CN110086368B - 一种基于断续电流模式的全桥逆变器的轻载效率优化方案 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于断续电流模式的单相全桥逆变器的轻载效率优化方案，属于电力电子变换器技术领域。目前中、小功率逆变应用场合中常采用电感电流临界连续控制策略(临界电流模式)，该控制策略可在不增加任何额外器件与辅助电路的基础上实现开关管的ZVS开通，有效地提高了逆变器的工作效率，但随着负载的降低，开关频率会逐渐上升，关断损耗随之大幅增加，降低了逆变器轻载变换效率。本发明通过在逆变器输出功率下降至较小时，控制逆变器由原先的临界电流模式切换为断续电流模式，并根据实时输入电压、输出电压、输出功率确定最优的关断时间以尽可能降低逆变器的开关频率，减小开关损耗，从而提升轻载效率，实现逆变器整体工作效率的优化。

Description

一种基于断续电流模式的全桥逆变器的轻载效率优化方案

技术领域

本发明公开了一种基于断续电流模式的全桥逆变器的轻载效率优化方案，属于电力电子变换器技术领域。

背景技术

光伏并网逆变器作为光伏发电系统中最核心的部分，在新能源发电和电能变换等场合具有广泛的应用。高效率、高功率密度、高可靠性、低成本、多功能是目前逆变器发展的主要目标。提高开关频率可以减小无源器件的体积，进而可以提高并网逆变器的功率密度。然而，提高开关频率不仅会增加开关损耗，还会带来较大的电磁干扰。

软开关技术的应用会大大降低开关损耗，能有效提高开关频率，减小逆变器体积与成本，保证逆变器的高效运行与低EMI干扰。目前逆变器中的软开关技术主要包括无源软开关技术与有源软开关技术，但都需要增加额外的器件与辅助电路来实现，这不仅增加了逆变器的体积与成本，所带来的控制复杂度的提升也降低了逆变器工作的稳定性。

近年来，有学者提出了一种适用于中小功率等级的逆变器上的电感电流临界连续控制策略，通过控制电感电流工作于临界电流模式，在不增加任何额外器件与辅助电路的基础上可实现开关管的ZVS开通，附图1(a)即为所应用的主功率拓扑-全桥逆变电路，附图1(b)为该控制策略下电感电流i_Lf的整体示意图，电感电流i_Lf双向流动，工作于临界电流模式(BCM)，通过反向电流I_B在死区时间内完成开关管的结电容的充放电以实现开关管的ZVS开通。

与SPWM类似，临界电流模式下也分为单极性和双极性调制策略，由于双极性调制策略下过高的开关频率并且四个开关管均高频工作，开关损耗较高，变换器效率相对较低，因此实际应用较少，大部分情况采用效率更高的单极性调制策略。单极性调制策略下的理论开通时间t_on与关断时间t_off以及开关频率f_s的表达式如(1)所示，式中L_f为逆变侧电感值，V_DC为直流输入电压值，V_o为输出交流电压有效值，ωt为输出电压相位，i_up与i_low分别为电感电流i_Lf的上下复位限(如附图1(b)中所标包络线)。

根据式(1)可绘制出半个工频周期内逆变器开关频率随负载变化的不同情况如附图2所示，由图中可以看出，随着负载的逐渐降低，开关频率会大幅上升，虽然开关管实现了ZVS开通，开通损耗可忽略不计，但关断损耗依旧存在，当逆变器工作于轻载时，过高的开关频率导致关断损耗加剧，从而致使轻载变换效率跌落较多，附图3给出了临界电流模式下逆变器的效率曲线图，由图中可以看出，虽然逆变器重载时的效率较高，峰值效率可达98.5％，但轻载时效率下跌严重，10％载时甚至跌到95％以下，严重影响了逆变器的整体工作效率。

发明内容

本发明针对临界电流模式下的全桥逆变器轻载开关频率较高，开关损耗较大，变化效率较低的问题，提出了一种提升轻载效率的控制方案。

本发明方法的目的是通过以下技术方案来实现的：

采样逆变器实时输出电压、输出电流，得到逆变器实时输出功率P_o，在控制器中进行判断，若P_o小于预设切换功率P_oset，则控制逆变器切换为电感电流断续状态，避免了临界电流模式下开关频率高所导致的轻载效率低下的问题，并根据实时输入电压、输出电压、输出功率确定最优的关断时间尽可能降低轻载时逆变器的开关频率，降低开关损耗，从而实现轻载时的效率提升。

