CN105846682B - 一种正反激变换器的新型混合控制方式 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种正反激变换器的新型控制方式，为混合控制方式，即设计变换器重载采用准谐振控制方式，工作于临界连续模式；轻载采用关断时间控制方式，工作于定开通时间变关断时间的变频断续模式，极轻载采用定频控制方式，工作于变占空比的断续模式。相比于传统控制方式，本发明能够在全负载范围内实现变换器功率开关管的软开关，并且可以提升变换器在全负载范围内的效率值。

Description

一种正反激变换器的新型混合控制方式

技术领域

本发明涉及一种电源领域的技术应用，尤其涉及正反激变换器及在全负载范围内提高正反激变换器能量转换效率的混合控制方式。

背景技术

反激变换器拓扑作为一种常用的DC-DC变换技术，具有体积小、成本低等特点，主要适用于中小功率隔离应用场合。反激变换器主要有以下几种箝位方式：RC缓冲吸收、RCD箝位、LCD箝位以及有源箝位，相比于其余箝位方式，有源箝位不仅能够抑制主开关管的关断电压尖峰，而且能够实现变压器漏感能量的无损回收释放，有利于实现主开关管的软开关，对于变换器的效率提升具有重要意义。

为了进一步提升有源箝位反激变换器的升压比，可以在变换器的副边加入倍压整流电路，得到如图1所示的有源箝位正反激变换器。当主开关管Q开通时，变换器工作在正激状态，原边输入电压经变压器T变压后加在副边漏感L_lk与倍压电容C₁上，漏感与倍压电容谐振；当主开关管Q关断时，变换器工作于反激状态，变压器激磁能量转移到副边绕组，经由倍压电容C₁以及整流二极管D₂传递到输出端。

目前传统的有源箝位电路驱动方式分为两种：互补驱动和非互补驱动。互补驱动指箝位开关管Q_c的驱动信号与主开关管Q的驱动信号互补，为了防止直通，Q和Q_c两开关管的驱动信号之间需要留有一定的死区时间。当主开关管Q关断后，原边激磁电流给主开关管Q以及箝位开关管Q_c的结电容充电，直至电容C_Q电压等于输入电压与箝位电容电压之和，箝位开关管Q_c体二极管导通，此时开通Q_c，实现软开通。箝位开关管Q_c导通期间，漏感L_lk与箝位电容C_c谐振，如图2所示为互补驱动方式下在主开关管Q关断时间段内原边电流i_p以及激磁电流i_m的波形图，电流波形总共存在六种情况，(a)、(b)、(c)为单向磁化状态下的电流波形图，激磁电流i_m始终大于0，且(a)、(b)、(c)按照漏感与箝位电容谐振周期数值由大到小排序；(d)、(e)、(f)为双向磁化状态下的电流波形图，激磁电流i_m存在小于0的情况，(d)、(e)、(f)按照漏感与箝位电容谐振周期数值由大到小排序。由于变换器主开关管Q实现软开关的必要条件是原边电流i_p在主开关管开通前电流为负，因此仅(a)、(d)、(e)、(f)这四种情况下可能会实现软开关。考虑到情况(a)是利用漏感实现软开关，漏感能量较小，而情况(d)、(e)、(f)由漏感和激磁电感共同作用实现软开关，激磁电感储能较多，因此情况(d)、(e)、(f)更易于实现软开关，即设计变换器工作于双向磁化状态将有助于主功率开关管的软开关实现。

互补驱动的优势在于能够确保箝位开关管Q_c的软开通，另外通过设计变压器工作于双向磁化状态，不仅能够实现主开关管的软开通，而且能够提高变压器磁芯的利用率，减小磁芯体积；互补驱动的缺点在于箝位开关管的导通损耗比较大。

