CN106033929A

CN106033929A - 一种功率转换器及其控制方法

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Publication number: CN106033929A
Application number: CN201510114642.9A
Authority: CN
Inventors: 言超; 孙丽萍; 丁志辉; 郭德胜
Original assignee: Delta Optoelectronics Inc
Current assignee: Delta Electronics Inc; Delta Optoelectronics Inc
Priority date: 2015-03-16
Filing date: 2015-03-16
Publication date: 2016-10-19
Anticipated expiration: 2035-03-16
Also published as: US20160276945A1; CN106033929B; TW201635685A; US9590518B2; TWI578675B

Abstract

本发明公开了一种功率转换器及其控制方法，该功率转换器至少包括电感、寄生电容、一储能开关管和一续流开关管，该控制方法用于实现在该功率转换器正常工作期间，该储能开关管维持零电压开通；该控制方法包括：该功率转换器在一开关周期内，该续流开关管首次导通并截止后，且在该电感和寄生电容发生谐振后，再次导通该续流开关管一预设时间，以使得该储能开关管两端的电压能降至零，在该储能开关管两端的电压降至零时，开通该储能开关管而进入功率转换器的下一开关周期。本发明不需要在主功率级电路中额外添加任何辅助元件，即可实现储能开关管的ZVS开通，同时使得功率转换器具有较高的效率。

Description

一种功率转换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及开关电源领域，特别是涉及用于实现控制功率转换器中储能开关管的开启电压的方法及其对应的功率转换器。

背景技术

ZVS(zero-voltage switching)，零电压开关，即，在开关管导通时，其两端的电压为0，从而降低开关管的损耗。在功率转换器中实现针对主功率级电路的零电压开关(ZVS)，可以大幅提高功率转换器的效率。

本领域的技术人员知道，功率转换器的主功率级电路具有多种拓扑结构，图1所示为Boost电路的拓扑结构。

其中，V_in为输入电压，V_o为输出电压。S₂为储能开关管，S₁为续流开关管，续流开关管包括相互并联的同步整流管和续流二极管D₁。

当S₂导通时，为电感L储能；当S₂关断后，电感电流i_L经S₁续流。i_L以图中所示方向为正。V_s2为储能开关管S₂的两端电压，也就是漏源极电压。S₂两端还并联二极管D₂。

为了实现储能开关管S₂的ZVS，常采用工作于DCM(DiscontinuousConduction Mode，非连续导通模式)的控制方法，如图2A、2B所示。

图2A为V_in<V_o/2时Boost电路的工作波形示意图。图2A中从上方第一条线代表S₂的导通情况，高位为导通，第二条线代表与S₁并联的D₁的导通情况，高位为导通，第三条线代表i_L的电流变化情况，第四条线代表V_s2的电压变化情况。

t₁时刻，S₂导通，V_s2＝0，电感电流i_L上升。

t₂时刻，S₂关断，i_L下降，D₁导通，为输出端提供能量，此时V_s2＝V_o。

t₃时刻，i_L下降为0，D₁截止，不考虑续流二极管的反向恢复，则从t₃时刻开始，电感L与寄生电容C_para(比如主功率级电路的开关管结电容、二极管寄生电容、电感寄生电容等)发生谐振，V_s2电压满足公式(1)。

V_s2(t)＝V_in+(V_o-V_in)·cosω₀(t-t₃) (1)

其中L为电感值，C_para为寄生电容的电容值。

t₄时刻，V_s2电压谐振到零，则D₂导通，电感电流i_L经过D₂进行续流，V_s2电压钳位至0，反向电感电流逐渐减小，直至t₅时刻，电感电流为零。

在t₄～t₅中的任意时刻，V_s2均为0，则S₂均可实现ZVS开通。若该时间段内未导通S₂，则电感L与寄生电容C_para继续谐振，直至t₇时刻，V_s2电压谐振到零，此时导通S₂，实现ZVS开通。

S₂两次导通时刻之间所夹时段为一个开关周期，每个开关周期均包括以上所述的过程。

其中，在续流二极管D₁导通期间，同步整流管也可导通，用于同步整流。

由公式(1)可知，由于cos函数的数值范围在-1至1之间，故而V_s2的取值范围在2V_in-V_o至V_o。

当V_in<V_o/2时，V_s2电压可以谐振到零。

当V_in>V_o/2时，V_s2电压无法谐振到零。如图2B所示为V_in>V_o/2时Boost电路的工作波形示意图。

t₁至t₃时刻与图2A相同，从t₃时刻开始，电感L与寄生电容C_para发生谐振，V_s2电压满足公式(1)。

在t₄或t₆时刻，V_s2电压谐振至最小值(但大于0)，则在t₄或t₆时刻导通S₂，称为谷底开通，虽然可减少一部分开关损耗，但并不能实现ZVS。

由此可见，工作于DCM的弊端在于，在V_in>V_o/2时无法实现ZVS。该控制方法虽可提高功率转换器的效率，但不能保证在所有的输入电压下或所有负载下都有很高的效率。

发明内容

本发明提出一种功率转换器及其控制方法，其不需要在主功率级电路中额外添加任何辅助元件，即可实现储能开关管的ZVS开通，同时使得功率转换器在正常工作期间均具有较高的效率。

为解决上述问题，本发明的一方面公开了一种功率转换器的控制方法，该功率转换器至少包括电感、寄生电容、一储能开关管和一续流开关管，该控制方法用于实现在该功率转换器正常工作期间，该储能开关管维持零电压开通；该控制方法包括：

该功率转换器在一开关周期内，该续流开关管首次导通并截止后，且在该电感和寄生电容发生谐振后，再次导通该续流开关管一预设时间，以使得该储能开关管两端的电压能降至一阈值，在该储能开关管两端的电压降至小于等于该阈值时，开通该储能开关管而进入功率转换器的下一开关周期。

该续流开关管进一步包括同步整流管和续流二极管，在该续流开关管首次导通时，该续流二极管导通，或者该同步整流管和该续流二极管均导通。

该预设时间T_{syn_res}满足以下条件公式：

T_{syn_rec} &GreaterEqual; \frac{\sqrt{({2 V}_{in} - V_{o}) \cdot (V_{o} - V_{th})}}{ω_{0} (V_{o} - V_{in})}

