CN101577494B - 具间歇模式控制器的同步整流电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种同步整流电路，包含一变换器，包括一第一同步整流开关；以及一间歇模式控制器，包括一逻辑流程模块，用于消除该第一同步整流开关的一开关周期的一第一个驱动信号。本发明可运用于一谐振转换器电路与一PWM转换器电路。

Description

具间歇模式控制器的同步整流电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种具间歇模式控制器的同步整流电路的工作方式，尤其涉及一种具间歇模式控制器的LLC(双电感加单电容)串联谐振变换器电路与一种具间歇模式控制器的降压变换器电路。 

背景技术

随着对电源功率密度和电路效率的要求不断提高，谐振变换器由于其极高的变换效率而受到越来越多的重视和应用。 

但谐振变换器的轻载效率尚不能满足用户要求。这是因为要实现全程软切换，谐振变换器在轻载时需要一定大小的激磁电流，它会引起一定的通态损耗和开关损耗等固有损耗，这些损耗在轻载占的比重要远大于重载时的比重。图1为一已知的LLC串联谐振变换器的电路图。该图1中显示的是由Lr，Cr，Lm三个元件串联构成一谐振回路的串联谐振LLC全桥变换器。其接收一输入电压Vin及产生一输出电压Vo，且更包括一输入电容Ci、切换开关Q1-Q4、一变压器T具一一次侧线圈与两个二次侧线圈、一整流电路具同步整流开关Q5-Q6、一输出电容Co与一负载RL。图2为该已知的LLC串联谐振变换器在轻载时的工作波形图。在图2中显示了该LLC串联谐振变换器在轻载时的主要工作波形。其中VQ1～VQ4分别是一次侧切换开关Q1～Q4的驱动信号，VQ5与VQ6是二次侧同步整流开关Q5与Q6的驱动信号，iLr是谐振电流的波形，iLm是激磁电流的波形，两者之差就是理想变压器T的一次侧电流ipo，其中区域A部分的电流是从二次侧流向一次侧，B部分的电流是从一次侧流向二次侧。这样的工作状态会造成每一个开关周期中理想变压器的电流都会先从二次侧流向一次侧，再由一次侧流向二次侧，而实际输出至负载RL的电流只占有很小的比重。同时为保证LLC全程软切换，激磁电流iLm在轻载时也必须维持与满载时相当，这都会增加电路 通态损耗。因此，在不进行改进的情况下，上述谐振电路的轻载效率要远小于重载的效率。 

现有技术提出了间歇模式的工作方式来提高谐振电路的轻载效率，图3为该已知的LLC串联谐振变换器在轻载时按现有技术的间歇模式工作的控制时序图。在图3显示该已知的LLC串联谐振变换器在轻载时的主要工作波形。其中Vds是测量切换开关的漏极与源极间的电压，t0～t4是一个间歇模式的工作周期，t0～t2是工作时间，t2～t4是间歇时间。由于这种工作方式可以实现谐振变换器只在工作时间t0～t2内向输出电容Co充电，在这段工作时间内谐振变换器等效于重载情况下工作，谐振变换器的开关频率和谐振电流均与重载情况相同，可以保证以较高的变换效率向二次侧传递能量；而在间歇时间t2～t4时间内，谐振变换器停止工作，由输出电容Co向负载RL提供能量，因此谐振变换器轻载时在整个时间范围的变换效率也就等于t0～t2工作时间内的重载工作效率。 

但传统的这种间歇模式的工作方式没有对二次侧同步整流时序进行最适化处理，这将影响到整体效率的提升。传统的间歇模式的工作方式对同步整流的处理主要有两种，一是与一次侧对应驱动信号基本相同的时刻开关同步整流信号(忽略因线路传输延时等问题造成二次侧同步整流信号与一次侧驱动信号的时刻不同)。如图3所示，在t0时刻，二次侧驱动信号VQ5与相对应的一次侧驱动信号VQ1及VQ4同时开通。由于在时刻t0之前的工作停止时间内，谐振电路中的谐振回路经过自由衰减震荡，谐振电感和激磁电感电流以及谐振电容电压都已基本接近为零，在t0时刻开通二次侧同步整流开关后，二次侧电压(电容Co上电压)经变压器折算后直接载入到一次侧激磁电感Lm上，会造成二次侧能量(电容Co中存储的能量)向一次侧谐振回路的回灌。如图3所示，输出电压Vo在t0～t1时刻内由于能量的回灌而出现一个急剧的下降，这会造成下一次向二次侧传递的电流的增大，损耗也因此增加。在传统的处理方法中，也有在间歇模式的工作方式中完全关掉同步整流的做法，也就是在工作时间t0～t2内，二次侧电流通过同步整流开关Q5、Q6向二次侧的输出电容Co充电，这可以有效地防止二次侧能量向一次侧回灌，但缺点就是体二极管的导通压降远大于同步整流压降，会增 加正常向二次侧传递能量时的通态损耗。 

