面上的殘餘電容,迫使橋式電壓升高。
t5-鉗位被去除,允許Q2導通,使得橋式電壓實質上降至零,結果由於非零電壓切換方法故,切換電力損耗。
於極端情況下,去除鉗位極遲將使功率轉換器絲毫也無法振盪。
現在描述當施加關閉鉗位時操作,線性週期結束之檢測方法,該方法可由控制器未使用任何額外分開組件運用。於關閉處理期間,直接或透過變壓器,鉗位連結至基極-射極接面來去除儲存在基極-射極接面之電荷。放電電流流經鉗位,發展出由控制器所感測的小型電壓。BJT之基極-射極電壓係顯示於第1圖,連同集極-射極電壓及基極電流。可知當電荷已經實質上從電晶體基極-射極區移開時,在線性區終點,基極-射極電壓驟然降至零。如前述,當流出基極之電流實質上降至零時,使得電晶體基極-射極電壓在線性區終點實質上降至零,可能最佳化時間用來減低切換損耗。
適用於檢測線性區終點之電路係顯示於第6圖。BJT Q1之基極-射極電壓係透過電阻器R5、R6而以比較器COMP 1感測。臨界值檢測電壓係藉參考電壓Vref及電阻器R3、R4設定。臨界值電壓可經擇定為在正常啟動態於該負載繞組之電流極性與零間之任何電壓,其係取決於所施加之鉗位電阻及BJT特性。於典型應用中,臨界值可為約40毫伏特。該方法對臨界值電壓因溫度、製造公差、時間延遲(比較器電路
及隨後電路)之變化相當有容許度。針對第3圖之電路,其中透過控制變壓器繞組而感測基極-射極電流,利用第7圖之切換配置,可精心製作電路來轉而感測各個BJT之基極-射極。此處從控制電路提供表示一次電流極性之信號「CPOL」。CPOL控制四個開關,或為正常或反相呈現控制變壓器繞組給比較器,取決於CPOL控制信號。此種情況下,電壓臨界值係取決於變壓器匝數。
此種檢測線性週期結束之方法,及使用此項檢測來最佳化雙載子開關之導通興關閉可應用至大部分即便並非全部切換功率轉換器拓樸學。
前述鉗位處理可藉基極-射極接面電荷之主動移除而擴大。比較第4圖(如前述)與第8圖,現在有涉及關閉BJT之額外階段,結果導致整流。本圖也顯示Q1之集極電流為Ic(Q1)。現在關閉A1之順序如下示:t1-Q1被導通,電流流入Q1基極及集極及流出Q1射極;t2-鉗位係施加至控制變壓器繞組,從Q1基極移開電荷來關閉Q1;t3-當流經鉗位之電流已經降低(負電流振幅減低)至第一檢測位準ID1時,鉗位去除,電流源連結至控制變壓器,藉此從Q1基極主動持續去除電荷;t4-最終Q1關閉,以Q1集極-射極電壓增高及Q1基極-射極電流(流經鉗位之電流)降至第二檢測位準ID2指示。同時電流源被移開,Q2逆向導通,電流流進Q2基極及流出Q2集極。
第一檢測位準ID1之數值較佳係選擇為回應於且實質上低於Q1集極電流之期望峰值,使得t3係對齊線性週期起點。於一簡單實施例中,檢測位準ID1可以是預定值。另外,ID1之值可回應於控制器內部之控制變數諸如VCTRL(其係與集極電流之期望峰值有強力關係)作選擇。再度另外,ID1之值可回應於先前週期之峰值集極電流值,由此可測定本切換週期之集極電流之期望峰值。第二檢測位準ID2值較佳係選擇實質上為零,指令線性週期的結束。比較前述方法,線性週期期間從基極提取的電流為較佳,結果導致較短的線性週期,及因而較低的切換損耗。
回頭參考第3圖,控制器可用來在不作用週期後,諸如首次啟動,或進入叢發模式(容後詳述),刺激CSOC進入振盪。CSOC可始於發送大量由控制器所簽發的驅動脈衝通過控制繞組T1a,迫使BJT交替導通歷經數個週期直至CSOC開始自我振盪。此等起始脈衝使用取自家用電源「VDD」之電荷來導通BJT Q1及Q2。若起始脈衝未同步化至電流波形零交越點,則可能浪費部分或全部此種電荷。
第9圖為線圖顯示第3圖所示CSOC之各項特性相對於時間之作圖,及於週期期間的不同時間導入起始脈衝之效應。例示說明者為在兩個BJT之中點電壓(V(bridge));於一次繞組之電流(Iprimary);移動入BJT Q1及Q2基極之電流(Ib(Q1)及Ib(Q2));及Q1及Q2之基極-射極電壓(Vbe(Q1)及Vbe(Q2))。Istart表示在週期的多個可能點加至該週期之起始脈衝,及Ib(Q1)及Ib(Q2)上的虛線表示此種起始脈衝分別對此等電流產生的效應。
