CN112134443B - 一种基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法，对工作于临界导通模式变换器的输入输出电压进行采样，实时计算确定主动管实现零电压开通及最小环流的最优死区时间；检测主动管漏极‑源极电压，判断是否实现软开关；将比较器的输出信号发送到数字控制器，数字控制器根据体二极管的导通状态自适应调整同步整流管导通时间，当判断主动管已实现软开关时，减小同步整流管导通时间以减小环流损耗；当判断主动管没有实现软开关时，增加同步整流管导通时间以实现软开关，实现自适应控制。本发明易实现、抗干扰能力强，能够自适应地调节同步整流管导通时间以实现主动管的软开关，减小环流，提高开关电源的效率。

Description

一种基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法
技术领域
本发明属于电力电子开关电源优化及控制技术领域，具体涉及一种基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法。
背景技术
零电压开关技术(ZVS)因其低开关损耗和低开关噪声的优势而被广泛应用于高频高效开关电源中。对于降压、升压等的脉宽调制开关电源，以临界导通模式(CRM)运行是实现零电压开关的一种简便方法。开关电源电路中的同步整流管的关断时间应得到精确控制，以实现零电压开关，同时最小化变换器中的环流。传统上需要使用电流过零检测电路(ZCD)，检测电感电流的过零时刻，并且参考过零信号设置最佳的同步整流管关断时间。一方面，如果同步整流管关断太早，则软开关将丢失。另一方面，如果同步整流管关断太晚，则环流将增加，从而导致损耗增加。
但是，在高频下准确控制同步整流管关断时间非常困难。电感电流的过零信号不可避免地存在主要来自控制器、驱动器等的延迟，会产生不必要的负电流，从而导致环流增加。此外，由于参数非线性、参数容差等，在不同工作条件下，同步整流管的关断时间和死区时间都很难准确计算。
面对以上问题，为了提高同步整流管关断时间的控制精度以减小开关电源损耗，传统的解决方法主要有两种：
1、延迟补偿的方法，该方法提前测量电感电流的过零信号的延迟时间，在控制中补偿延迟和计算误差，但计算复杂度将增加，在不同工作条件下的调节过程将非常耗时。而且，如果控制器的时钟频率受到限制，补偿的难度将随着开关频率的增加而增加。
2、检测主动管漏极-源极电压变化率dv/dt的方法，该方法通过检测dv/dt来区分是否实现软开关，从而自适应地调整同步整流管导通时间。该方法省去了电流过零检测电路，但需要检测dv/dt的高速信号处理电路。此外，由于dv/dt易受多种因素影响，例如总线电压、输出电流、寄生效应等，因此该方法存在误判的风险。
因此，如何更准确地实现对同步整流管导通时间的控制，帮助开关电源实现软开关及减小环流损耗，成为开关电源设计中亟需解决的问题。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法，解决了现有技术中存在的信号延迟和计算误差造成软开关丢失及环流增大引起开关电源效率低和干扰大等问题。
本发明采用以下技术方案：
一种基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法，包括以下步骤：
S1、对工作于临界导通模式变换器的输出电压和输入电压进行采样，测量电感感值和开关管输出电容，实时计算确定主动管实现零电压开通及最小环流的最优死区时间；
S2、搭建零电压开通检测电路，检测主动管漏极-源极电压，判断是否实现软开关；
S3、将比较器的输出信号发送到数字控制器，数字控制器根据体二极管的导通状态自适应调整同步整流管导通时间，当判断主动管已实现软开关时，减小同步整流管导通时间以减小环流损耗；当判断主动管没有实现软开关时，增加同步整流管导通时间以实现软开关，实现自适应控制。
具体的，步骤S1中，主动管实现零电压开通及最小环流的最优死区时间Td2计算如下：