其中，L为该电感的电感值，C_para为该寄生电容的电容值，V_in为该功率转换器的输入电压，V_o为该功率转换器的输出电压，V_th为该阈值。

所述的控制方法还包括：再次开通该续流开关管的时刻对应于该电感和该寄生电容完成第k个谐振周期时，k>0，k为整数或小数。

当功率变换器的一开关周期内需要至少两次开通该续流开关管时，控制该功率转换器的开关周期满足以下公式：

T_s＝T_on+T_off+k·T_r1+T_{syn_rec}+T_r2

T_{off} = T_{on} \frac{V_{in}}{V_{o} - V_{in}}

T_{r 1} = \frac{2 π}{ω_{0}}

T_{r 2} = \frac{2 \arctan (\frac{- i_{L} (t_{6}) \cdot Z_{0} - \sqrt{{(i_{L} (t_{6}) \cdot Z_{0})}^{2} - ({2 V}_{in} - V_{o}) (V_{o} - V_{th})}}{{2 V}_{in} - V_{o}})}{ω_{0}}

i_{L} (i_{6}) = \frac{V_{in} - V_{o}}{L} \cdot T_{syn_rec}

Z_{0} = \sqrt{L / C_{para}}

T_s为该功率转换器的开关周期，T_on为该储能开关管的导通时长，T_off为该续流开关管在该开关周期T_s内首次开通的时长，T_r1为该电感和该寄生电容的谐振周期，t₆为该续流开关管在该开关周期T_s内第二次截止的时刻，T_r2为从t₆时刻至该储能开关管的两端电压谐振到阈值所需时间。

上述的控制方法还包括：控制该续流开关管再次开通的时刻为该电感和该寄生电容谐振期间该续流开关管两端电压为零的时刻。

该控制方法可应用于该功率转换器的输入电压大于该功率转换器的输出电压的一半值的情况。

当该功率转换器工作于轻载时，控制该功率转换器的一个开关周期内该续流开关管首次截止至该续流开关管再次开通之间的时间至少大于该电感和该寄生电容的一个谐振周期。所述的控制方法，设置该阈值为零。

本发明的另一方面还公开了一种可实现所述控制方法的功率转换器，该功率转换器包括主功率级电路、控制器和采样电路；该主功率级电路至少包括一电感、寄生电容、一储能开关管和一续流开关管；该采样电路采样主功率级电路的输入信号和输出信号；该控制器产生控制信号控制该储能开关管和该续流开关管的开通和关断；该控制器还包括阈值控制电路，该阈值控制电路接收该采样电路的采样信号，控制该续流开关管在该功率转换器的一个开关周期内再次开通预设时间使得在该功率转换器的下一周期开始时，该储能开关管的电压小于等于阈值。

该阈值控制电路和采样电路均为数字程序模块。该控制器为MCU或DSP数字控制芯片，该数字程序模块汇编于数字控制芯片内。该数字程序模块包括采样转换模块、闭环计算模块和驱动时间及时序预测模块。该采样转换模块将该采样信号转换为数字信号。该闭环计算模块根据采样转换模块提供的信号计算该储能开关管在该功率转换器的一开关周期内的导通时长。

该驱动时间及时序预测模块接收闭环计算模块以及该采样转换模块的输出的信号预测在下一开关周期或下几个开关周期的每个开关周期中该储能开关管的导通时间、该续流开关管的两次导通的时间、该续流开关管两次导通之间所间隔的时间以及开关周期。

在另一实施例中，该阈值控制电路也可为数字逻辑控制电路。

该控制器包括驱动脉冲产生器，该数字逻辑控制电路与该驱动脉冲产生器相互之间电性连接。该数字逻辑控制电路包括采样逻辑转换电路、延时控制逻辑电路和续流开关管逻辑控制电路。该采样电路采样该电感的电流输出采样信号至该采样逻辑转换电路，该采样逻辑转换电路输出触发信号至该延时控制逻辑电路，该延时控制逻辑电路输出信号至该续流开关管逻辑控制电路。该续流开关管逻辑控制电路根据该延时控制逻辑电路的输出信号发出或者不发出驱动该续流开关管再次开启的一脉冲信号。该功率转换器为直流/直流转换器或者PFC电路。

本发明提供的技术方案不需要在主功率级电路中额外添加任何辅助元件，即可实现储能开关管的低于或等于一阈值电压开通，使得功率转换器具有较高的效率。另外，当功率转换器工作于轻载时，采用本发明提供的技术方案利于降低其工作频率，提高轻载时工作效率。

附图说明

图1为Boost电路的拓扑结构。

图2A为工作于DCM且V_in<V_o/2时Boost电路的工作波形示意图。

图2B为工作于DCM且V_in>V_o/2时Boost电路的工作波形示意图。

图3为采取延时关断方法的Boost电路的工作波形示意图。

图4A为应用于Boost电路的本发明的第一实施例的工作波形示意图。

图4B为应用于Boost电路的本发明的第二实施例的工作波形示意图。

图5为Totem-Pole PFC电路的拓扑结构示意图。

图6A为应用于Totem Pole PFC电路的本发明第三实施例于v_in>0时的工作波形示意图。

图6B为应用于Totem Pole PFC电路的本发明第四实施例于v_in<0时的工作波形示意图。

图7A为Buck电路的拓扑结构。

图7B为应用于Buck电路的本发明第五实施例的工作波形示意图。

图8A为Buck-Boost电路的拓扑结构。

图8B为应用于Buck-Boost电路的本发明第六实施例的工作波形示意图。

图9A为Flyback电路的拓扑结构。

图9B为应用于Flyback电路的本发明的第七实施例的工作波形示意图。

图10所示为本发明的该功率转换器的结构示意图。

图11所示为本发明的以方式一实现ZVS控制的功率转换器的结构示意图。

图12所示为本发明的以方式二实现ZVS控制的功率转换器的结构示意图。

图13所示为本发明的以方式二实现ZVS控制的功率转换器的详细结构示意图。

图14-16所示为本发明的以方式二实现ZVS控制的功率转换器的具体结构示意图。

具体实施方式

以下配合附图，对本发明的具体实现过程做详细的描述。

相对于背景技术中的控制方法，参考图1所示的拓扑结构，结合图3所示的控制时序图，揭示了采用延时关断续流开关管S₁的方法。此种延时关断续流开关管S₁的方法使电感电流i_L反向，让电感L储存足够的能量，保证储能开关管S₂关断后，其两端电压能够谐振到一较低的阈值电压或者是零，从而实现储能开关管S₂的以较低的电压开通。图3所示的阈值电压为零，因此在此以储能开关管S₂实现零电压开通进行说明。

t₁时刻，S₂导通，电感电流i_L上升。

t₂时刻，S₂关断，S₁导通，电感电流i_L下降，流经续流S₁，为输出端提供能量，此时V_s2＝V_o。

t₃时刻，电感电流i_L下降为0，继续保持S₁导通，则电感电流i_L反向增加。

t₄时刻，S₁关断，则电感L与主功率级电路的寄生电容C_para发生谐振，电感电流i_L和V_s2电压满足公式(2)。

\{\begin{matrix} i_{L} (t) = - \frac{(V_{o} - V_{in}) \sin ω_{0} (t - t_{4})}{Z_{0}} + i_{L} (t_{4}) \cos ω_{0} (t - t_{4}) \\ V_{s 2} (t) = V_{in} + (V_{o} - V_{in}) \cdot \cos ω_{0} (t - t_{4}) + i_{L} (t_{4}) Z_{0} \sin ω_{0} (t - t_{4}) \end{matrix} - - - (2)

其中

Z_{0} = \sqrt{L / C_{para}}, ω_{0} = 1 / \sqrt{L \cdot C_{para}} .