为解决以上传统控制上的缺点，本发明提出了新的控制方法，以期将谐振电路的轻载效率提高到极限。 

发明内容

本案主要目的在于提供一种具间歇模式控制器的同步整流电路的工作方式，以期降低损耗并将同步整流电路的轻载效率提高到极限，其可运用于一LLC谐振转换器电路与一降压转换器电路。 

本案一主要目的在于提供一种同步整流电路，包含一变换器，包括一第一同步整流开关；以及一间歇模式控制器，包括一逻辑流程模块，用于在一间歇周期的一工作时间内，相对于该第一切换开关的一第一驱动信号，延迟一非整数个或至少一个开关周期，产生该第一同步整流开关的同步整流驱动信号，或者在一间歇周期的一工作时间内，相对于该第一切换开关的一最后一驱动信号所在开关周期之结束时刻提前一非整数个或至少一个开关周期，关断该第一同步整流开关的同步整流驱动信号。 

根据上述构想，该变换器为一谐振变换器，该谐振变换器更包括一具一激磁电感的谐振回路与一具一一次侧与一二次侧之变压器，并因在该间歇周期的该工作时间内，相对于该第一切换开关的一第一驱动信号延迟该非整数个或该至少一个开关周期，产生该第一同步整流开关的同步整流驱动信号，或者在一间歇周期的一工作时间内，相对于该第一切换开关的一最后一驱动信号所在开关周期的结束时刻提前一非整数个或至少一个开关周期，关断该第一同步整流开关的同步整流驱动信号，而在该激磁电感上的一电压大于或等于一预定值时导通该第一同步整流开关，以避免于该第一同步整流开关动作时发生一能量回灌，且该预定值为该二次侧的一输出电压经该变压器折算后载入于该一次侧的该激磁电感的一等效电压。 

根据上述构想，该同步整流开关包括一体二极管，且因当在一间歇周期的一工作时间内，相对于该第一切换开关的一第一驱动信号延迟一非整数个或至少一个开关周期，产生该第一同步整流开关之同步整流驱动信号，或者在一间歇周期的一工作时间内，相对于该第一切换开关的一最后一驱动信号所在开关周期的结束时刻提前一非整数个或至少一个开关周期，关断该第一 同步整流开关的同步整流驱动信号，将使该同步整流开关于该体二极管导通时开始一同步整流，避免能量回灌，以相对地降低该电路的一损耗。 

根据上述构想，该谐振变换器为一串联谐振变换器与一并联谐振变换器两者其中之一。 

根据上述构想，该串联谐振变换器为一双电感加单电容串联谐振变换器。 

根据上述构想，该电路更包括一驱动器，其中该逻辑流程模块包括一第一D型触发器，接收一间歇责任周期信号与一第一脉冲信号，且产生一第一输出信号；一第一延迟电路，接收该第一输出信号与产生一第一延迟信号；一第二延迟电路，接收该第一延迟信号与产生一第二延迟信号；一第一或门，接收该第一脉冲信号与一第二脉冲信号，且产生一第二输出信号；一第二D型触发器，接收该第二延迟信号与该第二输出信号，且产生一第三输出信号；一第一与门，接收该第一脉冲信号与该第一延迟信号，且产生一第一一次侧开关信号；一第二与门，接收该第一延迟信号与该第二脉冲信号，且产生一第二一次侧开关信号，一第三与门，接收该第一一次侧开关信号与该第三延迟信号，且产生一第一二次侧开关信号；以及一第四与门，接收该第二一次侧开关信号与该第三延迟信号，且产生一第二二次侧开关信号，其中该驱动器接收该第一与该第二一次侧开关信号及该第一与该第二二次侧开关信号，且产生该同步整流驱动信号以驱动该第一同步整流开关。 