针对互补驱动箝位开关管导通损耗大的问题，浙江大学的张军明教授团队在文献《A High Efficiency Flyback Converter With New active clamp techniue》中提出了一种非互补驱动方式。设计箝位开关管Q_c在主开关管Q开通前开通一窄脉宽时间，从而极大的降低了箝位电容C_c的循环能量，减小了箝位开关管的导通损耗。如图3所示为非互补驱动方式下在主开关管Q关断时间段内原边电流i_p以及激磁电流i_m的波形图，电流波形总共存在六种情况，(a)、(b)为变换器工作于连续模式，磁芯单向磁化状态下的电流波形图，激磁电流i_m始终大于0；(c)、(d)、(e)、(f)为双向磁化状态下的电流波形图，激磁电流i_m存在小于0的情况，(c)、(d)为CPM模式下的波形图，(e)、(f)为DCM模式下的波形图，各模式下电流波形均按照漏感与箝位电容谐振周期数值由大到小排序。由于变换器实现主功率开关管软开关的必要条件是原边电流i_p在主功率开关管Q开通之前电流为负，因此采用非互补驱动方式在除(b)以外的情况下均有实现软开关的可能。考虑到情况(a)是利用漏感实现软开关，情况(c)、(d)、(e)、(f)由漏感和激磁电感共同作用实现软开关，因此使变换器工作于双向磁化状态将更有助于实现主功率开关管的软开关。

正反激变换器的传统控制方式主要有三种：准谐振控制、关断时间控制、定频控制。准谐振控制的优势在于，能够确保主开关管和箝位开关管的软开关实现；其劣势在于变换器轻载时的工作频率非常高，极大的恶化了变换器的轻载效率。关断时间控制的优势在于能够实现轻载降频，有效的降低了变换器在轻载时的开关损耗，若变换器采用非互补驱动方式，则变换器轻载工作于断续模式，变压器双向磁化，有利于软开关的实现；关断时间控制的劣势在于轻载时工作于断续模式，非互补驱动方式下无法确保箝位开关管软开关的实现，极轻载时变换器工作频率过低，类似于Burst模式，输入输出纹波较大。定频控制的优势在于频率固定，控制实现简单；其劣势在于轻载频率仍然比较高，且轻载易进入DCM模式，非互补控制方式下无法确保箝位开关管软开关的实现。

发明内容

本发明针对传统控制方式无法兼顾轻载和重载效率的问题，提出了一种新型混合控制方式。

本发明的技术解决方案是：

一种新型混合控制方式结合了准谐振控制、关断时间控制、定频控制三种传统的控制方式，有效地兼顾了正反激变换器在轻载和重载的效率，提高了正反激变换器在全负载范围内的总体效率。

本发明一种新型混合控制方式设计变换器重载工作于准谐振控制临界连续模式，确保了箝位开关管和主开关管软开关的实现；设计变换器轻载工作于关断时间控制断续模式，有效地解决了因准谐振控制而导致轻载频率过高的问题，降低了轻载时的开关损耗；设计变换器极轻载工作于定频控制断续模式，有效地限制了变换器的最低工作频率，避免了因轻载采用关断时间控制而导致变换器在极轻载时工作频率过低使变换器工作于Burst模式的问题。采用本发明新型混合控制方式可以使变换器变压器在全负载范围内工作于双向磁化状态，能够确保主开关管软开关的实现。

所述倍压电容C₁和漏感L_lk的谐振半周期小于准谐振控制方式下主开关管的最小开通时间。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

(1)确保了变换器开关管在全负载范围内的软开关实现；

(2)提高了变换器在各负载条件下的整机效率；

(3)提高了变压器磁芯的利用率。

附图说明

图1是有源箝位正反激变换器示意图；

图2是图1中有源箝位正反激变换器工作于互补驱动方式下时，在主开关管Q关断时间段内的原边电流i_p以&激磁电流i_m波形示意图；

图3是图1中有源箝位正反激变换器工作于非互补驱动方式下时，在主开关管Q关断时间段内的原边电流i_p以&激磁电流i_m波形示意图；

图4是图1中有源箝位正反激变换器在关断时间控制方式下的控制示意图；

图5是图1中有源箝位正反激变换器在关断时间控制方式下的关键波形示意图；

图6是图1中有源箝位正反激变换器在定频控制方式下的控制示意图；

图7是图1中有源箝位正反激变换器在定频控制方式下的关键波形示意图；

图8是图1中有源箝位正反激变换器在准谐振控制方式下的控制示意图；

图9是图1中有源箝位正反激变换器在准谐振控制方式下的关键波形示意图；

图10为本发明新型混合控制方式的切换条件框图；

图11为加入过零检测电路的正反激变换器示意图；

图12为有源箝位正反激变换器在CRM模式下的过零检测电路关键波形图；

图13为有源箝位正反激变换器在34V输入，新型混合控制方式下的空载实验波形图；

图14为有源箝位正反激变换器在34V输入，新型混合控制方式下的20％载实验波形图；

图15为有源箝位正反激变换器在34V输入，新型混合控制方式下的满载实验波形图；

图16为有源箝位正反激变换器在34V输入条件下所测得的三种传统控制方式和新型混合控制方式的效率曲线对比图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施作进一步的详细描述：