Figure BDA0002688159270000031
其中，Vo为输出电压，Vin为输入电压，L为电感感值，Coss为开关器件输出电容。
具体的，步骤S2中，当主动管的体二极管导通时，主动管漏极-源极电压Vds低于阈值电压Vth，比较器输出高电平1；否则，比较器输出低电平0。
进一步的，未实现软开关时，主动管漏极-源极电压Vds上出现高频振荡，通过滤波电阻RF和滤波电容CF滤除寄生振荡，滤波电路的时间常数为(RF//RL)CF，RF为滤波电阻阻值，RL为比较器上拉电阻阻值，CF为滤波电容容值。
具体的，步骤S3中，调节开始时，如果无法实现零电压开通；主动管体二极管不导通，比较器输出为低；同步整流管导通时间TSR增加步长Δt；
如果比较器输出仍然为低，则TSR连续增加Δt，直到检测到比较器输出为高；TSR减小Δt，比较器输出将再次变为低电平；最后，TSR在最佳状态和准最佳状态之间交替切换。
具体的，步骤S3中，如果调节开始时实现零电压开通，但环流增大；主动管体二极管导通，比较器的输出为高；在数字控制器中TSR减去Δt，直到比较器的输出变为低电平为止；TSR在最佳状态和准最佳状态之间交替。
进一步的，在负载瞬变的过程中所需的开关周期NTs计算如下：
Figure BDA0002688159270000041
其中，NPWM是更新一次PWM信号的开关周期数，ΔTPWM是PWM信号的分辨率，ΔTSR是从一种负载切换到另一种负载时TSR的变化量。
更进一步的，ΔTSR计算如下：
Figure BDA0002688159270000042
其中，Io1和Io2是负载电流，Vo为输出电压，Vin为输入电压，L为电感感值。
与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：
本发明一种基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法，通过测量工作于临界导通模式变换器中的主动管漏极-源极电压Vds，然后将其与阈值电压Vth进行比较，比较器的输出信号作为判断主动管实现软开关的标志，用于自适应调节同步整流管的导通时间，能够省去电流过零检测电路，利用零电压开通检测信号自适应地调节同步整流管导通时间以实现主动管的软开关，减小环流，提高开关电源的效率。
进一步的，通过计算得到主动管最优死区时间Td2，即主动管实现零电压开通及最小环流所需要的死区时间Td2。
进一步的，由于体二极管导通压降大容易检测，使用体二极管导通检测信号作为软开关实现的标志，抗干扰能力强，能够准确判断主动管是否已实现软开关。
进一步的，未实现软开关时，主动管漏极-源极电压Vds上存在高频振荡，通过滤波电阻和滤波电容滤除寄生高频振荡，可保证比较器不会误动作，确保正确检测零电压开通。
进一步的，当判断主动管没有实现软开关时，增加同步整流管导通时间以帮助实现软开关，消除开关损耗，提高电源效率。
进一步的，当判断主动管已实现软开关时，减小同步整流管导通时间以减小环流损耗，提高电源效率。
进一步的，在不同输入电压或者负载变化的条件下都可以将同步整流管导通时间自适应地调节至最优，既实现软开关又减小环流，无需对每个工况单独进行调试。
综上所述，本发明方法简便易实现、抗干扰能力强，能够自适应地调节同步整流管导通时间以实现主动管的软开关，减小环流，提高开关电源的效率，降低前期设计复杂度及时间。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明的开关电源软开关检测电路及自适应控制示意图；
图2为本发明的开关电源软开关检测电路及信号滤波电路示意图；
图3为本发明的开关电源软开关检测电路等效电路示意图；
图4为临界导通模式下使用本发明方法的自适应调节波形图；
图5为临界导通模式下未实现软开关时使用本发明方法的零电压开通检测信号仿真波形图；
图6为临界导通模式下实现软开关时使用本发明方法的零电压开通检测信号仿真波形图；
图7为本发明方法的检测信号的三种典型实验波形图；