開始時,主變壓器的電流「Iprimary」因先前切換活動而可能有若干殘餘振盪。於本實例中,多個可能時間被考慮用來簽發起始脈衝,其意圖導通Q1(藉由反相,也可推定導通Q2之相當可能性)。
t1-當電流Iprimary係在反向流動時簽發起始脈衝。起始脈衝電流加至流進Q1基極及流出Q1集極之電流,藉此蓄積電荷在整流DC軌條「HT+」;
t2-當電流Iprimary係在正確方向流動時簽發起始脈衝。起始脈衝電流加至Q1之成比例基極電流,強化導通;
t3-起始脈衝從鉗位關閉電流中扣除,弱化且略延長Q1之關閉;
t4-當電流Iprimary係在反向流動時簽發起始脈衝。起始脈衝電流從流進Q1基極及流出Q1集極之電流中扣除,藉此蓄積略為較少電荷在整流DC軌條「HT-」;
t5-起始脈衝從Q2之成比例基極電流扣除,強化導通,及可能迫使非期望的整流;
t6-起始脈衝加至鉗位關閉電流,強化且略縮短Q2之關閉。
因此,簽發起始脈衝用以導通Q1之最佳瞬間係在週期t2期間,及較佳係在此一週期起點,此時電流Iprimary係在正確方向流動及鉗位未施加至控制變壓器繞組。
實現導通同步化之一個可能實施例給定於第10圖。電路包括電阻器RCS,該電阻器係配置在切換電流路徑且與一次繞組串接。此一電阻器較佳係配置串接在電容C4與軌條HT-間。比較器COMP2感測流經電阻器RCS之一次電流,產生指示一次電流極性之信號CPOL。CLAMP輸入信號(作動高)透過或(OR)閘OR1及OR2驅動開關S3及S4之致動(閉路)來施加鉗位給控制變壓器繞組。START_PULSE_ENABLE輸入信號為作動高歷經要求起始脈衝之時間,較佳係歷經一序列兩個切換週期之時間。兩個及(AND)閘之輸出AND1及AND2致動開關S1及S2(第3圖中指述之開關)用以使電流從VDD通過控制繞組作為驅動脈衝或起始脈衝來驅動Q1及Q2之振盪。第28圖列舉電路如何實際發揮作用之實例,此處START_PULSE_ENABLE係藉START表示,顯示開關S1至S4之實際切換,替代由第10圖電路輸出。
另外,可以其它方式判定一次電流之極性及因而判定CPOL。更明確言之,當施加鉗位時,回應於電流流經負載繞組,電流可流經控制繞組,原因在於其為磁性耦接(環繞同一核心捲繞)。如此,當鉗位在定位時可判定電流極性。當判定電流具正確極性時,鉗位可去除而驅動脈衝提供給控制繞組。
為了監視功率轉換器之振盪,已知一種方法,其允許藉感測控制變壓器繞組T1a上的電壓波形而監視功率轉換器之振盪。參考第3圖,開關S1及S2關閉來產生起始脈衝(其引發振盪),且若CSOC維持正常振盪,則隨後可維持開路。如前文描述,藉週期性地閉路與開路開關S3、S4,維持頻率控制。各個功率轉換週期期間,控制變壓器繞組各端之電壓漂移係藉比較器或相當物而與預先界定之臨界值作比較。若於任何週期之電壓漂移未能超過臨界值,則產生信號指示控制器已經停止振盪。如此允許控制器作診斷動作(例如給外部系統加錯誤狀況之旗標)或補救動作(例如如前述,藉簽發驅動脈衝而重啟振盪)。優異地,某些類比或數位濾波可用來最小化產生錯誤警報之可能。
為了滿足功之高效率與低成本間之矛盾需求,已經設計一種方法用來維持直接從控制變壓器針對控制電路之供應軌條。此種方法特別適用於自我振盪功率轉換器,諸如第3圖所示半橋功率轉換器電路。