根据上述构想，该电路更包括一第二同步整流开关与一第一至一第四切换开关，其中该间歇模式控制器更包括一检测电阻，串联电连接于该谐振变换器，用以产生一负载电流检测信号以检测一负载电流；一间歇责任周期产生器，并联电连接于该检测电阻，用以接收该负载电流检测信号与产生一间歇责任周期信号；一回馈控制电路，耦合于该谐振变换器，用以接收一输出电压回馈信号与一参考电压，且产生一频率控制信号；一压控振荡器，接收该间歇责任周期信号与该频率控制信号，且产生一第一与一第二脉冲信号；以及一驱动器，接收一第一与一第二一次侧开关信号与一第一与一第二二次侧开关信号，且产生一第一至一第四一次侧驱动信号与一第一与一第二二次侧驱动信号，其中该逻辑流程模块，接收该第一与该第二脉冲信号及该间歇责任周期信号，以产生该第一与该第二一次侧开关信号与该第一与该第二二 次侧开关信号，该第一至该第四一次侧驱动信号，系分别用于驱动该第一至该第四切换开关，该第一与该第二二次侧驱动信号，系分别用于驱动该第一与该第二同步整流开关，且该第一二次侧驱动信号即为该同步整流驱动信号。 

根据上述构想，该变换器为一脉冲宽度调制(PWM)变换器。 

根据上述构想，该PWM变换器为一具该电感之降压变换器，且因自在该间歇周期的该工作时间内，相对于该第一切换开关的一最后一驱动信号所在开关周期的结束时刻提前该非整数个或该至少一个开关周期，关断该第一同步整流开关的同步整流驱动信号，而在该电感上的该电流反向时导通该第一同步整流开关，以避免于该第一同步整流开关动作时发生一能量回灌。 

根据上述构想，该同步整流开关包括一体二极管，且因当该同步整流开关之该开关周期的自一最后一个同步整流驱动信号所在开关周期之结束时刻算起之该非整数个或该至少一个同步整流驱动信被消除时，将使该同步整流开关于该体二极管导通时开始一同步整流，俾相对地降低该电路之一损耗。 

根据上述构想，该电路更包括一第二同步整流开关与一驱动器，其中该逻辑流程模块包括一第一D型触发器，接收一间歇责任周期信号与一第一脉冲信号，且产生一第一输出信号；一第一延迟电路，接收该第一输出信号与产生一第一延迟信号；一第一与门，接收该第一脉冲信号与该第一延迟信号，且产生一第一开关信号；一第二与门，接收该第一延迟信号与一第二脉冲信号，且产生一第二开关信号，其中该同步整流驱动信号为一第一同步整流驱动信号，该驱动器接收该第一与该第二开关信号，且产生该第一与一第二同步整流驱动信号以分别驱动该第一与该第二同步整流开关。 

根据上述构想，该电路更包括一第二同步整流开关，其中该同步整流驱动信号为一第一同步整流驱动信号，且该间歇模式控制器更包括一检测电阻，串联电连接于该脉冲宽度调制变换器，而该脉冲宽度调制变换器为一具一电感的降压变换器，用以检测一负载电流并产生一负载电流信号；一间歇责任周期产生器，并联电连接于该检测电阻，用以接收该负载电流信号与产生一间歇责任周期信号；一回馈控制电路，耦合于该降压变换器，用以接收一输出电压回馈信号与一参考电压，且产生一回馈控制信号，一脉冲宽度调制器，接收该间歇责任周期信号与该频率控制信号，且产生一第一与一第二脉冲信号，以及一驱动器，接收一第一与一第二开关信号，且产生该第一与一第二 同步整流驱动信号，以分别驱动该第一与该第二同步整流开关，其中该逻辑流程模块，接收该第一与该第二脉冲信号及该间歇责任周期信号，且产生该第一与该第二开关信号。 

本案另一主要目的在于提供一种用于一同步整流电路的控制方法，其中该同步整流电路包括一第一切换开关以及一第一同步整流开关，且该第一同步整流开关具一体二极管，该方法包含下列步骤：在一间歇周期的一工作时间内，相对于该第一切换开关的一最后一驱动信号所在开关周期的结束时刻提前一非整数个或至少一个开关周期，关断该第一同步整流开关的同步整流驱动信号；以及使该第一同步整流开关于该体二极管导通时开始一同步整流，以相对地降低该电路的一损耗。 

根据上述构想，该同步整流电路为一谐振变换器电路，且该步骤更包括：在一间歇周期的一工作时间内，相对于该第一切换开关的一第一驱动信号延迟该非整数个或该至少一个开关周期，产生该第一同步整流开关的同步整流驱动信号。 

根据上述构想，该同步整流电路为一脉冲宽度调制变换器电路，且该步骤更包括：在一间歇周期的一工作时间内，相对于该第一切换开关的一最后一驱动信号所在开关周期的结束时刻提前一非整数个或至少一个开关周期，关断该第一同步整流开关的同步整流驱动信号。 

根据上述构想，该同步整流电路更包括一变压器，具一一次侧与一二次侧；及一输出电容，耦合于该二次侧与该第一同步整流开关，且当该体二极管导通时，该变压器之该二次侧之一电压极接近于该输出电容之一电压。 