如图1所示为有源箝位正反激变换器示意图，图11所示为加入过零检测电路的正反激变换器示意图。

本发明一种新型混合控制方式设计有源箝位正反激变换器在全负载范围内工作于非互补驱动方式，所述非互补驱动方式是指箝位开关管在主开关管开通前开通一小段时间；

本发明一种新型混合控制方式结合了正反激变换器三种传统的控制方式：关断时间控制、定频控制、准谐振控制；

关断时间控制是一种常见的变频控制方式，该方法根据具体应用要求设定一个固定的功率开关管开通时间T_{on_x}，通过调整功率开关管的关断时间实现闭环调节。当变换器工作于断续模式时，有：

(其中，i_m为激磁电流峰值，

表示反激过程输出功率)。变换器每个周期激磁电感储能相同，为

随着输出功率的增大，频率线性增大。当频率增大到一定值后，变换器进入连续模式，此时变换器占空比固定为

连续模式时的开关频率为：

断续模式与连续模式转折点处的输出功率为：

如图4所示为关断时间控制的控制图，当变换器负载功率小于P_x时，变换器工作于断续模式。断续模式下，随着负载的减轻，变换器的工作周期逐渐增大，频率逐渐降低，理论上在该种控制方式下，空载频率为0Hz；当变换器负载功率大于P_x时，变换器工作于连续模式，连续模式下，变换器的频率值不受负载变化影响，仅与变换器的输入电压有关。如图5所示为采用关断时间控制方式的变换器在不同负载条件下的稳态波形图，图中v_gs1为主开关管Q的驱动波形，v_gs2为箝位开关管的驱动波形，i_m为变压器激磁电流波形，v_ds1为主开关管Q的DS电压波形，负载功率P₁＞P_x＞P₂＞P₃。

定频控制是一种最基本的PWM控制方式，驱动的频率f＝f_x保持不变，通过控制驱动信号的占空比实现稳定的闭环调节。当变换器工作于断续模式时，有：

开通时间T_on的平方与变换器的输出功率P_o成线性关系，当开通时间增大到

时，变换器进入连续模式，此时变换器占空比固定为

连续与断续模式转折点处的输出功率为：

如图6所示为定频控制的控制图，当变换器的负载功率小于P_x时，变换器工作于断续模式，该模式下，随着负载的减轻，驱动信号的频率值保持不变，开通时间逐渐降低，理论上空载开通时间为0s；当变换器的负载功率大于P_x时，变换器工作于连续模式，连续模式下，驱动信号的开通时间不受负载变化的影响，仅与变换器的输入电压有关。如图7所示为采用定频控制方式的变换器在不同负载条件下的稳态波形图，图中v_gs1为主开关管Q的驱动波形，v_gs2为箝位开关管的驱动波形，i_m为变压器激磁电流波形，v_ds1为主开关管Q的DS电压波形，负载功率P₁＞P_x＞P₂＞P₃。

准谐振控制主要应用于临界连续模式或者断续模式中，是一种在变压器激磁电流断续后，控制变压器激磁电感L_m与主功率开关管寄生电容C_Q之间的谐振周期数N实现变换器原边箝位开关管Q_c在主开关管Q的DS电压谐振峰值开通的软开关控制方式。以准谐振临界连续模式为例，有：开通时间T_on与变换器的输出功率P_o成线性关系。CRM模式变换器占空比固定为