图8为没有实现ZVS时使用本发明方法的自适应调节过程的实验波形图。
具体实施方式
本发明提供了一种基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法，通过测量主动管漏极-源极电压Vds，然后将其与阈值电压Vth进行比较，作为判断主动管实现软开关的标志，用于自适应调节同步整流管的导通时间。
本发明一种基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法，包括以下步骤：
S1、根据采样得到的输出电压Vo、输入电压Vin，以及电感感值L、开关管输出电容Coss，在数字控制器中实时计算得到主动管实现零电压开通及最小环流的最优死区时间Td2；
请参阅图1，包含了零电压开通检测电路及自适应实现软开关和最小环流的数字控制方法。根据以下公式确定主动管实现零电压开通及最小环流的最优死区时间Td2如下：
Figure BDA0002688159270000061
其中：Vo为输出电压，Vin为输入电压，L为电感感值，Coss为开关器件输出电容；
S2、检测主动管漏极-源极电压Vds，当主动管的体二极管导通时，主动管漏极-源极电压Vds低于阈值电压Vth，比较器输出高电平“1”；否则，比较器输出低电平“0”；由于体二极管导通压降大容易检测，使用该信号作为软开关实现的标志，抗干扰能力强，能够准确判断主动管是否已实现软开关；
请参阅图2，搭建零电压开通检测电路，检测主动管漏极-源极电压Vds，判断其是否实现软开关。当主动管Q1实现软开关时，其体二极管导通，主动管漏极-源极电压Vds为一负值，二极管D1导通，Vds被抬升至一低于阈值电压Vth的正值VCI，比较器输出高电平“1”。当主动管Q1没有实现软开关时，二极管D1截止，VCI被上拉到比较器的供电电压，高于阈值电压Vth，比较器输出低电平“0”。
未实现软开关时，在电源环路寄生电感的作用下，Vds上会出现高频振荡。可以通过选择适当的滤波电阻RF和滤波电容CF参数来滤除寄生振荡。等效滤波电路如图3所示。滤波电路的时间常数为(RF//RL)CF，由于RF<<RL，因此近似于RFCF。
S3、比较器的输出信号发送到数字控制器；数字控制器根据体二极管的导通状态来自适应地调整同步整流管导通时间。当判断主动管已实现软开关时，减小同步整流管导通时间以减小环流损耗；当判断主动管没有实现软开关时，增加同步整流管导通时间以帮助实现软开关。在不同工作条件下都可以将同步整流管导通时间自适应地调节至最优，对电路参数不敏感，同时避免了使用电流过零检测电路及其引入的延迟误差。
请参阅图4，零电压开通检测电路中比较器的输出信号发送到数字控制器。数字控制器根据体二极管的导通状态来自适应地调整同步整流管导通时间。图4是Vin>0.5Vo时临界导通模式下的自适应调节波形图，同步整流管Q2导通时间TSR存在最优值Topt，当TSR＝Topt时主动管刚好实现零电压开通且环流最小，Topt表达式如下：
Figure BDA0002688159270000071
其中：Ton为主动管导通时间，Vo为输出电压，Vin为输入电压，L为电感感值，Coss为开关器件输出电容。
如果调节开始时的同步整流管Q2导通时间TSR小于Topt，则主动管无法实现零电压开通。主动管体二极管不导通，比较器输出为低。TSR将增加Δt。如果比较器输出仍然为低，则TSR将连续增加Δt，直到检测到比较器输出为高。然后，TSR将减小Δt，比较器输出将再次变为低电平。最后，TSR在图4(c)中的最佳状态和图4(f)中的准最佳状态之间交替切换，图4(c)中的最佳状态下主动管刚好实现零电压开通，且体二极管不导通，环流最小，图4(f)中的准最佳状态下主动管能实现零电压开通，但体二极管导通。