根据上述构想，该同步整流电路更包括一变压器具一一次侧与一二次侧及一输出电容耦合于该二次侧与该第一同步整流开关，且当该体二极管导通时，该变压器之该二次侧之一电压大于该输出电容之一电压。 

本案次一主要目的在于提供一种用于一同步整流电路的控制方法，其中该同步整流电路包括一第一与一第二切换开关，一第一与一第二整流开关，且该第一与该第二整流开关各具一体二极管，该方法包含下列之步骤：交替先导通该第一与该第二同步整流开关两者其中之一；若第一同步整流开关先导通，则在一间歇周期之一工作时间内，相对于该第一切换开关开通的一第一驱动信号延迟一非整数个或至少一个开关周期，产生该第一同步整流开关 的同步整流驱动信号；若第二同步整流开关先导通，则在一间歇周期的一工作时间内相对于该第二切换开关开通的一第一驱动信号延迟一非整数个或至少一个开关周期，产生该第二同步整流开关的同步整流驱动信号。 

根据上述构想，该同步整流电路系为一谐振变换器电路，且该步骤更包括：在一间歇周期之一工作时间内相对于该第一与该第二同步整流开关之先开通之一第一驱动信号延迟一非整数个或至少一个开关周期产生该第一同步整流开关之同步整流驱动信号。 

根据上述构想，该同步整流电路系为一脉冲宽度调制(PWM)变换器电路，且该步骤更包括：在一间歇周期之一工作时间内相对于该第一切换开关之一最后一驱动信号所在开关周期之结束时刻提前一非整数个或至少一个开关周期关断该第一同步整流开关之同步整流驱动信号。 

本发明不仅防止了由同步整流造成的输出能量回灌问题，而且降低了同步整流电路的损耗并将该同步整流电路的轻载效率提高到极限。 

附图说明

图1为一已知的LLC串联谐振变换器的电路图； 

图2为该已知的LLC串联谐振变换器在轻载时的工作波形图； 

图3为该已知的LLC串联谐振变换器在轻载时按现有技术的间歇模式工作的控制时序图； 

图4(a)为一依据本发明构想的间歇模式于工作初始时刻的LLC串联谐振变换器的等效电路图； 

图4b为一依据本发明构想的间歇模式于工作初始时刻的LLC并联谐振变换器的等效电路图； 

图5为一依据本发明构想的第一较佳实施例的LLC串联谐振变换器电路的控制时序图； 

图6为一依据本发明构想的第二较佳实施例的LLC串联谐振变换器电路的控制时序图； 

图7为一依据本发明构想的第一较佳实施例的LLC串联谐振变换器电路的电路示意图； 

图8为一依据本发明构想的第一较佳实施例的LLC串联谐振变换器电路中的逻辑流程模块的电路图； 

图9为一依据本发明构想的第一较佳实施例的LLC串联谐振变换器电路中的逻辑流程模块的控制时序图； 

图10为一依据本发明构想的第三较佳实施例的降压变换器电路的电路示意图； 

图11为一依据本发明构想的第三较佳实施例的降压变换器电路中的逻辑流程模块的电路图；以及 

图12为一依据本发明构想的第三较佳实施例的降压变换器电路中的逻辑流程模块的控制时序图。 

具体实施方式

本发明提出的新控制方法对间歇模式工作的谐振电路的二次侧同步整流脉冲信号进行了最适化。由于谐振电路在间歇时间内停止工作，谐振回路中的能量大部分会在这段时间内通过自由振荡过程消耗在寄生电阻上，谐振电感Lr的电流iLr及谐振电容Cr的电压Vcr会回归零附近。而在下一次工作过程开始时，由于一次侧开关Q1～Q4的动作，一次侧电源电压Vin会载入到谐振电路上，此时的电路等效工作回路可以用图4(a)-(b)表示，其中图4(a)为一依据本发明构想的间歇模式于工作初始时刻的LLC串联谐振变换器的等效电路图，图4b为一依据本发明构想的间歇模式于工作初始 时刻的LLC并联谐振变换器的等效电路图。在该图4(a)-(b)中已经将二次侧电路经过变压器折算到了一次侧。以图4(a)中的串联谐振电路为例进行说明，其中Lr是谐振电感，Cr是谐振电容，Lm是变压器激磁电感，Q5是在此开关周期内可能导通的二次侧同步整流开关，在其后连接二次侧滤波电容Co(输出电容)和负载RL。iLr，Vcr与iLm在这个工作过程中的初始值是零或和零很接近的值。Lr，Lm与Cr构成的串联谐振回路在电源电压的激励下进行谐振工作。由于激磁电感Lm上的电压在此开关周期内必然会小于二次侧折算过来的电压(此电压一般设计为一次侧电压的1.1倍)，因此在没有驱动信号的条件下，Q5的体二极管会一直反偏截止。如果在此时开通同步整流，二次侧电压就会被强制载入到激磁电感Lm上，由二次侧为谐振回路提供能量，造成能量回灌并增加损耗。而同步整流开通Q5/Q6具体时刻的判别条件就是激磁电感Lm上的电压大于或等于经折算的二次侧电压并迫使同步整流开关体二极管导通时开通同步整流，这样就可以达到最佳的控制效果。这个时刻体现在开关时序上就是在间歇工作周期的工作时间内从一次侧的第一驱动信号(即在间歇工作周期的工作时间内一次侧的驱动信号的第一驱动脉冲)产生时刻起的半个或一个或若干个或非整数个周期后产生对应的同步整流脉冲信号，此时Lm上电压大到不发生二次侧能量回灌。并联谐振电路和串联谐振电路的分析其原理是相同的。而经过仔细设计，本发明所应用的最佳实施例中只需要消除第一个同步整流脉冲信号就可以满足上面提到的条件。 