t₅时刻，V_s2电压谐振到零，则二极管D₂导通，将V_s2电压钳位至零，反向电感电流逐渐减小，直至t₆时刻，电感电流i_L为零。

在t₅～t₆中的任意时刻，V_s2均为0，则S₂均可实现ZVS开通。

与背景技术中的控制方法相比，这一控制方法可以在V_in>V_o/2时实现S₂的ZVS开通。但是，这一控制方法仍存在弊端：

当负载较轻时，若工作于固定开关频率，则电感电流的峰峰值就会很大，增加了轻载时的导通损耗和关断损耗；若工作于变频，即轻载时频率较高，重载时频率较低，则为了实现储能开关管的ZVS，轻载时电感电流为i_L(t₄)，即负向电流在电感电流中所占的比例就会很大，影响变换器的效率，同时较高的开关频率也会增加开关损耗。

本发明的一方面还提出一种功率转换器的控制方法，不需要在功率转换器中的主功率级电路中额外添加任何辅助元件，即可实现储能开关管的ZVS开通，提高了变换器的效率。

实施例一

参照图1所示的Boost电路的拓扑结构示意图，在此以功率转换器为Boost电路进行举例说明。在此也先以在Boost电路在正常工作期间均能实现ZVS控制进行说明，其控制时序图示意请参见图4A。

t₁时刻，储能开关管S₂导通，电感电流i_L上升。

t₂时刻，电感电流i_L上升至最大值，S₂关断，电感电流i_L下降，流经续流二极管D₁，为输出端提供能量，此时V_s2＝V_o。

t₃时刻，电感电流i_L下降为0，续流二极管D₁截止，不考虑续流二极管的反向恢复，则从t₃时刻开始电感L与寄生电容C_para(比如开关管结电容、二极管寄生电容、电感寄生电容等)发生谐振，V_s2电压满足公式(1)。

t₄时刻，V_s2电压谐振到最小值。

t₅时刻，V_s2电压尚未谐振到最大值，此时导通续流开关管S₁，由于V_o>V_in，使得电感电流i_L反向增加，则V_s2电压被钳位在V_o。

t₆时刻，关断S₁，则电感L与寄生电容C_para发生谐振，电感电流i_L和V_s2电压满足公式(3)。

\{\begin{matrix} i_{L} (t) = - \frac{(V_{0} - V_{in}) \sin ω_{0} (t - t_{6})}{Z_{0}} + i_{L} (t_{6}) \cos ω_{0} (t - t_{6}) \\ V_{s 2} (t) = V_{in} + (V_{o} - V_{in}) \cdot \cos ω_{0} (t - t_{6}) + i_{L} (t_{6}) Z_{0} \sin ω_{0} (t - t_{6}) \end{matrix} - - - (3)

其中

Z_{0} = \sqrt{L / C_{para}}, ω_{0} = 1 / \sqrt{L \cdot C_{para}} .

t₇时刻，V_s2电压谐振到零，此时电感电流i_L谐振到零，导通S₂，实现储能开关管S₂的ZVS开通。t₁～t₇时刻为一个开关周期。

更进一步的，在t₂～t₃续流二极管D₁导通的时间内，也可导通续流开关管S₁的同步整流管以实现同步整流，进一步提高变换器的效率。

在此实施例中，在电感电流i_L第一次下降至0(t₃时刻)之后，不采用延时关断的方法，而是正常关断续流开关管S₁，使电感和线路寄生电容发生谐振。在发生谐振的这段期间，储能开关管S₂从最高钳位电压开始下降，导通续流开关管S₁一段时间，为电感L反向存储能量，该能量能够使储能开关管S₂两端电压通过谐振降到一阈值电压或者零，当储能开关管S₂两端电压降到零时，则可实现储能开关管S₂的ZVS开通。

续流开关管S₁的导通时刻可选择在完成k个谐振周期时，k>0，k可以是整数也可以是小数。在图4A所示方案中，k为小于1的小数。但是，该导通时刻也可以选在多个谐振周期后，即大于1的整数以及小数，从而降低开关频率。导通时长后文具体描述。

具体来说，在图4A中导通续流开关管S₁的t₅时刻，储能开关管S₂两端电压并未谐振到峰值，并未完成一个完整的谐振周期，续流开关管S₁两端电压不是零，故而，续流开关管S₁为硬开通，增加了一部分损耗，S₁未实现ZVS。

实施例二

在此实施例中，功率转换器仍以Boost电路进行举例说明。图4B为Boost电路的另一种控制时序示意图。此实施例二与实施例一不同之处在于，储能开关管S₂和续流开关管S₁均能实现ZVS开通。t₁时刻，储能开关管S₂导通，电感电流i_L上升。

t₃时刻，电感电流i_L下降为0，续流二极管D₁截止，不考虑续流二极管的反向恢复，则电感L与线路寄生电容C_para发生谐振，V_s2电压满足公式(1)。

t₄时刻，V_s2电压谐振到最小值。

t₅时刻，V_s2电压谐振到最大值，电感电流i_L谐振至零，完成了一整个谐振周期，此时开通开关管S₁。由于此时S₁两端电压为零，故而S₁为零电压导通，电感电流i_L反向增加，V_s2电压被钳位在V_o。

t₆时刻，关断S₁，则电感L与寄生电容C_para发生谐振，电感电流i_L和V_s2电压满足式公式(3)。

t₇时刻，V_s2电压谐振到零，此时电感电流谐振到零，开通S₂，实现储能开关管的ZVS开通。

在t₅时刻电感电流谐振到零，S₁两端电压也为零，故而，续流开关管S₁也实现了ZVS开通。

在t₂～t₃续流二极管D₁导通的时间内，也可开通S₁的同步整流管，实现同步整流来进一步提高变换器效率。

控制该续流开关管再次开通的时刻为电感电流i_L谐振至零的t₅时刻，也就是，在该电感和该寄生电容谐振期间，该续流开关管两端电压为零的时刻。

在本实施例中，k为整数1，k也可以为其他大于0的整数。

可见，在此实施例中无需增加额外的线路和额外的损耗，即可实现储能开关管S₂的低于或等于一阈值电压开通，当阈值电压为0时，即可实现储能开关管ZVS开通的控制。续流开关管S₁导通时长的大小决定了反向电流的大小，也决定了储能开关管S₂两端电压能否谐振到阈值。因此，续流开关管S₁在谐振期间导通时长的大小对Boost电路的效率有影响。另外，续流开关管的开通时刻决定了Boost电路的开关频率，在电感L满足要求的情况下，k越大开关频率越小。

实施例三

在此实施例中，功率转换器以Totem-Pole PFC电路为例，说明对储能开关管和续流开关管的控制方法。图5为Totem-Pole PFC电路的拓扑结构。v_in为AC输入电压()，V_o为PFC的输出电压。