參考第11圖,控制器IC藉週期性地鉗位,亦即閉路一對開關S3及S4來施加鉗位給繞組T1a(其為基本驅動變壓器之控制繞組)而維持切換頻率之控制。藉正常變壓器動作,此鉗位具有關閉目前導通的任一個BJT(Q1或Q2)效果,及藉此結束本切換週期(另外,可關閉S1及S2成對,而非S3及S4)。當控制器去除鉗位時,其可開啟一個開關(例如開關S3),但留下另一開關閉合(例如S4),使得基本驅動變壓器之控制繞組T1a之一端可與其它繞組之反映電壓一致地自由移動。結果,透過基本驅動變壓器反映,「游離」端(於S4維持閉合之情況下,TX1)升高至藉Q1之正向偏壓基極-射極接面電壓而決定的電壓。在TX1之反映電壓感測得高於供應電壓VDD,則控制器可閉合開關S1,使得電流從GND軌條流經開關S4(其維持閉合),通過變壓器繞組TX1,及從該處通過開關S1至供應軌條VDD,此處電荷蓄積在本地解耦電容器C1,使電壓VDD升高。當電壓VDD充分升高而達成期望值(VREG)時,控制器再度開啟S2。當然,若VDD已經在VREG,則在該週期,S2絲毫也不閉路,原因在於無需額外電力。藉使用交替開關,此一模式在切換週期之反相交替,藉出現功率轉換器之切換頻率兩倍的能脈衝,VDD供應軌條維持極為接近期望電壓VREG。
可能來自基本驅動變壓器之能換向動作可能導致BJT之基本驅動不足,結果導致無法預測的切換表現。藉中間插入串接各開關之一阻抗可予避免,該阻抗顯示於第11圖阻抗X1、X2,其限制自變壓器汲取之電流,留下足夠基本驅動電流來適當導通各BJT。如熟諳技藝人士顯然易知,此一阻抗可為電阻器、電感、電流源或開關本身的阻抗。
第12圖例示說明開關S1至S4可能的切換輪廓,也顯示在電源軌條VDD上的電壓、期望電壓VREG、及針對第11圖電路在TX1及TX2感測之電壓。
可能的加強顯示於第21圖,其中額外供應軌條VAUX具有額外解耦電容器C2。如圖指示,雖然VDD較佳為3.3伏特電源,但VAUX可以是5伏特電源等。於本實施例中,靜電保護二極體D1-D4係耦合在VAUX、控制繞組接點與地電位間。此處目的係以可靠方式提供達成系統起動之手段,同時針對控制電路而從控制變壓器繞組汲取電力。
於初始態,當功率轉換器尚未操作歷經長時間,可假設電容器C1及C2實質上放電。據此,控制器無法提供驅動脈衝來在功率轉換器起動振盪。推定提供某些手段用以起
始振盪(諸如第2圖顯示之diac X1)。此種起始係足夠導通Q1,使得反映Q1基極-射極電壓至正向偏壓二極體對D1、D4,藉此充電輔助軌條解耦電容器C2。因縫擇小的C2值,故需相對小量態來將VAUX電壓從零升高至足夠供電控制器於低功率模式跑。從此點前進,控制器維持控制作為振盪器之基本位準,於最大頻率交替閉合開關S3、S4,其確保在輸出端產生之電壓不超過目標輸出電壓。同時,控制器也交替閉合開關S1、S2,允許橫過繞組T1a之電壓透過阻抗X1、X2而充電VDD軌條。歷經多個切換週期,VDD軌條之電壓最終升高而高於目標電壓(本例為3.3V)。此時,控制器改變模式,原因在於VDD軌條現在有足夠電荷來維持正常運作。如此,控制器現在可開始調控切換頻率及執行更先進功能。VDD電源現在略高於目標電壓,控制器改變S1-S4切換相位,故電荷從VDD軌條去除,造成VDD軌條電壓下降。波形實例顯示於第27圖。如此控制器可藉修改開關相位(藉反相(乒乓方式)或較佳藉線性相位調變)而調節VDD軌條電壓。
參考第3及13圖,舉例說明以叢發模式操作之諧振半橋應用,其中各個「叢發脈衝」包含奇數半週期(第13圖所示三個半週期)。VBRIDGE及VMID分別表示橫過橋之電壓及在中點MID之電壓。若各個叢發脈衝始於前一個叢發脈衝之同相位,則藉一次開關Q1及Q2傳輸之潛在直流電流為非零,結果導致中點電壓VMID偏離理想值。目前有方法可遏止此一傾向,諸如確保各叢發脈衝包括較大數目脈衝。但此等
方法通常要求低頻叢發脈衝重複率,傾向於從變壓器及相關聯之組件產生可聽聞雜訊。第14圖顯示其中控制器簽發偶數電力週期來維持平衡之另一方法。但此一方法要求由第一及第二脈衝傳輸之電力為良好平衡,其並未能良好適合有相對慢切換裝置諸如BJT之諧振轉換器。
於低負載狀況之不穩定操作可藉第一叢發策略而予避免,其中在叢發脈衝內部簽發功率週期,其係始於前一叢發脈衝之相反相位,如第15圖所示。藉此方式,去除因簽發脈衝命令導致之功率不對稱。