图5是一依据本发明构想的第一较佳实施例的LLC串联谐振变换器电路的控制时序图。其中，t0～t4是一个间歇模式的工作周期，其中t0～t2为工作时间，t2～t4为间歇时间。一次侧驱动信号VQ1～VQ4在t0～t2时间内保持正常，但同步整流驱动信号VQ5是在间歇工作周期对应的一次侧VQ1～VQ4的第一驱动信号产生后延迟一个周期产生，谐振回路中初始能量的建立完全由变压器T的一次侧能量提供，这可以保证在t0～t1期间内变压器T的二次侧能量不会向变压器T的一次侧进行回灌。在t1时刻之后，同步整流脉冲又继续正常工作，保证向变压器T的二次侧传递能量时的通态损耗最小。在图5中的间歇模式工作期间，首先开通的总是同一个同步整流开关(Q5)，因而总是Q5的一个同步整流脉冲信号先到而被延迟一个开关周期。然而， 亦可以采取不同的控制方法，亦即两个同步整流开关Q5/Q6可以交替先开通，即两个同步整流脉冲信号交替先到而被交替被延迟一个开关周期，也即两个同步整流脉冲信号交替落后于其一次侧对应信号的第一驱动信号一个周期后开通，如图6所示(其为一依据本发明构想的第二较佳实施例的LLC串联谐振变换器电路的控制时序图)。上述图5与图6中的该第一与该第二较佳实施例的电路图是相同的，但其控制方法则相异。 

图7是一依据本发明构想的第一较佳实施例的LLC串联谐振变换器电路的电路示意图。参看图7，该串联谐振变换器电路除该串联谐振变换器外，更包括一驱动器(driver)与一间歇模式控制器，而该控制器包括一检测电阻Rs、一回馈控制电路73、一压控振荡器(VCO)74、一逻辑流程模块(logicprocess module)75与一间歇责任周期产生器(burst duty generator)76。 

该回馈控制电路73具有两个输入，其中Vfb是一输出电压回馈，Vref是一参考电压。该回馈控制电路73经过运算之后输出控制频率的信号。此控制频率的信号传输给该压控振荡器74，该压控振荡器74将此信号转换为相应频率的脉冲输出S1和S2。该间歇责任周期产生器76通过该检测电阻Rs以检测负载电流以产生一负载电流检测信号，进而根据负载状况产生不同宽度的间歇责任周期信号(burst duty cycle)。负载较重时该间歇责任周期信号的脉宽较宽，相反，负载较轻时该间歇责任周期信号的脉宽较窄。该间歇责任周期信号作用到该压控振荡器74上，保证其所发出的脉冲S1和S2与该间歇责任周期信号在t0时刻同步，该间歇责任周期信号作用到该逻辑流程模块75上，用于产生如图7所描述的一次侧/二次侧的驱动信号。该一次侧/该二次侧的驱动信号经过该驱动器77之后，作用到一次侧开关Q1-Q4和二次侧开关Q5与Q6，以驱动该LLC串联谐振变换器。 