图6A示意PFC电路正常工作期间输入电压v_in>0时的对应的控制时序示意图，输入电压v_in>0时,PFC电路的工作原理与Boost电路相同。

t₁时刻，储能开关管S₂导通，电流流经电感L、S₂、二极管D₂，输入端对电感L进行储能，电感电流i_L上升。

t₂时刻，S₂关断，电感电流i_L开始下降，电流流经电感L、续流开关管S₁的反并二极管D_S1、二极管D₂，给输出电容C_out充电，此时V_s2＝V_o。

t₃时刻，电感电流i_L下降为0，反并二极管D_S1截止，不考虑二极管的反向恢复，则电感L与寄生电容C_para发生谐振，V_s1和V_s2电压满足公式(4)。

\{\begin{matrix} V_{s 1} (t) = (V_{o} - v_{in}) - (V_{o} - v_{in}) \cdot \cos ω_{0} (t - t_{3}) \\ V_{s 2} (t) = v_{in} + (V_{o} - v_{in}) \cdot \cos ω_{0} (t - t_{3}) \end{matrix} - - - (4)

D₂是慢速二极管，可以认为在输入电压正半周，D₂是常通的状态。

t₅时刻，V_s2电压谐振到最大值，V_s1电压谐振到零，电感电流i_L谐振至零，此时，零电压开通续流开关管S₁，电感电流i_L反向增加，V_s2电压钳位在V_o。

t₆时刻，关断S₁，则电感L与寄生电容C_para发生谐振，电感电流i_L和V_s2电压满足公式(5)。

\{\begin{matrix} i_{L} (t) = - \frac{(V_{o} - v_{in}) \sin ω_{0} (t - t_{3})}{Z_{0}} + i_{L} (t_{6}) \cos ω_{0} (t - t_{6}) \\ V_{s 2} (t) = v_{in} + (V_{o} - v_{in}) \cdot \cos ω_{0} (t - t_{6}) + i_{L} (t_{6}) Z_{0} \sin ω_{0} (t - t_{6}) \end{matrix} - - - (5)

t₇时刻，V_s2电压谐振到零，此时电感电流i_L谐振到零，开通S₂，实现储能开关管的ZVS开通。

在t₂～t₃反并二极管D_s1导通的时间内，也可开通S₁的同步整流管，实现同步整流，进一步提高功率转换器效率。

在此例举的是PFC电路中在输入电压v_in>0时的工作期间，对应的储能开关管实现零电压开通的实施例。当然储能开关管的电压并非需要实现零电压开通，低于一阈值电压也是可以的。在此实施例中，通过调节续流管S₁开通时间(t₅至t₆时间区间)的长短，即可调节储能开关管开通时的两端电压。

实施例四

实施例四中功率转换器仍以Totem Pole PFC电路进行举例说明。图6B示意PFC电路正常工作期间输入电压v_in<0时的对应的控制时序示意图。图6B中v_in<0时的控制时序示意图，与图6A的v_in>0时的控制时序相比，控制时序中示意的电感电流反向，储能开关管由S₂变为S₁。

t₁时刻，储能开关管S₁处于导通状态，反向电流流经慢速二极管D₁、S₁和电感L，输入对电感L进行储能，电感电流上升。

t₂时刻，S₁关断，反向电感电流开始减小，电流流经二极管D₁、续流开关管S₂的反并二极管D_S2、电感L，给输出电容C_out充电，此时V_s1＝V_o。

t₃时刻，反向电感电流下降为0，反并二极管D_S2截止，不考虑二极管的反向恢复，则电感L与寄生电容C_para发生谐振，V_s1电压满足公式(6)。由于D₁是慢速二极管，可以认为在输入电压负半周D₁是常通的状态。

\{\begin{matrix} V_{s 1} (t) = | V_{in} | + (V_{o} - | v_{in} |) \cdot \cos ω_{0} (t - t_{3}) \\ V_{s 2} (t) = (V_{o} - | v_{in} |) - (V_{o} - | v_{in} |) \cdot \cos ω_{0} (t - t_{3}) \end{matrix} - - - (6)

t₅时刻，V_s1电压谐振到最大值，V_s2电压谐振到零，电感电流i_L谐振至零，零电压开通续流开关管S₂，由于V_o>v_in，正向电感电流增加，V_s1电压钳位在V_o。

t₆时刻，关断S₂，则电感L₁与寄生电容C_para发生谐振，电感电流i_L和V_s1电压满足公式(7)。

\{\begin{matrix} i_{L} (t) = \frac{(V_{o} - | v_{in} |) \sin ω_{0} (t - t_{6})}{Z_{0}} + i_{L} (t_{6}) \cos ω_{0} (t - t_{6}) \\ V_{s 1} (t) = | v_{in} | + (V_{o} - | v_{in} |) \cdot \cos ω_{0} (t - t_{6}) - i_{L} (t_{6}) Z_{0} \sin ω_{0} (t - t_{6}) \end{matrix} - - - (7)

t₇时刻，V_s1电压谐振到零，电感电流i_L也谐振到零，开通S₁，实现储能开关管的ZVS开通。

在t₂～t₃时刻反并二极管D_s2导通的时间内，也可开通续流开关管S₂的同步整流管，实现同步整流，提高功率转换器效率。

实施例五

实施例五中以功率转换器为Buck电路进行说明。图7A为Buck电路的拓扑结构。其中，S₁为储能开关管，S₂为续流开关管。

图7B为控制Buck电路的工作的控制时序示意图。

t₁时刻，S₁导通，电感电流i_L上升。

t₂时刻，S₁关断，电感电流i_L下降，流经S₂的续流二极管D₂，为输出端提供能量，此时V_s1＝V_in。

t₃时刻，电感电流i_L下降为0，续流二极管D₂截止，不考虑二极管的反向恢复，则电感L与寄生电容C_para发生谐振，V_s1两端电压满足公式(8)。

V_s1(t)＝(V_in-V_o)+V_o·cosω₀(t-t₃) (8)

其中

ω_{0} = 1 / \sqrt{L \cdot C_{para}} .

t₅时刻，V_s1电压谐振到最大值，电感电流i_L谐振至零，开通S₂，此时S₂两端电压为零，S₂为零电压导通，电感电流反向增加，V_s1电压被钳位在V_in。

t₆时刻，关断S₂，则电感L与寄生电容C_para发生谐振，电感电流i_L和V_s1电压满足公式(9)。

\{\begin{matrix} i_{L} (t) = - \frac{V_{o} \sin ω_{0} (t - t_{6})}{Z_{0}} + i_{L} (t_{6}) \cos ω_{0} (t - t_{6}) \\ V_{s 1} (t) = (V_{in} - V_{o}) + V_{o} \cos ω_{0} (t - t_{6}) + i_{L} (t_{6}) Z_{0} \sin ω_{0} (t - t_{6}) \end{matrix} - - - (9)

其中

Z_{0} = \sqrt{L / C_{para}}, ω_{0} = 1 / \sqrt{L \cdot C_{para}} .