得到变换器工作频率为：

如图8所示为准谐振的控制图，在固定的输入电压下，随着负载功率的降低，变换器驱动的开通时间以及周期值会逐渐减小，频率会不断增大，理论上的开关频率为无穷大。如图9所示为采用准谐振控制方式的变换器在不同负载条件下的稳态波形图，图中v_gs1为主开关管Q的驱动波形，v_gs2为箝位开关管的驱动波形，i_m为变压器激磁电流波形，v_ds1为主开关管Q的DS电压波形，负载功率P₁＞P_x＞P₂＞P₃。

图10示出了本发明一种新型混合控制方式的切换条件框图，一种新型混合控制方式设计变换器重载工作于准谐振控制临界连续模式CRM，轻载工作于关断时间控制断续模式DCM1，极轻载工作于定频控制断续模式DCM2。CRM与DCM1两种模式相互切换时，其条件分别为：重载CRM模式下，随着负载的减轻，变换器主开关管的开通时间T_on逐渐减小，当T_on降至关断时间控制所设定的主管开通时间T_{on_min}时，切换至定开通时间变周期模式；轻载DCM1模式下，随着负载的加重，变换器的周期逐渐减小，当检测到变压器激磁电流连续时，切换至临界连续模式；DCM1模式与DCM2之间的切换条件分别为：轻载DCM1模式下，随着负载的减轻，变换器的工作频率f逐渐降低，当f降至所设定的最小频率值f_min时，切换至定频变占空比模式；极轻载DCM2模式下，随着负载的加重，主开关管开通时间T_on逐渐增大，当T_on增大至关断时间控制所设定的主管开通时间T_{on_min}时，切换至定开通时间变周期模式。

为了保证副边整流二极管D1能够实现ZCS关断，需要设计主开关管最小开通时间T_{on_min}大于变压器漏感L_lk与倍压电容C₁的谐振半周期。

为了避开人耳听力范围，所述新型混合控制方式在轻载时的最小开关频率需要设计≥20kHz。

图11虚框中示出了本发明在准谐振控制方式时所采用的过零检测电路原理图，为了使变换器重载工作于CRM模式，需要通过过零检测电路检测激磁电流的过零信号，图12所示为正反激变换器在CRM模式下的过零检测电路关键波形图。过零检测电路三极管Q_z采用与主功率开关管Q相同的驱动信号v_gs1，t₀～t₁时间段，v_gs1变为高电平，主功率开关管Q开通，过零检测电路绕组输出负电压，二极管D_z反向截止，由于Q_z采用与Q相同的驱动信号，三极管Q_z与功率开关管Q同时开通，过零信号v_z输出3.3V经电阻R₁、R₂、R₄分压后的电压，v_z为高电平；t₁～t₃时间段，v_gs1变为低电平，主功率开关管Q关断，过零检测电路三极管Q_z同时关断，激磁电流i_m逐渐下降，过零检测电路绕组输出正电压，经电阻R₃、R₄分压后的过零检测信号v_z输出高电平，t₃～t₄时间段，激磁电流下降为0，主管Q的结电容C_Q与激磁电感L_m、漏感L_lk谐振，过零检测电路绕组输出谐振，过零检测信号v_z经电阻R₃、R₄分压后同样输出谐振电压。控制电路通过检测过零检测电路v_z低电平信号，延时至过零检测信号谐振峰值复位驱动信号v_gs2实现准谐振控制CRM模式。t₄～t₅时间段，v_gs2输出高电平，激磁电流反向流动，过零检测电路绕组输出正电压，经电阻R₃、R₄分压后的过零检测信号v_z输出高电平；t₅时刻，v_gs2输出低电平，激磁电流i_m对主管Q的寄生电容C_Q放电，v_ds1电压下降，过零检测绕组电压下降，过零检测信号v_z出现低电平，为了避免因t₅～t₆时间段过零检测信号降为0而引起v_gs2驱动信号误复位，需在v_gs1上升沿处增加前沿消隐，控制芯片不检测该时间段内的过零检测信号。(t₆-t₅)时长可以根据实际实现软开关所要求的死区时间进行设置。

设计正反激变换器样机功率300W，输出电压380V。图13所示为变换器在34V输入，新型混合控制在空载情况下的实验波形，正反激变换器工作于定频变占空比断续模式，工作频率为20kHz；图14所示为变换器在34V输入，新型混合控制在20％载情况下的实验波形，正反激变换器工作于定占空比变频断续模式，工作频率为36.4kHz；图15所示为变换器在34V输入，新型混合控制在满载情况下的实验波形，正反激变换器工作于准谐振临界连续模式，工作频率为51.3kHz。其中v_gs1为主开关管Q的驱动波形，v_gs2为箝位开关管Q_c的驱动波形，v_ds1为主开关管Q的DS电压波形，i_p为变压器原边电流波形。