如果调节开始时的TSR大于Topt，则可以实现零电压开通，但环流会增大。主动管体二极管导通，比较器的输出为高。在数字控制器中TSR将减去Δt，直到比较器的输出变为低电平为止。TSR最终在最佳状态和准最佳状态之间交替。在这两种情况下，始终都能实现零电压开通，并且在最终状态下循环电流大约最小。Vin≤0.5Vo时的调节过程与Vin>0.5Vo时的调节过程类似。当判断主动管已实现软开关时，同步整流管导通时间减小以减小环流损耗；当判断主动管没有实现软开关时，同步整流管导通时间增加以帮助实现软开关。
使用本发明方法在不同工作条件下都可以将同步整流管导通时间自适应地调节至最优，在负载瞬变的过程中，所需的开关周期NTs计算为：
Figure BDA0002688159270000081
其中，NPWM是更新一次PWM信号的开关周期数，ΔTPWM是PWM信号的分辨率，ΔTSR是从一种负载切换到另一种负载时TSR的变化量，ΔTSR计算为：
Figure BDA0002688159270000082
其中，Io1和Io2是负载电流，假设NPWM＝3，ΔTPWM＝6.67ns，L＝9μH，在Vin＝150V和Vo＝300V时负载从半载(250W)变为满负载(500W)，计算出ΔTSR≈200ns和NTs≈90。
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中的描述和所示的本发明实施例的组件可以通过各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本实施例所示图例中选取了Boost升压电路作为说明，本发明方法同样适用于任意其他工作于临界导通模式的开关电源拓扑。
为了直观地说明本发明方法提出的软开关检测效果以及自适应调节过程，基于LTSpice搭建了仿真模型，参数选取如下：输入电压为150V，输出电压为250V，电感感值为2.5μH，负载为15Ω，GaN器件的封装电感LD和LS都选取为0.3nH。图5是临界导通模式下未实现软开关时使用本发明方法的零电压开通检测信号仿真波形图，主动管没有实现软开关时，Vds在主动管开通后存在振荡，但被滤波电路有效滤除，比较器的输出电压仍然保持在低电平，标志软开关没有实现。图6是临界导通模式下实现软开关时使用本发明方法的零电压开通检测信号仿真波形图，Vds在主动管开通前已经降至0，体二极管导通，零电压开通检测电路检测到体二极管导通，比较器输出高电平脉冲信号，标志软开关的实现。
通过仿真验证可以看出，本发明方法能够有效检测并判断开关管软开关实现与否，受开关动作噪声干扰小。
为进一步验证所提出的发明方法，构建了一个500W的基于GaN的图腾柱PFC变换器。当低频桥臂的底部开关保持接通状态时，它用作升压boost变换器。电路参数和关键组件如表1所示。数字控制器为TMS28335，时钟频率为150MHz。PWM信号的时间分辨率为6.67ns。PWM信号每三个开关周期更新一次。三个二极管串联连接，将Vds升高约2.4V。使用5V单电源供电的比较器，并将阈值设置为2V。
表1 Boost实验参数值
参数 数值
输出电压Vo 300V
输出功率Po 500W
电感L 9μH
驱动芯片 Si8275
功率开关器件Q1,Q2 GS66508T(650V,50mΩ)
比较器 ADCMP601
二极管D1 RF01VM2S
数字控制器 TMS28335(150MHz)
三种典型情况下的测量波形如图7所示。在所有情况下都可以正确检测体二极管的导通。图7(a)显示了未实现ZVS的情况。Q1导通后，可以观察到Vds的电压振荡。电压振荡被有效滤除，比较器输出为正确值“0”。图7(b)显示了最优情况。Q1导通后，Vds波形非常干净，并且没有体二极管导通，比较器输出为低电平“0”。图7(c)显示了环流过大的情况。体二极管导通，比较器输出为高电平“1”，此时电感电流有效值大于最优情况下的值。
图8显示了最初没有实现ZVS时的调整过程。体二极管最初不导通，比较器输出为0。同步管SR导通时间TSR逐渐增加，直到体二极管导通为止。SR关断时间最终在实现ZVS并最小化环流的最佳点附近进行调整。
通过实验验证可以看出，本发明能够利用软开关检测信号自适应地实现同步管导通时间的调节，以实现软开关及最小环流，减小损耗，同时使控制对电路参数误差不敏感。