t₇时刻，V_s1电压谐振到零，此时电感电流谐振到零，开通S₁，实现储能开关管S₁的ZVS开通。

在t₂～t₃续流二极管导通的时间内，也可开通S₂的同步整流管实现同步整流，提高功率转换器效率。

实施例六

实施例六以功率转换器为Buck-Boost电路进行说明。图8A为Buck-Boost电路的拓扑结构，S₁为储能开关管，S₂为续流开关管。图8B为对应于Buck-Boost电路的控制时序示意图。t₁时刻，S₁导通，电感电流i_L上升。

t₂时刻，S₁关断，电感电流i_L下降，流经续流二极管D₂，为输出端提供能量，此时V_s1＝V_in+V_o。

t₃时刻，电感电流i_L下降为0，续流二极管D₂截止，不考虑续流二极管的反向恢复，则电感L与寄生电容C_para发生谐振，V_s1电压满足公式(10)。

V_s1(t)＝V_in+V_ocosω₀(t-t₃) (10)

其中

ω_{0} = 1 / \sqrt{L \cdot C_{para}} .

t₅时刻，V_s1电压谐振到最大值，电感电流i_L谐振至零，开通S₂，此时S₂两端电压为零，S₂为零电压导通，电感电流反向增加，V_s1电压被钳位在V_in+V_o。

t₆时刻，关断S₂，则电感L与寄生电容C_para发生谐振，电感电流i_L和V_s1电压满足公式(11)。

\{\begin{matrix} i_{L} (t) = - \frac{V_{o} \sin ω_{0} (t - t_{6})}{Z_{0}} + i_{L} (t_{6}) \cos ω_{0} (t - t_{6}) \\ V_{s 1} (t) = V_{in} {+ V}_{o} \cos ω_{0} (t - t_{6}) + i_{L} (t_{6}) Z_{0} \sin ω_{0} (t - t_{6}) \end{matrix} - - - (11)

其中

Z_{0} = \sqrt{L / C_{para}}, ω_{0} = 1 / \sqrt{L \cdot C_{para}} .

在t₂～t₃续流二极管D₂导通的时间内，也可开通S₂的同步整流管实现同步整流，提高功率转换器效率。

在此实施例中也是例举的储能开关管可实现零电压开通。然而，在此实施例中同样可以通过控制续流开关管S₂再次开通的时间控制储能开关管在下一个周期开通时的电压低于或等于一阈值即可。

实施例七

实施例七中以功率转换器为Flyback电路进行说明。图9A为Flyback电路的拓扑结构，S₁为储能开关管，S₂为续流开关管，变压器匝比为N₁:N₂，L为原边激磁电感。图9B为对应于Flyback电路的控制时序示意图。

t₁时刻，S₁导通，变压器原边电流i_N1上升。

t₂时刻，S₁关断，原边电流转移到副边，副边电流i_N2流经续流二极管D₂续流，为输出端提供能量，此时V_s1＝V_in+V_o*N₁/N₂。

t₃时刻，副边电流下降为0，续流二极管D₂截止，不考虑续流二极管的反向恢复，则原边激磁电感L与寄生电容C_para发生谐振，V_s1电压满足公式(12)。

V_{s 1} (t) = V_{in} + \frac{N_{1}}{N_{2}} V_{o} \cos ω_{0} (t - t_{3}) - - - (12)

其中

ω_{0} = 1 / \sqrt{L \cdot C_{para}} .

t₅时刻，V_s1电压谐振到最大值，将变压器原边电压折算到副边可知，此时S₂两端电压为零，开通S₂，S₂为零电压开通，副边电流i_N2反向增加，V_s1电压被钳位在V_in+V_o*N₁/N₂。

t₆时刻，关断S₂，则副边能量转移到原边，原边激磁电感L与线路寄生电容C_para发生谐振，原边电流i_N1和V_s1电压满足公式(13)。

\{\begin{matrix} i_{L} (t) = - \frac{\frac{N_{1}}{N_{2}} V_{o} \sin ω_{0} (t - t_{6})}{Z_{0}} + i_{L} (t_{6}) \cos ω_{0} (t - t_{6}) \\ V_{s 1} (t) = V_{in} + \frac{N_{1}}{N_{2}} V_{o} \cos ω_{0} (t - t_{6}) + i_{L} (t_{6}) Z_{0} \sin ω_{0} (t - t_{6}) \end{matrix} - - - (13)

其中

Z_{0} = \sqrt{L / C_{para}}, ω_{0} = 1 / \sqrt{L \cdot C_{para}} .

t₇时刻，V_s1电压谐振到零，此时原边电流谐振到零，开通S₁，实现储能开关管S₁的ZVS导通。

在t₂～t₃续流二极管D₂导通的时间内，也可开通S₂的同步整流管实现同步整流来提高功率转换器效率。

基于以上七个实施例，定义储能开关管S₂的导通时长为T_on(t₁～t₂)，S₂关断后电感电流第一次下降到0的时长定义为T_off(t₂～t₃)，电感与寄生电容谐振周期为T_r1(t₃～t₅)，续流开关管S₁的导通时长为T_{syn_rec}(t₅～t₆)，储能开关管S₂两端电压V_s2从峰值电压谐振到阈值所需的时间为T_r2(t₆～t₇)，当功率功率转换器的一开关周期内需要至少两次开通该续流开关管时，一个开关周期T_s为

T_s＝T_on+T_off+k·T_r1+T_{syn_rec}+T_r2 (14)

其中k＞0。根据前述实施例可知，k可以选择为整数或小数，当k为小数时，续流开关管开通时两端电压并非为零，储能开关管可以实现两端电压小于或等于阈值；当k为整数时，续流开关管为零电压零电流开通，储能开关管可以降至阈值电压或者实现ZVS。k为整数为本发明的优选方案。

在功率转换器对应的闭环系统中储能开关管的导通时长T_on通常由闭环输出决定，因此T_on作为一已知量，则T_off与T_on满足公式(15)

T_{off} = T_{on} \frac{V_{in}}{V_{o} - V_{in}} - - - (15)

谐振周期T_r1满足公式(16)

T_{r 1} = \frac{2 π}{ω_{0}} - - - (16)

续流开关管的导通时长的大小决定了电感存储的能量，从而决定了储能开关管两端电压能否谐振降至阈值或者零，如需储能开关管在下一周期开启时，其两端电压能降至阈值，续流开关管的开通时间T_{syn_rec}需满足公式(17)。

T_{syn_rec} &GreaterEqual; \frac{\sqrt{({2 V}_{in} - V_{o}) \cdot (V_{o} - V_{th})}}{ω_{0} (V_{o} - V_{in})} - - - (17)

储能开关管两端电压V_s2从V_o谐振到阈值电压V_th所需的时间T_r2，满足公式(18)。

T_{r 2} = \frac{2 \arctan (\frac{- i_{L} (t_{6}) \cdot Z_{0} - \sqrt{{(i_{L} (t_{6}) \cdot Z_{0})}^{2} - ({2 V}_{in} - V_{o}) (V_{o} - V_{th})}}{{2 V}_{in} - V_{o}})}{ω_{0}} - - - (18)