允許控制器簽發此種交替叢發脈衝之一個可能實施例係使用除2正反器,其判定脈衝業已發現之開始相位,如第16圖所示。時鐘輸入信號係藉BURST ENABLE信號驅動,該信號在每個叢發脈衝起點計時正反器一次。正反器之輸出BURST PHASE CONTROL係用來控制各個叢發脈衝起點相位,例如藉控制開關S1及S2用來開始叢發脈衝之信號而控制。
另外,在低負載狀況的不穩定操作可藉第二叢發策略避免,其中在叢發脈衝簽發功率週期,其係結束在前一叢發脈衝的相反相位。此種情況下,可能實施例係類似先前所述,但時鐘輸入信號係藉BURST ENABLE之反相而驅動使得正反器在各叢發脈衝結束時計時一次,如第17圖所示。正反器之輸出BURST PHASE CONTROL係用來控制各個叢發脈衝結束時的相位。各種情況下,藉總控制回路特性,可判定各叢發脈衝之脈衝重複率及持續時間。
另外,再度藉組合該第一及第二策略來形成第三策略可避免於低負載狀況的不穩定操作,其中功率週期係在叢發脈衝內部簽發,其係開始與結束在前一叢發脈衝之相反相位。此點特別合乎所需,原因在於通過之電荷量可針對叢發脈衝內部之不同脈衝為不同,故各脈衝係在下一叢發脈衝相應抵消。
可採用又一策略,此處各叢發脈衝之初始脈衝係控制為與前一叢發脈衝之最後脈衝相反。可使用與第16及17圖配置相似的配置。在各叢發脈衝結束時,脈衝相位經測定及反相且用來設定下一脈衝之第一脈衝之相位。藉此方式,各叢發脈衝可以下一邏輯相位脈衝而從前一叢發脈衝有效接續。
於前述各策略,各叢發脈衝之脈衝重複率及持續時間可藉普遍線路及負載狀況及總控制回路特性而決定。較輕負載或較高線路電壓狀況造成有較大比例時間耗在低功率模式。叢發脈衝重複率係取決於總控制回路之特徵反應,其係藉線路及負載狀況界定,也係藉總回路增益及頻率極低及零的數目及位置界定。舉例言之,有較快暫態反應之系統將具有快速叢發脈衝重複率。
在驅動脈衝之各次叢發間,功率轉換器較佳絲毫也未進行任何功率轉換。如此,於叢發脈衝間之時間,功率轉換器將於前述低功率模式操作。當於低功率模式,功率轉換器之振盪可藉維持橫過控制繞組之短路加以遏止。容後詳述,叢發模式因而可視為當在無負載或低負載狀況下,
控制器進入與定期退出低功率模式的自然結果。
描述一種方法用以準確地估算帶有AC耦合一次繞組之功率轉換器諸如半橋式、全橋式及cuk轉換器之輸出電流。此種方案係適用於整合入主系統控制器,及就此可用來去除位在功率轉換器之二次端的電流感測裝置,而節省產品成本及避免光隔離器之需要。
該方法使用全波整流及濾波來導算出準確地模型化平均整流一次電流,感測出現在橫過如前述位在串接主變壓器之一次繞組的電流感測電阻器RCS之電壓。設轉換效率夠高,平均整流一次電流密切模型化該功率轉換器之輸出電流。參考第18及19圖,電壓VCS橫過電流感測電阻器RCS出現,且藉整流區塊RECT全波整流來產生CRECT,其然後藉低功率模式區塊FILT濾波而產生CAVG,CAVG信號表示平均整流一次電流。電阻器R7、電容器C8及放大器AMP2形成積分器,其積分CAVG與CC間之誤差來產生信號CONTROL,CC信號表示期望恆定電流極限。
該方法之一可能實施例係列舉於第20圖。精度比較器COMP3感測VCS波形之零交越點,產生CPOL,CPOL信號指示VCS波形之極性。CPOL係用來控制類比開關S5、S6,其呈現整流VCS電壓給放大器AMP3,其施加濾波及放大,產生信號CAVG,該信號饋至誤差放大器AMP4及相關聯之組件。誤差放大器AMP4之輸出CONTROL係用來控制功率轉換器之功率量測系統,其可運用脈寬調變、脈頻調變或若干其它功率量測方案。
雖然第20圖描述之實施例利用比較器COMP3及開關S5及S6來達成整流,但熟諳技藝人士瞭解可使用其它實施例作為整流器。
描述另二方法,判定何時控制器須進入低功率模式,二者仰賴測量一次繞組電流之一構面。也描述第三方法用以決定何時控制器須退出低功率模式。