图8是一依据本发明构想的第一较佳实施例的LLC串联谐振变换器电路中的逻辑流程模块的电路图。该逻辑流程模块75有三个输入信号，分别为一间歇责任周期信号、与脉冲S1及S2，且包括一第一与一第二延迟电路86及87、一第一与一第二D型触发器88与89、一或门OR1及与门AND1-AND4。其中该间歇责任周期信号作为该第一D触发器88的翻转信号，脉冲S1作为该第一D型触发器88的时钟信号，这可以保证该第一D 型触发器88的输出信号b的上升沿和下降沿均与脉冲S1保持同步。如图9所示(其为一依据本发明构想的第一较佳实施例的LLC串联谐振变换器电路中的逻辑流程模块的控制时序图)，t0～t5为一个间歇工作周期，其中t0～t4为工作时间，t4～t5为间歇时间；b信号在t0时刻上升，维持到t2时刻下降，均与脉冲S1的上升沿同步。b信号经过第一延迟电路86将下降沿延时一段时间形成信号b1，b1的下降沿保证在t3时刻，也就是在脉冲S1下降沿处。此信号b1分别与脉冲S1与S2经过“与”逻辑运算后产生一次侧开关信号S1’和S2’。另一个D型触发器89的时钟信号是脉冲信号S1与S2经过“或”逻辑运算得到的，输入的翻转信号b2是信号b1经过该第二延迟电路87经一整体延时而得到的。如图9所示，D型触发器89的输出信号b3在t1时刻上升，在t4时刻下降，再同一次侧开关信号S1’和S2’进行“与”逻辑运算后产生二次侧开关信号SR1和SR2。也就实现了消除第一个同步整流脉冲的功能，即在间歇工作周期的工作时间内落后于对应的一次侧第一个驱动信号一个周期产生二次侧对应的开关信号。 

本发明提出的控制方法同样可以应用在脉冲宽度调制器(PWM)电路中，用于防止由同步整流造成的输出能量回灌问题。图10是一依据本发明构想的第三较佳实施例的降压变换器电路的电路示意图。在图10中，该降压变换器电路包括一输入电容Cin、第一切换开关Q1、第一同步整流开关Q2、一电感L、一输出电容Co与一负载RL。而该降压变换器电路除该降压变换器外，更包括一驱动器(driver)14与一间歇模式控制器，而该控制器包括一检测电阻Rs、一回馈控制电路73、一脉冲宽度调制器13、一逻辑流程模块12与一间歇责任周期产生器76。该回馈控制模块73根据负载而输出合适的占空比(duty ratio)，经过脉冲宽度调制器13后产生开关Q1和Q2的脉冲信号S1、S2。间歇责任周期产生器76，根据负载情况产生不同宽度的间歇责任周期信号。此信号与Q1和Q2的脉冲信号S1、S2经过该逻辑流程模块12进行逻辑处理之后，产生间歇模式工作期间的开关信号S1’、S2’，经过该驱动器14后，驱动开关Q1与Q2。从图10可以看出，VQ1和VQ2是互补信号，VQ2是第一同步整流开关Q2的同步整流驱动信号。 

图11为一依据本发明构想的第三较佳实施例的降压变换器电路中的逻 辑流程模块的电路图。该逻辑流程模块12亦具有三个输入信号，分别为一间歇责任周期信号、与脉冲S1及S2，且包括一第一延迟电路86、一第一D型触发器88、及与门AND1-AND2。其中该间歇责任周期信号作为第一D触发器88的翻转信号，脉冲S1作为该第一D型触发器88的时钟信号，这可以保证该第一D型触发器88的输出信号b的上升沿和下降沿均与脉冲S1保持同步。 

而图12是该降压变换器电路工作于间歇模式时的波形图。在图12中划分的六个时间区域中，电感电流iL在区域1、3、5中增加，但由于输出电压Vo不断升高，电流增加斜率(Vin-Vo)/L会不断减少；而在区域2、4、6中电流的下降斜率Vo/L会不断增加。这就会造成在最后的一个或者数个开关周期中，电流在同步整流开关动作时会有能量回灌。因此，该逻辑流程模块12使得在间歇模式工作期间对于该第一切换开关的一最后一驱动信号所在开关周期的结束时刻提前一非整数个或至少一个开关周期关断该驱动信号，也即相对于VQ1的驱动脉冲信号所在的最后一开关周期的结束时刻脉冲信号VQ2的驱动脉冲信号提前非整数个或至少一个周期关断(在图12中VQ1的驱动脉冲信号所在的最后一开关周期的结束时刻脉冲信号VQ2的驱动脉冲信号提前半个周期关断)，以保证电流不会出现回灌。因此，本发明要保护的是提出在间歇模式工作的同步整流变换器中延迟开通或者提前关断若干个或非整数个同步整流信号防止能量回灌的方法与其相关装置。 

由上述的说明可知，本发明在于提供一种具间歇模式控制器的同步整流电路的工作方式，以期降低该同步整流电路的损耗并将该同步整流电路的轻载效率提高到极限，其可运用于一谐振转换器电路与一PWM转换器电路。 