其中t₆为该续流开关管的导通时长的结束时刻，i_L(t₆)满足公式(19)

i_{L} (i_{6}) = \frac{V_{in} - V_{o}}{L} \cdot T_{syn_rec} - - - (19)

其中

Z_{0} = \sqrt{L / C_{para}}

由公式(8)～(13)可知，T_off、T_{syn_rec}、T_r2和T_s的大小主要与V_in、V_o、L和C_para有关，V_in、V_o可通过采样得到，L和C_para为功率转换器的已知参数，因此，通过采用获取V_in、V_o则可预测下一个或未来几个周期内的T_off、T_{syn_rec}、T_r2和T_s。采样信息可以是当前的采样信息，也可以是前几个周期滤波后的信息。

另外，在功率转换器工作于轻载时，可通过提高k值，以增大T_s，降低功率转换器的工作频率，进而提高功率转换器在轻载时的工作效率。而当功率转换器工作于重载时，利用本发明的控制方式可尽量降低k值，以减小T_s，以保证其重载时工作效率。因此，此种功率转换器的控制方法利于在功率转换器正常工作期间均维持较好的工作效率，降低损耗。

为实现上述控制方法，本发明的另一方面提出一种功率转换器。如图10所示为该功率转换器的结构示意图。该功率转换器包括主功率级电路、控制器和采样电路。该主功率级电路至少包括一电感、寄生电容、一储能开关管和一续流开关管。该主功率级电路可参见前述图1、5、7A、8A、9A所示。该采样电路采样该主功率级电路的输入信号和输出信号。该控制器产生控制信号控制该储能开关管和该续流开关管的开通和关断。该控制器还包括阈值控制电路，该阈值控制电路接收该采样电路的采样信号，控制该续流开关管在该功率转换器的一个开关周期内再次开通预设时间使得在该功率转换器的下一周期开始时，该储能开关管两端的电压降至阈值或者零。

上述功率转换器的控制部分可通过不同的方式来具体实现。

方式一，以数字方式实现，该控制器为MCU或DSP数字控制芯片，该阈值控制电路和采样电路均为数字程序模块，该数字程序模块汇编于数字控制芯片内。

如图11所示为对应于方式一的功率转换器的结构示意图。

如图11所示，汇编于该数字控制芯片20中的数字程序模块包括：采样转换模块201、闭环计算模块202和驱动时间及时序预测模块203。

采样转换模块201，对应图10中的采样电路，该采样转换模块201实时对该主功率级电路10进行采样，获得采样信息，并进行模数转换以获得数字采样信号。该数字采样信号包括：输出电压的采样值V_o、输入电压的采样值V_in和电感电流的采样值i_L。该采样转换模块201实时将该数字采样信号传送给闭环计算模块202和驱动时间及时序预测模块203。

闭环计算模块202包括电压环计算、电流环计算或前馈计算等，用于根据该数字采样信号进行闭环计算，以计算得到该储能开关管的导通时长T_on。该闭环计算模块202将该导通时长T_on传送给该驱动时间及时序预测模块203。

驱动时间及时序预测模块203，与主功率级电路10连接。该驱动时间及时序预测模块203用于T_on和该数字采样信号，并依据以上公式(1)-(19)，对下个开关周期或未来几个开关周期的开关管导通时刻与导通时长进行预测。该驱动时间及时序预测模块203还用于在对应时间点，对该主功率级电路10发出相应的储能开关管驱动信号或续流开关管驱动信号，以实现“在该功率转换器的一个开关周期中，电感电流第一次下降至零之后正常关断该续流开关管，并在该电感与该主功率级电路中的寄生电容完成第k个谐振周期时，驱动该续流开关管再次导通且导通时长T_{syn_rec}满足公式(17)后关闭，待该储能开关管的两端电压谐振到阈值V_th时开启该储能开关管而进入下一周期”的目的。

具体来说，以实施例二为例。

t₁时刻，驱动时间及时序预测模块203向储能开关管S₂发出导通的驱动信号，使储能开关管S₂导通。

在经历了导通时长T_on后，到达了t₂时刻，此时的电感电流i_L上升至最大值，驱动时间及时序预测模块203向储能开关管S₂发出关断的驱动信号，使S₂关断，电感电流i_L下降，流经二极管D₁，为输出端提供能量，此时V_s2＝V_o。

在经历了计算得到的时间T_off后，到达了t₃时刻，此时电感电流i_L下降为0，二极管D₁自动截止，驱动时间及时序预测模块203无需发出驱动信号。不考虑二极管的反向恢复，则电感L与线路寄生电容C_para发生谐振。

在经历了计算得到的k个谐振周期T_r1后，到达了t₅时刻，此时驱动时间及时序预测模块203向续流开关管S₁发出导通的驱动信号，以导通开关管S₁。

在经历了计算得到的S₁的导通时长T_{syn_rec}后，到达了t₆时刻，此时驱动时间及时序预测模块203向续流开关管S₁发出关断的驱动信号，以关断S₁。

在经历了计算得到的时间T_r2后，到达了t₇时刻，V_s2电压谐振到阈值，此时电感电流谐振到零，驱动时间及时序预测模块203向储能开关管S₂发送导通的驱动信号，以导通S₂，从而实现了储能开关管的以小于或等于阈值电压开通或者ZVS。

驱动时间及时序预测模块203也适用于前述的其他实施例。

在一个开关周期的该电感电流第一次下降的过程中(t₂～t₃)，特别是在t₂时刻，该驱动时间及时序预测模块203向续流开关管S₁发出导通的驱动信号，以导通开关管S₁，从而实现同步整流。

在经历了计算得到的时间T_off后，到达了t₃时刻，该驱动时间及时序预测模块203向续流开关管S₁发出关断的驱动信号，以关断S₁。

在又一实施例中，采样转换模块201还可对主功率级电路10的输出功率进行采样，该输出功率采样值越小，该驱动时间及时序预测模块选择的k越大，这样实现功率转换器工作在轻载时降低其工作频率。

方式二，该阈值控制电路为数字逻辑控制电路。

具体来说，该控制器包括驱动脉冲产生器，该数字逻辑控制电路与该驱动脉冲产生器相互之间电性连接，如图12所示为功率转换器的另一实施例的结构示意图。

图14示意了图12中阈值控制电路为数字逻辑控制电路时对应实现对主功率级电路实现控制的实施例。该功率转换器包括：主功率级电路10、电流过零检测模块301、驱动脉冲产生器302、阈值控制电路303。该电流过零检测模块301对应该采样电路。主功率级电路10与前述实施例中所述相同。