图16所示为额定34V输入，各控制方式下所测试得到的变换器效率曲线。从效率曲线可以看出，采用新型混合控制方式所得到的效率在各负载条件下均处于最优值。

Claims (4)

1.一种正反激变换 器的新型混合控制方式，所述正反激变换器在正激阶段通过倍压电容C₁与变压器漏感L_1K的谐振向倍压电容充电并储存能量，在反激阶段倍压电容C₁与变压器一起向负载供电；其特征在于：变换器主开关管最小开通时间T_{on_min}大于变压器漏感L_1K与倍压电容C₁的谐振半周期，以实现副边二极管D₁的零电压电流开通；

变换器开关管在达到最高限定频率时，随着负载的加重而采用准谐振控制方式，工作于临界连续模式，该模式表示为CRM；随着负载的减轻，变换器主开关管的开通时间T_on逐渐减小，当T_on降至所设定的主开关管最小开通时间T_{on_min}时，采用定开通时间控制方式，工作于固定开通时间变关断时间的变频断续模式，该模式表示为DCM1；变换器开关管在达到最低开关频率f_min时，采用定频控制方式，工作于定频变占空比断续模式，该模式表示为DCM2。

2.根据权利要求1所述一种正反激变换器的新型混合控制方式，其特征在于：

CRM切换至DCM1模式时，其切换条件为：CRM模式下，随着负载的减轻，变换器主开关管的开通时间T_on逐渐减小，当T_on降至T_{on_min}时，切换至关断时间控制方式，变换器工作于DCM1模式；

DCM1切换至CRM模式时，其切换条件为：DCM1模式下，随着负载的加重，变换器的周期逐渐减小，当检测到变压器激磁电流连续时，切换至准谐振控制方式，变换器工作于临界连续模式CRM；

DCM1切换至DCM2模式时，其切換条件为：DCM1模式下，随着负载的减轻，变换器的工作频率f逐渐降低，当f减小至f_min时，切换至定频变占空比的定频控制方式，变换器工作于断续模式DCM2；

DCM2切换至DCM1模式时，其切换条件为：DCM2模式下，随着负载的加重，主开关管开通时间T_on逐渐增大，当T_on增大至T_{on_min}时，切换至定开通时间变周期的关断时间控制方式，变换器工作于断续模式DCM1。

3.根据权利要求1或2所述一种正反激变换器的新型混合控制方式，其特征在于：

正反激变换器采用无损的有源箝位方式，箝位电路工作于非互补工作模式；所述非互补工作模式指在主开关管驱动信号之前输出一个窄脉冲驱动信号，由窄脉冲驱动信号控制箝位开关管的开通关断，并且主开关管驱动信号和箝位开关管驱动信号之间留有死区时间。

4.一种适用于正反激变换器的过零检测模块，其特征在于：

由变压器辅助绕组、一个双极结型NPN三极管(Q_Z)、一个二极管(D_Z)与四个分压电阻组成：辅助绕组包括第一端子与第二端子，其分别连接至二极管(D_Z)与地电位：双极结型NPN三极管(Q_Z)采用正反激电路主开关管(Q)相同的驱动信号，双极结型NPN三极管(Q_Z)的集电极接至分压电阻R1和R2的共接点，双极结型NPN三极管(Q_Z)的发射级连接至过零检测电路信号输出端，双极结型NPN三极管(Q_Z)工作于饱和区与截止区；二极管(D_Z)阳极连接辅助绕组的第一端子，二极管(D_Z)阴极连接至分压电阻R3的一端，分压电阻R3的另一端与分压电阻R4的一端连接；分压电阻R1的一端连接3.3V电压，分压电阻R1的另一端与分压电阻R2的一端连接；辅助绕组的第二端子连接分压电阻R2和R4的另一端；所述过零检测模块用于精确检测变压器激磁电流的过零信号以实现正反激变换器的准谐振控制。

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