综上所述，本发明提出了一种适用于临界导通模式高频开关电源的软开关实现及自适应控制方法。通过检测主动管的漏极-源极电压并将其与阈值进行比较，可以检测体二极管的导通状态；通过滤除开关噪声，以确保正确检测二极管的导通状态；利用体二极管导通信号，可以在所有工作条件下自适应地调整同步管关断时间，从而实现主动管的软开关，并使环流最小。本发明所提出的方法避免了电流过零检测电路的使用，解决了由此带来的延时问题，同时本发明方法不会引入额外功率损耗，并且易于在高频下实施，对电路参数误差不敏感；节省了开关电源前期设计的调试时间，简化了工作在临界导通模式下开关电源的控制电路，具有高度应用价值。
以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、对工作于临界导通模式变换器的输出电压和输入电压进行采样，测量电感感值和开关管输出电容，实时计算确定主动管实现零电压开通及最小环流的最优死区时间，主动管实现零电压开通及最小环流的最优死区时间Td2计算如下：
Figure FDA0003145325050000011
其中，Vo为输出电压，Vin为输入电压，L为电感感值，Coss为开关器件输出电容；
S2、搭建零电压开通检测电路，检测主动管漏极-源极电压，判断是否实现软开关，当主动管的体二极管导通时，主动管漏极-源极电压Vds低于阈值电压Vth，比较器输出高电平1；否则，比较器输出低电平0；
S3、将比较器的输出信号发送到数字控制器，数字控制器根据体二极管的导通状态自适应调整同步整流管导通时间，当判断主动管已实现软开关时，减小同步整流管导通时间以减小环流损耗；当判断主动管没有实现软开关时，增加同步整流管导通时间以实现软开关，实现自适应控制。
2.根据权利要求1所述的基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法，其特征在于，步骤S2中，未实现软开关时，主动管漏极-源极电压Vds上出现高频振荡，通过滤波电阻RF和滤波电容CF滤除寄生振荡，滤波电路的时间常数为(RF//RL)CF，RF为滤波电阻阻值，RL为比较器上拉电阻阻值，CF为滤波电容容值。
3.根据权利要求1所述的基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法，其特征在于，步骤S3中，调节开始时，如果无法实现零电压开通；主动管体二极管不导通，比较器输出为低；同步整流管导通时间TSR增加步长Δt；
如果比较器输出仍然为低，则TSR连续增加Δt，直到检测到比较器输出为高；TSR减小Δt，比较器输出将再次变为低电平；最后，TSR在最佳状态和准最佳状态之间交替切换。
4.根据权利要求1所述的基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法，其特征在于，步骤S3中，如果调节开始时实现零电压开通，但环流增大；主动管体二极管导通，比较器的输出为高；在数字控制器中整流管导通时间TSR减去步长Δt，直到比较器的输出变为低电平为止；TSR在最佳状态和准最佳状态之间交替。
5.根据权利要求3或4所述的基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法，其特征在于，在负载瞬变的过程中所需的开关周期NTs计算如下：
Figure FDA0003145325050000021
其中，NPWM是更新一次PWM信号的开关周期数，ΔTPWM是PWM信号的分辨率，ΔTSR是从一种负载切换到另一种负载时TSR的变化量。
6.根据权利要求5所述的基于临界导通模式的软开关实现及自适应控制方法，其特征在于，ΔTSR计算如下：
Figure FDA0003145325050000022
其中，Io1和Io2是负载变化前后的电流，Vo为输出电压，Vin为输入电压，L为电感感值。
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