电流过零检测模块301用于获取电感电流的过零时刻。

驱动脉冲产生器302根据来自主功率级电路10的反馈信号，为该储能开关管和该续流开关管产生驱动脉冲。阈值控制电路303，用于从该电流过零检测模块301获取第一个过零时刻时起，使该续流开关管持续关断，并在该电感与该主功率级电路中的寄生电容完成第k个谐振周期时，导通该续流开关管且导通时长并在该储能开关管的两端电压谐振降至阈值时开启该储能开关管。k为正整数。其中，在一具体实施例中，该阈值控制电路包括采样逻辑转换电路、延时控制逻辑电路和续流开关管逻辑控制电路，如图13所示。其中，该采样电路采样该主功率级电路中的电感的电流输出采样信号至该采样逻辑转换电路，该采样逻辑转换电路输出触发信号至该延时控制逻辑电路，该延时控制逻辑电路输出信号至该续流开关管逻辑控制电路。该续流开关管逻辑控制电路根据该延时控制逻辑电路的输出信号驱动该驱动脉冲产生器发出或者不发出驱动续流开关管再次开启的一脉冲信号。

图15对图13中所示阈值控制电路各部分的实现例举了更为具体的实现模块图。其中，V_F为主功率级电路10的输出电压的采样信号，i_L为电感电流的采样信号。采样逻辑转换电路在图15中由比较器3实现。比较器3将电感电流采样信号i_L与一参考信号(理想状况下为0信号)相比较，并在电感电流由正变负的过零时刻产生一个负向的电压跳变。

驱动脉冲产生器302由脉冲产生器1实现。脉冲产生器1根据V_F产生储能开关管S₂和续流开关管S₁的驱动信号，获取稳定的输出电压。

延时控制逻辑电路由计数器4、或非门7、与门8、或门2实现。

续流开关管逻辑控制电路由单稳态电路6、或门2配合脉冲产生器1实现。计数器4的复位端接脉冲产生器1输出端，接收脉冲产生器1对储能开关管S₂的驱动信号，计数器4的输入端接比较器3的输出端。特别是在计数器4的复位端接收到关断储能开关管S₂的驱动信号时，计数器4开始对该负向的电压跳变进行计数。每接到一次该负向的电压跳变，计数器4的对应次数的计数端置逻辑1,其他计数端置0。计数器4的第一次所对应的计数端预设为0。计数器4的任意计数端为1时表示，可以导通该续流开关管S₁。

或非门7连接该计数器4的所有计数端，当任一计数端输出为1时，或非门7均输出0。

或非门7的输出连接至与门8的一个输入端，与门8的另一个输入端连接至脉冲产生器1，接收脉冲产生器1对续流开关管S₁的驱动信号。

该计数器4的第N个计数端被固定连接到单稳态电路6，单稳态电路6的输出端连接到或门2的一个输入端，单稳态电路6在该第N个计数端输出1时输出一个固定宽度的窄脉冲。或门2的另一个输入端连接该与门8的输出端。然而在其他实施例中，单稳态电路6可以根据设计者的需求连接计数器的不同的计数端，并不局限于在此例举的单稳态电路6连接计数器4的第N个计数端。

在计数器4的复位端接收到关断储能开关管S₂的驱动信号时，计数器4开始对该负向的电压跳变进行计数。

若N预先设置为3，即待三个谐振周期完成时，开启续流开关管进行以下说明。

当计数器4第一次接收到该负向的电压跳变时，由于计数器4的第一次所对应的计数端已预设为0，故而或非门7输出1。此时，将脉冲产生器1输出的续流开关管S₁的驱动脉冲置0，则与门8输出0至或门2。。

单稳态电路6由于所连接的第3计数端为0，此时无法输出窄脉冲。则或门2无法输出1，则续流开关管S₁处于关断状态。

当计数器4第二次接收到该负向的电压跳变时，计数器4的第二次所对应的计数端输出1，故而或非门7输出0至与门8，则与门8也输出0至或门2。而单稳态电路6仍无法收到了计数器4的第二次所对应的计数端输出的1，故而无法输出一个固定宽度的展脉冲至或门2。则或门2输出0，保持续流开关管S₁处于关断。

当计数器4第三次接收到该负向的电压跳变时，计数器4的第3计数端输出1，故而或非门7输出0。而单稳态电路6此时收到了计数器4的第3计数端输出的1，故而输出一个固定宽度的窄脉冲至或门2，则或门2输出1，驱动续流开关管S₁导通，对磁性元件(电感)进行反向储能。同时，该窄脉冲还被发送至脉冲产生器1，以其进行复位，以产生下一个周期的储能开关管脉冲和续流开关管驱动信号。

通过上述描述可知，利用图15所示的结构，可以在完成预先设定的整数个谐振周期后，导通续流开关管。

在此，在图15所例举的阈值控制电路的基础上，图16例举了阈值控制电路的另一实施例图16中阈值控制电路增加了动态选择电路5。在图16中所示实施例中，延时逻辑控制电路包含了动态选择电路5，接收了输出功率采样信号FB和参考信号V_ref，利于根据当前主功率级电路的状态实现对应的延时逻辑控制。

具体来说，V_F为主功率级电路10的输出电压的采样信号，i_L为电感电流采样信号。

动态选择电路5包括多条对比线路以及一个或门，所有对比线路的最终输出均连接至该或门。图16中以三条对比线路为例，但不限于此。第一条对比线路(1st)中包括一第一比较器、一非门以及一与门。

第一比较器的一个输入端接收该FB，另一个输入端接收一个参考值Vth1，该第一比较器的输出端连接该与门的一输入端，该与门的另一输入端连接计数器1的第一个计数端，该第一比较器的输出端还连接至该非门。该与门的输出端连接该或门。

第二条对比线路(2nd)中包括一第二比较器、一非门、第一与门及第二与门。

第二比较器的一个输入端接收该FB，另一个输入端接收一个参考值Vth2，该第二比较器的输出端连接第一与门的一输入端，该第一与门的另一输入端连接该第一条对比线路(1st)中的非门的输出端。该第一与门的输出端连接第二与门的一输入端，第二与门的另一输入端连接计数器1的第二个计数端。该第二比较器的输出端还连接至该非门。该第二与门的输出端连接该或门。

第三条对比线路(3th)中包括一第三比较器、第一与门及第二与门。

第三比较器的一个输入端接收该FB，另一个输入端接收一个参考值Vth3，该第三比较器的输出端连接第一与门的一输入端，该第一与门的另一输入端连接该第二条对比线路(2nd)中的非门的输出端。该第一与门的输出端连接第二与门的一输入端，第二与门的另一输入端连接计数器1的第三个计数端。该第二与门的输出端连接该或门。

其中Vth1>Vth2>Vth3，在发生过零时，该FB越小，该阈值控制电路选择的N越大。

具体来说，FB与参考值进行比较，FB大于参考值时，对应的比较器输出1。例如，Vth1>Vth2>FB>Vth3，则第一条对比线路(1st)中，第一比较器输出0，第一条对比线路(1st)输出0至或门。

第二条对比线路(2nd)中，第二比较器输出0，则第一与门输出0，第二与门输出0至或门，非门输出1至第三条对比线路(3th)的第一与门。

第三条对比线路(3th)中，第三比较器输出1，则第一与门输出1。在计数器4的第三次所对应的计数端输出1时，第二与门输出1至或门，触发单稳态电路6发出展脉冲，导通该续流开关管。