於第一方法中,測量且相對於一臨界值比較一次繞組電流之輸入功率來判定何時進入低功率模式。簡單類比混合器係藉可規劃反相器形成,藉數位輸入信號控制,該輸出之位準反映橋式切換電壓,如第22圖所示。為了估算實際輸入功率,需執行功率積分:此處T=切換週期
v=橋式電壓
i=一次電流
此種情況下,橋式電壓為時間之函數,故當0<t<T/2時v=V,及當T/2<t<T時v=-V
如此,輸入功率可從如下方程式求出
此式可以輸入電壓及平均電流為單位表示:此處
為週期0<t<T/2之平均電流
為週期T/2<t<T之平均電流
第22圖所示部分示意圖結合方程式中括號內部所含函數。信號VPOL可產生作為控制器中主時間振盪器之延遲形式,或另外藉控制器回應關閉感測比較器之輸出,如前述,比較器係檢測BJT作用週期的結束。VPOL提供控制開關S7及S8之時間,使輸入平均器AMP1接收橋式輸入信號之正常形式或反相形式。注意此一示意圖極為類似第20圖所示,而開關S7及S8之時間不同;使用VPOL,其係與電壓整流而非CPOL表示之電流整流同相位。藉此方式,第22圖之示意圖產生CAVGR,其表示一次電流之實部組分。
然後CAVGR相對臨界值THR作比較來產生一輸出ENTERLOW,其由控制器用來進入低功率模式。
替代第一方法,於第二方法中,總一次電流求平均,及對參考值做比較,參考值為操作電壓之函數。類似第3圖所示,取有PFM控制之典型諧振轉換器,第25圖顯示橫過一定範圍電源電壓之平均一次電流及切換頻率。
從切換頻率組成一信號來提供平均電流可比較之一臨界值,其係於第25圖顯示為標示「THRESHOLD」之虛線。藉由相對此臨界值比較於橋接器的測量平均電流,可決定功率轉換器進入低功率模式的適當點。
可能之實施例顯示於第23圖。藉由積分感測得之輸出電壓(VFB)與期望參考電壓(VDES)間之差,主控制回路放大器AMP6產生信號VCTRL。VCTRL控制電壓受控之振盪器
VCO1,產生時鐘信號CLOCK,其設定功率轉換器之切換頻率。電壓受控之振盪器係配置使得CLOCK之頻率係與電壓VCTRL成反比。比較器COMP5比較以CAVG表示之平均一次電流相對於VCTRL,藉電阻器R17及R18定標來產生信號ENTERLOW。
二替代方法(如前述)可控制低功率模式之進入。當轉換器係在低功率模式時,未進行功率轉換,故表示一次電流之任何信號為零或無效。如此,第三方法也要求控制從低功率模式退出而未仰賴一次電流感測值。
第三方法係藉比較主控制回路參數VCTRL之目前值與VCTRL之先前儲存值工作。一旦控制器進入低功率模式,VCTRL值被獲得及用作為臨界值來比較VCTRL之目前值(須注意VCTRL之值通常於控制器進入低功率叢發模式之瞬間降低)。進入低功率模式後,轉換器之輸出電壓可能因任何殘餘輸出負載而降低,造成VCTRL再度升高。VCTRL升高至高於先前獲得值時,控制器退出低功率模式。於未施加負載或低負載之情況下,控制器可使得功率轉換器只進行功率轉換之短叢發,隨後轉換器再度進入低功率模式。據此,前述叢發模式可視為前述控制方法的自然結果。於已經施加負載至功率轉換器之情況下,控制器可能單純未再進入低功率模式,且繼續允許或驅動轉換器振盪及供電給負載。
顯示此一方案可能的具體實現之部分示意圖顯示於第26圖。當輸入信號ENTERLOW(得自前述二方案中之一者)
走高,RS正反器U1設定,驅動SAMPLEn走低及開路開關S9,使得VCTRL電壓儲存在電容器C14。比較器COMP6比較VCTRL目前值與先前儲存值(電阻器R19、R20提供若干雜訊免疫,數值選擇使得R20>>R19)。當VCTRL目前值升高高於儲存在C14上的電壓時,比較器COMP16驅動輸出EXITLOW走高,復置正反器U1,及迫使BURST ENABLE走低,如此退出低功率模式。如前述,可退出低功率模式歷經驅動脈衝之短叢發脈衝,如此轉換器可視為在叢發模式操作,或另外,當負載已經加諸功率轉換器上時,低功率模式可退出歷經較長時間週期。