是以，纵使本案已由上述的实施例所详细叙述而可由熟悉本技艺的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求书所欲保护的范围。 

Claims (14)

1.一种同步整流电路，其特征在于，包含：

一变换器，包括一第一切换开关以及一第一同步整流开关；以及

一间歇模式控制器，包括一逻辑流程模块，用于在一间歇周期的一工作时间内，相对于该第一切换开关的一第一驱动信号，延迟一非整数个或至少一个开关周期，产生该第一同步整流开关的同步整流驱动信号，或者在一间歇周期的一工作时间内，相对于该第一切换开关的一最后一驱动信号所在开关周期的结束时刻提前一非整数个或至少一个开关周期，关断该第一同步整流开关的同步整流驱动信号。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，该变换器为一谐振变换器，该谐振变换器更包括一具一激磁电感的谐振回路与一具一一次侧与一二次侧的变压器，其中该第一切换开关连接在一次侧且该第一同步整流开关连接于二次侧，并因在该间歇周期的该工作时间内，相对于第一切换开关的该第一驱动信号，延迟该非整数个或该至少一个开关周期产生该第一同步整流开关的一同步整流驱动信号，而在该激磁电感上的一电压大于或等于一预定值时，导通该第一同步整流开关，以避免于该第一同步整流开关动作时发生一能量回灌，且该预定值为该二次侧的一输出电压经该变压器折算后，载入于该一次侧的该激磁电感的一等效电压。

3.如权利要求2所述的电路，其特征在于，该同步整流开关包括一体二极管，且在一间歇周期的一工作时间内，相对于第一切换开关的该第一驱动信号延迟一非整数个或至少一个开关周期，产生该第一同步整流开关的同步整流驱动信号时，将使该运行于间歇模式的同步整流开关于该体二极管导通时开始一同步整流，避免能量回灌，以相对地降低该电路的一损耗。

4.如权利要求2所述的电路，其特征在于，该谐振变换器为一串联谐振变换器与一并联谐振变换器两者其中之一，而该串联谐振变换器为一双电感加单电容LLC串联谐振变换器。

5.如权利要求2所述的电路，其特征在于，更包括一驱动器，其特征在于，该逻辑流程模块包括：

一第一D型触发器，接收一间歇责任周期信号与一第一脉冲信号，且产生一第一输出信号；

一第一延迟电路，接收该第一输出信号与产生一第一延迟信号；

一第二延迟电路，接收该第一延迟信号与产生一第二延迟信号；

一第一或门，接收该第一脉冲信号与一第二脉冲信号，且产生一第二输出信号；

一第二D型触发器，接收该第二延迟信号与该第二输出信号，且产生一第三输出信号；

一第一与门，接收该第一脉冲信号与该第一延迟信号，且产生一第一一次侧开关信号；

一第二与门，接收该第一延迟信号与该第二脉冲信号，且产生一第二一次侧开关信号；

一第三与门，接收该第一一次侧开关信号与该第三输出信号，且产生一第一二次侧开关信号；以及

一第四与门，接收该第二一次侧开关信号与该第三输出信号，且产生一第二二次侧开关信号，

其中该驱动器接收该第一与该第二一次侧开关信号及该第一与该第二二次侧开关信号，且产生该同步整流驱动信号以驱动该第一同步整流开关。

6.如权利要求2所述的电路，其特征在于，更包括一第二同步整流开关与一第二至一第四切换开关，其中该间歇模式控制器更包括：

一检测电阻，串联电连接于该谐振变换器，用以产生一负载电流检测信号；

一间歇责任周期产生器，电连接于该检测电阻，用以接收该负载电流检测信号与产生一间歇责任周期信号；

一回馈控制电路，耦合于该谐振变换器，用以接收一输出电压回馈信号与一参考电压，且产生一频率控制信号；

一压控振荡器，接收该间歇责任周期信号与该频率控制信号，且产生一第一与一第二脉冲信号；以及

一驱动器，接收一第一与一第二一次侧开关信号与一第一与一第二二次侧开关信号，且产生一第一至一第四一次侧驱动信号与一第一与一第二二次侧驱动信号，

其中该逻辑流程模块，接收该第一与该第二脉冲信号及该间歇责任周期信号，以产生该第一与该第二一次侧开关信号与该第一与该第二二次侧开关信号，该第一至该第四一次侧驱动信号，分别用于驱动该第一至该第四切换开关，该第一与该第二二次侧驱动信号，分别用于驱动该第一与该第二同步整流开关，且该第一二次侧驱动信号即为该同步整流驱动信号。