由此可见，本发明的技术方案可以利用电路5选择期望的计数端来触发单稳态电路6，进而产生用于ZVS的续流开关管的触发脉冲。

特别是，利用反馈信号(FB)，对插入的谐振周期数进行动态的选择，实现了更优化的控制。在本实施例中也可以结合背景技术中的方案，计数器的第一次所对应的计数端不预设为0，当负载较重时，则选择第一次过零时刻对单稳态电路6进行触发，即不进行降频处理，即图3所述方案；当负载变轻时，FB变低，选择电感电流的第二次、第三次、……或更多次过零时刻，对单稳态电路6进行触发；负载轻时，工作频率控制较低，利于提高功率转换器轻载时的效率。

通过以上例举的功率转换器中其阈值控制电路既可以通过软件编程集成于功率转换器中的控制器实现，也可以采用数字逻辑电路进行实现。而数字逻辑电路的实现并非局限于图15和图16例举两种简单的实施例。对于本领域技术人员而言，相同功能的数字逻辑模块可以采用很多不同种形式的具体实现方式，因此图15和图16只是例举的两种具体实现这些数字逻辑模块的形式，并不作为对权利要求书保护范围的限制。当然这两种形式的阈值控制电路也可以一部分采用数字逻辑电路实现，一部分采用软件编程来实现。通过以上方案，使得本发明不需要在主功率级电路中额外添加任何辅助元件，即可实现储能开关管的开通时降至阈值电压的控制，同时使得功率转换器具有较高的效率。另外，本发明还可实现在轻载时，工作于较低的工作频率中，提高了功率转换器的效率。

Claims

1.一种功率转换器的控制方法，该功率转换器至少包括电感、寄生电容、一储能开关管和一续流开关管，其特征在于，该控制方法用于实现在该功率转换器正常工作期间，该储能开关管维持零电压开通；该控制方法包括：

该功率转换器在一开关周期内，该续流开关管首次导通并截止后，且在该电感和该寄生电容发生谐振后，再次导通该续流开关管一预设时间，以使得该储能开关管两端的电压能降至一阈值，在该储能开关管两端的电压降至小于或等于阈值时，开通该储能开关管而进入功率转换器的下一开关周期。

2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，该续流开关管进一步包括同步整流管和续流二极管，在该续流开关管首次导通时，该续流二极管导通，或者该同步整流管和该续流二极管均导通。

3.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，该预设时间T_{syn_res}满足以下条件公式：

T_{syn_rec} &GreaterEqual; \frac{\sqrt{({2 V}_{in} - V_{o}) \cdot (V_{o} - V_{th})}}{ω_{0} (V_{o} - V_{in})}

4.如权利要求3所述的控制方法，其特征在于，还包括：

再次开通该续流开关管的时刻对应于该电感和该寄生电容完成第k个谐振周期时，k>0，k为整数或小数。

5.如权利要求4所述的控制方法，其特征在于，当功率变换器的一开关周期内需要至少两次开通该续流开关管时，控制该功率转换器的开关周期满足以下公式：

T_s＝T_on+T_off+k·T_r1+T_{syn_rec}+T_r2

T_{off} = T_{on} \frac{V_{in}}{V_{o} - V_{in}}

T_{r 1} = \frac{2 π}{ω_{0}}

T_{r 2} = \frac{2 \arctan (\frac{- i_{L} (t_{6}) \cdot Z_{0} - \sqrt{{(i_{L} (t_{6}) \cdot Z_{0})}^{2} - (2 V_{in} - V_{o}) (V_{o} - V_{th})}}{{2 V}_{in} - V_{o}})}{ω_{0}}

i_{L} (t_{6}) = \frac{V_{in} - V_{o}}{L} \cdot T_{syn_rec}

Z_{0} = \sqrt{L / C_{para}}

6.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，还包括：

控制该续流开关管再次开通的时刻为该电感和该寄生电容谐振期间该续流开关管两端电压为零的时刻。

7.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，该控制方法可应用于该功率转换器的输入电压大于该功率转换器的输出电压的一半值的情况。

8.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，当该功率转换器工作于轻载时，控制该功率转换器的一个开关周期内该续流开关管首次截止至该续流开关管再次开通之间的时间至少大于该电感和该寄生电容的一个谐振周期。

9.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，设置该阈值为零。

10.一种可实现权利要求1所述控制方法的功率转换器，其特征在于：

该功率转换器包括主功率级电路、控制器和采样电路；

该主功率级电路至少包括一电感、寄生电容、一储能开关管和一续流开关管；

该采样电路采样主功率级电路的输入信号和输出信号；

该控制器产生控制信号控制该储能开关管和该续流开关管的开通和关断；

该控制器还包括阈值控制电路，该阈值控制电路接收该采样电路的采样信号，控制该续流开关管在该功率转换器的一个开关周期内再次开通预设时间使得在该功率转换器的下一周期开始时，该储能开关管的电压小于或等于阈值。

11.如权利要求10所述的功率转换器，其特征在于，该阈值控制电路和采样电路均为数字程序模块。

12.如权利要求11所述的功率转换器，其特征于，该控制器为MCU或DSP数字控制芯片，该数字程序模块汇编于数字控制芯片内。

13.如权利要求11所述的功率转换器，其特征在于，该数字程序模块包括采样转换模块、闭环计算模块和驱动时间及时序预测模块。

14.如权利要求13所述的功率转换器，其特征在于，该采样转换模块将该采样信号转换为数字信号。

15.如权利要求13所述的功率转换器，其特征在于，该闭环计算模块根据采样转换模块提供的信号计算该储能开关管在该功率转换器的一开关周期内的导通时长。

16.如权利要求13所述的功率转换器，其特征在于，该驱动时间及时序预测模块接收闭环计算模块以及该采样转换模块的输出的信号预测在下一开关周期或下几个开关周期的每个开关周期中该储能开关管的导通时间、该续流开关管的两次导通的时间、该续流开关管两次导通之间所间隔的时间以及开关周期。

17.如权利要求10所述的功率转换器，其特征在于，该阈值控制电路为数字逻辑控制电路。

18.如权利要求17所述的功率转换器，其特征在于，该控制器包括驱动脉冲产生器，该数字逻辑控制电路与该驱动脉冲产生器相互之间电性连接。

19.如权利要求18所述的功率转换器，其特征在于，该数字逻辑控制电路包括采样逻辑转换电路、延时控制逻辑电路和续流开关管逻辑控制电路。

20.如权利要求19所述的功率转换器，其特征在于，该采样电路采样该电感的电流输出采样信号至该采样逻辑转换电路，该采样逻辑转换电路输出触发信号至该延时控制逻辑电路，该延时控制逻辑电路输出信号至该续流开关管逻辑控制电路。

21.如权利要求20所述的功率转换器，其特征在于，该续流开关管逻辑控制电路根据该延时控制逻辑电路的输出信号发出或者不发出驱动该续流开关管再次开启的一脉冲信号。

22.如权利要求10所述的功率转换器，其特征在于，该功率转换器为直流/直流转换器或者PFC电路。