第10圖之配置中,電阻器RCS用來提供指示一次電路之電流的電壓。電壓例如經由承載晶片之控制器上的專有接腳而提供給控制器。此種電壓信號之可用性決定負載繞組之電流而非監視控制繞組之電流。藉由使用此一電壓信號替代橫過控制繞組之電壓,控制器可決定去除橫過控制繞組之短路的適當時間。同理,也可用來決定何時施加短路。藉此方式,替代方法可資利用來監視負載電流,如前文說明,此一方法可用來替代或甚至聯合在控制繞組上量測得之電壓。
本說明書中述及二極體。熟諳技藝人士須瞭解二極體或二極體功能可以多種方式具體實現。典型二極體組成包含簡單PN接面,但二極體或二極體功能也可使用更複雜結構以其它方式提供,例如場效電晶體可組配來操作為二極體。因此須瞭解本說明書中述及二極體絕非囿限於簡單PN
接面,反而係指提供二極體單向功能之任何元件或組件。
一般而言,前述多種方法及實施例中,可彼此以任一種組合用在功率轉換器控制晶片用以耦接一控制繞組。如文所述,該控制晶片可為具有四開關受控制晶片內部之一開關控制器控制之控制器,圖式中標示為Z。
AMP‧‧‧放大器
AMP1‧‧‧輸入平均器
AMP4‧‧‧誤差放大器
AMP6‧‧‧主控制回路放大器
AND‧‧‧及閘
BJT‧‧‧雙載子接面電晶體
C‧‧‧電容器
CAVG‧‧‧平均整流一次電流
CAVGR‧‧‧平均整流一次電流之實部
CC‧‧‧期望恆定電流極限
CLAMP‧‧‧鉗位
CLOCK‧‧‧時鐘信號
COMP‧‧‧比較器
COMP3‧‧‧精度比較器
COMP4‧‧‧誤差放大器
CONTROL‧‧‧控制信號
CPOL‧‧‧電流整流
CRECT‧‧‧整流區塊電容
CSOC‧‧‧受控自我振盪功率轉
換器
D‧‧‧二極體
DET‧‧‧檢波器
ENTERLOW‧‧‧輸入低功率模式之信號
FILT‧‧‧低功率模式區塊
GND‧‧‧地電位
HT+、HT-‧‧‧整流DC軌條
IB、Ib‧‧‧施加至基極之電流
INV‧‧‧反相器
IPRIMARY‧‧‧一次繞組電流
MID‧‧‧中點電壓
OR‧‧‧或閘
Q‧‧‧雙載子接面電晶體(BJT)
R‧‧‧電阻器
RCS‧‧‧電阻器
RECT‧‧‧整流區塊
S‧‧‧開關
SOC‧‧‧自我振盪功率轉換器
t1-6‧‧‧時間
T1a-d‧‧‧控制繞組
T2‧‧‧變壓器
THR‧‧‧臨界值
TX‧‧‧變壓器繞組
U1‧‧‧正反器
VAUX‧‧‧輔助電壓
VBE、Vbe‧‧‧基極-射極電壓
VCE、Vce‧‧‧集極-射極電壓
VCO‧‧‧電壓受控振盪器
VCS‧‧‧電壓
VCTRL‧‧‧控制電壓
VDD‧‧‧家用電源供應電壓
VDES‧‧‧期望參考電壓
VFB‧‧‧輸出電壓
VPOL‧‧‧主時間振盪器之延遲形式、電壓整流
Vref‧‧‧參考電壓
X‧‧‧阻抗
Z‧‧‧控制晶片、控制器
第1圖為於BJT之典型關閉變遷期間,基極-射極電壓、集極-射極電壓及基極電流波形之線圖;第2圖為具有二端交流開關(diac)起始電路之自我振盪轉換器(SOC)之示意圖;第3圖為具有控制器透過控制繞組而耦接之半橋CSOC之示意圖;第4圖為針對第3圖具有最佳鉗位時間之CSOC之Q1、Q2之橋式電壓、一次電流、基極電流及基極-射極電壓之波形之線圖;第5圖為具有次最佳鉗位時間之波形之線圖;第6圖為藉由相對於預定臨界值,比較基極-射極接面電壓,用以測定關閉程序之線性週期結果之代表性電路;第7圖為類似第6圖,但顯示修改來允許電路係以變壓器耦接半橋應用操作;第8圖為針對具有插入額外電流槽階段來加速關閉之Q1的橋式電壓、基極電流及集極電流之波形之線圖;第9圖為針對CSOC的橋式電壓、一次繞組電流、基極-射極電流及集極電流之波形之線圖,指示於切換週期期間