7.如权利要求1所述的电路，其特征在于，该变换器为一脉冲宽度调制PWM变换器，而该PWM变换器为一具一电感的降压变换器，且因在该间歇周期的该工作时间内，相对于该第一切换开关的该最后驱动信号所在开关周期的结束时刻提前该非整数个或该至少一个开关周期，关断该第一同步整流开关的同步整流驱动信号，而在该电感上的一电流反向时关断该第一同步整流开关，以避免于该第一同步整流开关动作时发生一能量回灌。

8.如权利要求7所述的电路，其特征在于，更包括一驱动器，其中该逻辑流程模块包括：

一第一D型触发器，接收一间歇责任周期信号与一第一脉冲信号，且产生一第一输出信号；

一第一延迟电路，接收该第一输出信号与产生一第一延迟信号；

一第一与门，接收该第一脉冲信号与该第一延迟信号，且产生一第一开关信号；

一第二与门，接收该第一延迟信号与一第二脉冲信号，且产生一第二开关信号，

其中该同步整流驱动信号为一第一同步整流驱动信号，该驱动器接收该第一与该第二开关信号，且产生该第一切换开关驱动信号与一第一同步整流驱动信号，以分别驱动该第一切换开关与该第一同步整流开关。

9.如权利要求7所述的电路，其特征在于，该间歇模式控制器更包括：

一检测电阻，串联电连接于该降压变换器，用以检测一负载电流并产生一负载电流信号；

一间歇责任周期产生器，电连接于该检测电阻，用以接收该负载电流信号与产生一间歇责任周期信号；

一回馈控制电路，耦合于该降压变换器，用以接收一输出电压回馈信号与一参考电压，且产生一回馈控制信号；

一脉冲宽度调制器，接收该间歇责任周期信号与该回馈控制信号，且产生一第一与一第二脉冲信号；以及

一驱动器，接收一第一与一第二开关信号，且产生该第一切换开关驱动信号与一第一同步整流驱动信号，以分别驱动该第一切换开关与该第一同步整流开关，

其中该逻辑流程模块，接收该第一与该第二脉冲信号及该间歇责任周期信号，且产生该第一与该第二开关信号。

10.一种用于控制一同步整流电路工作于间歇模式的控制方法，其特征在于，该同步整流电路包括一第一切换开关以及一第一同步整流开关，且该第一同步整流开关具一体二极管，该方法包含下列步骤：

在一间歇周期的一工作时间内，相对于该第一切换开关的一第一驱动信号延迟一非整数个或至少一个开关周期，产生该第一同步整流开关的同步整流驱动信号，或者在一间歇周期的一工作时间内，相对于该第一切换开关的一最后一驱动信号所在开关周期的结束时刻提前一非整数个或至少一个开关周期，关断该第一同步整流开关的同步整流驱动信号以避免能量回灌，以相对地降低该电路的一损耗。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，该同步整流电路为根据权利要求6所述的同步整流电路，且该步骤为在该间歇周期之该工作时间内相对于该第一切换开关之该第一驱动信号延迟该非整数个或该至少一个开关周期产生该第一同步整流开关的同步整流驱动信号。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于：

该同步整流电路更包括一输出电容耦合于该二次侧与该第一同步整流开关，且当该体二极管导通时，该变压器的该二次侧的一电压等于该输出电容的一电压；或者是

该同步整流电路更包括一输出电容耦合于该二次侧与该第一同步整流开关，且当该体二极管导通时，该变压器的该二次侧的一电压大于该输出电容的一电压。

13.如权利要求10所述的方法，其特征在于，该同步整流电路为根据权利要求9所述的同步整流电路，且该步骤为在该间歇周期的该工作时间内，相对于该第一切换开关的该最后一驱动信号所在开关周期的结束时刻提前该非整数个或该至少一个开关周期，关断该第一同步整流开关的同步整流驱动信号。

14.一种用于一控制同步整流电路工作于间歇模式的控制方法，其特征在于，该同步整流电路包括一第一与一第二切换开关，一第一与一第二同步整流开关，且该第一与该第二同步整流开关各具一体二极管，该方法包含下列步骤：

交替先导通该第一与该第二同步整流开关两者其中之一；

若第一同步整流开关先导通，则在一间歇周期的一工作时间内，相对于该第一切换开关开通的一第一驱动信号延迟一非整数个或至少一个开关周期，产生该第一同步整流开关的同步整流驱动信号；

若第二同步整流开关先导通，则在一间歇周期的一工作时间内相对于该第二切换开关开通的一第一驱动信号延迟一非整数个或至少一个开关周期，产生该第二同步整流开关的同步整流驱动信号。

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