之不同時間簽發開始脈衝之效應;第10圖為電路之部分示意圖,其係針對第3圖之開關S1、S2、S3及S4,感測施加至控制變壓器繞組而產生開關控制信號之一次電流方向及鉗位狀態;第11圖為類似第3圖之半橋CSOC之示意圖,具有中接開關S1、S2間插之阻抗X1、X2;第12圖為開關波形之線圖,包括變壓器控制繞組電壓TX1、TX2及家用電源供應電壓VDD;第13圖為當於叢發模式以第一重複脈衝樣式操作時,針對第3圖之CSOC橋式之電壓波形及之中電壓之代表性線圖;第14圖係類似第13圖,但顯示帶有第二重複脈衝樣式之表現;第15圖係類似第13圖及第14圖,但顯示帶有第三重複脈衝樣式之表現;第16圖為電路之部分示意圖,其係傳輸在叢發脈衝內部之電力週期,其係始於前一叢發脈衝之相反相位;第17圖為電路之部分示意圖,其係傳輸在叢發脈衝內部之電力週期,其係止於前一叢發脈衝之相反相位;第18圖為用來從交流一次電流波形導出平均一次電流及利用此一參數來控制功率轉換器之電路示意圖;第19圖為第18圖相關之關鍵波形之線圖;第20圖為實現第18圖所給定方塊圖示意之可能電路之部分示意圖;
第21圖為類似第12圖之半橋SCOC具有更可靠的起始加強;第22圖為基於平均一次電流之實部與固定臨界值做比較,控制進入低功率叢發模式之電路之部分示意圖;第23圖為基於總平均一次電流之實部與主回路控制電壓做比較,控制進入低功率叢發模式之電路之部分示意圖;第24圖為取自典型諧振模式半橋功率轉換器,針對各種負載狀況,切換頻率呈供應電壓之函數之線圖;第25圖為針對供應電壓範圍,平均電流呈切換頻率之函數之線圖;第26圖為基於本控制電壓對回路控制電壓之前一樣本做比較,控制從低功率叢發模式退出之電路之部分示意圖;第27圖為充電與放電VDD之切換波形之線圖;及第28圖為發送起始脈衝之切換波形之線圖。
C1-4‧‧‧電容器
TX1-2‧‧‧變壓器繞組
HT+、HT-‧‧‧整流DC軌條
VAUX‧‧‧輔助電壓
GND‧‧‧地電位
VDD‧‧‧家用電源供應電壓
Q1-2‧‧‧電晶體
X1-2‧‧‧阻抗
S1-4‧‧‧開關
Z‧‧‧控制器
T1a-d、T2‧‧‧控制繞組
Claims (19)
- 一種用以控制一功率轉換器之方法,該功率轉換器具有一雙載子接面電晶體(BJT)作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,因而藉由控制磁性耦接至該驅動繞組之一控制繞組可達成對該功率轉換器之控制,該方法包含:選擇性地提供橫過該控制繞組之一短路;監視該負載繞組電流;及當該負載繞組電流降至低於大於零之一第一臨界值時移除該短路。
- 如申請專利範圍第1項之方法,其中當該負載繞組電流降至低於一第二臨界值時,該短路係選擇性地施加。
- 如申請專利範圍第1或2項之方法,其中該負載繞組電流係藉監控橫過串接該負載繞組之一電阻元件之電壓而監視。
- 如申請專利範圍第1或2項之方法,其中該負載繞組電流係藉參考該控制繞組中之電流而監視。
- 一種用於一功率轉換器之控制器,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,該控制器包含:第一及第二控制繞組連結,其係用以連結至磁性耦接該負載繞組及驅動繞組之一控制繞組; 耦接在該第一及第二控制繞組連結間之一第一開關;用以監視該負載繞組中之電流之一電流監視元件;及一開關控制器,其係用以選擇性地閉路該第一開關來提供橫過該第一及第二控制繞組連結之一短路,其進一步適用於當電流監視元件判定該負載繞組中之電流已經降至低於大於零之一第一臨界值時開路該開關。
- 如申請專利範圍第5項之控制器,其中當該負載繞組中之電流已經降至低於一第二臨界值時,該開關控制器選擇性地閉路該第一開關。
- 如申請專利範圍第5或6項之控制器,其中該電流監視元件係藉由參考橫過串接該負載繞組之一電阻元件的電壓而監視該負載繞組中之電流。
- 如申請專利範圍第5或6項之控制器,其中該電流監視元件係藉由參考橫過該第一及第二控制繞組連結之電壓而監視該負載繞組中之電流。
- 一種用以從一功率轉換器汲取電力之方法,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,因而藉由控制磁性耦接至該驅動繞組之具有第一端及第二端之一控制繞組可達成對該功率轉換器之控制,該方法包含:將該控制繞組之該第一端耦接至一第一電源供應 軌條;監視該控制繞組上之電壓;當該控制繞組上之電壓超過一臨界值時,將該控制繞組之該第二端耦接至一第二電源供應軌條來使電力從該控制繞組汲取至該電源供應軌條。
- 如申請專利範圍第9項之方法,其係進一步包含當橫過該電源供應軌條之電壓超過一第二臨界值時,中斷該控制繞組之第二端與該第二電源供應軌條之連結。
- 一種用於一功率轉換器之控制器,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,該控制器包含:第一及第二控制繞組連結,其係用以連結至磁性耦接該負載繞組及驅動繞組之一控制繞組;用以連結至一儲能器之第一及第二儲能器連結;耦接在該第一控制繞組連結與該第一儲能器連結間之一第一開關;耦接在該第二控制繞組連結與該第二儲能器連結間之一第二開關;一電壓監視器,其耦接至該第一及第二控制繞組連結及配置來判定何時橫過該第一及第二控制繞組連結之電壓係超過一臨界值;及配置來選擇性地閉路該第一及第二開關之一開關控制器;其中 該開關控制器係配置來當該電壓監視器判定橫過該第一及第二控制繞組連結之電壓超過該臨界值時閉路該第一及第二開關。
- 一種控制一功率轉換器之方法,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,因而藉由控制磁性耦接至該驅動繞組之具有第一及第二端之一控制繞組可達成對該功率轉換器之控制,該方法包含:藉由量測橫過串接該負載繞組之一電阻的電壓而監視於該負載繞組流動之電流;及當在該負載繞組流動之電流降至低於一臨界值時進入一低功率模式,其中於該低功率模式期間,橫過該控制繞組施加一短路用以阻止該功率轉換器之操作。
- 如申請專利範圍第12項之方法,其中當在該負載繞組流動之電流之實部降至低於該臨界值時進入低功率模式。
- 如申請專利範圍第12項之方法,其中該臨界值為該功率轉換器之切換頻率之一函數。
- 如申請專利範圍第12、13、或14項中任一項之方法,其係進一步包含:基於當進入該低功率模式時該功率轉換器之切換頻率,記錄一第二臨界值;監視該功率轉換器之要求切換頻率;及當該要求切換頻率降至低於該臨界值時退出該低 功率模式。
- 一種用於一功率轉換器之控制器,該功率轉換器具有一BJT作為一開關,該BJT之基極係連結至一驅動繞組,該驅動繞組係磁性耦接一負載繞組,其係承載該功率轉換器負載電流,該控制器包含:第一及第二控制繞組連結,其係用以連結至磁性耦接該負載繞組及驅動繞組之一控制繞組;耦接在該第一控制繞組連結與第二控制繞組連結間之一第一開關;用以連結至與該負載繞組串接之一電流感測電阻器之第一及第二電流感測電阻器連結;耦接至該第一及第二電流感測電阻器連結用以監視橫過該電流感測電阻器之電壓之一監視器,其係適用於判定何時於該負載繞組之電流係降至低於一臨界值;其係進一步包含一開關控制器,其係適用於當該監視器判定於該負載繞組之電流係降至低於臨界值時,進入一低功率模式,其中當在該低功率模式中,該開關控制器閉路該第一開關而在該第一及第二控制繞組連結間施加一短路用以遏止於該功率轉換器之功率轉換。
- 如申請專利範圍第16項之控制器,其中該監視器係適用於判定何時於該負載繞組之電流實部係降至低於臨界值。
- 如申請專利範圍第16項之控制器,其中該臨界值為該功率轉換器之切換頻率之函數。
- 如申請專利範圍第16、17、或18項中任一項之控制器,其中該開關控制器產生用以控制該功率轉換器之切換頻率之一控制信號;其中該開關控制器基於當進入該低功率模式時的控制信號之值而記錄一第二臨界值;進一步其中當該控制信號到達該第二臨界值時,該開關控制器結束該低功率模式。
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