本发明具有如下技术效果：

1.在不增加额外器件与辅助电路的条件下，重载工作时通过控制电感电流临界连续实现全桥逆变器开关管的ZVS开通，确保了逆变器重载工作时效率较高；

2.在逆变器输出功率降到一定值以下时，切换为断续电流模式，并通过关断时间的优化大幅降低了轻载时的开关频率，减小了开关损耗，提升了轻载下的工作效率；

附图说明

附图1是主电路拓扑以及临界电流模式下的全桥逆变器的电感电流i_Lf的示意图；

附图2是临界电流模式下全桥逆变器的开关频率在不同负载下的变化曲线图；

附图3是临界电流模式下全桥逆变器的效率曲线图；

附图4是断续电流模式下全桥逆变器的电感电流i_Lf的整体示意图；

附图5是断续电流模式下全桥逆变器工作模态示意图；

附图6是断续电流模式下全桥逆变器的电感电流i_Lf的细节展开示意图；

附图7是固定关断时间的断续电流模式下全桥逆变器的开关频率变化示意图；

附图8是关断时间优化后的断续电流模式下全桥逆变器的开关频率变化示意图；

附图9是理想的电感电流i_Lf变化示意图；

附图10是实际的电感电流i_Lf变化示意图；

附图11是采用比较器触发的方式实现驱动控制的示意图；

附图12是采用比较器触发与未采用比较器触发两种驱动实现方式的仿真波形对比示意图；

附图13是断续电流模式下仿真运行与实验运行波形图；

附图14是临界电流模式与断续电流模式效率曲线对比图；

附图15是本发明所提改进方案下逆变器的效率曲线示意图；

具体实施方式

下面结合附图对本发明方法进行详细说明。

附图1(a)所示，为主电路拓扑图，采用全桥逆变器与LCL滤波器，附图1(b)为临界电流模式下电感电流i_Lf示意图，控制i_Lf双向流动以实现所有开关管的ZVS开通，但随负载变小开关频率提升较快，导致轻载关断损耗较高，而断续电流模式相比于临界电流模式则可通过关断时间的自由选取进行开关频率的调整，因此本发明选择在逆变器轻载工作时采用断续电流模式替换临界电流模式进行控制，断续电流模式下的电感电流i_Lf示意图如附图4所示，区别于临界电流模式，断续电流模式下电感电流i_Lf下降至零后即关断开关管，随后电感电流i_Lf维持在零直至周期复位，开始下一个循环。由于正负半周期对称，以正半周期为例进行分析，开关管Q₁、Q₃高频动作，Q₂、Q₄工频动作，正半周期Q₄常开，Q₂常关，Q₁、Q₄开通时，电感电流i_Lf在正向电压V_DC-V_g*sin(ωt)作用下直线上升，当i_Lf上升至理论电感电流峰值i_peak后，关断Q₁，i_Lf对Q₁结电容充电，对Q₂结电容放电，充放电阶段结束后i_Lf通过Q₂的反并二极管续流，此时开通Q₂即可实现Q₂的ZVS开通，之后i_Lf将在反向电压-V_g*sin(ωt)的作用下直线下降，当i_Lf减小到零后关断Q₂，实现Q₂的ZCS关断，随后逆变侧电感L_f与开关管Q₁、Q₂的结电容发生谐振直至周期复位，具体模态如附图5所示。

如附图6所示，开关管Q₁、Q₂的开通时间t_on、t₂表达式分别为：

式中i_peak为电感电流峰值，根据每个开关周期内电感电流平均值始终等于输出电流基准的原则可以通过联立模态方程得到i_peak的表达式：

传统断续电流模式下一般选择固定关断时间t_off，即不同负载、不同输入输出电压条件下保持设定的关断时间t_off始终固定不变，这种方式实现方便，无需对电感电流进行采样检测，节省了系统成本，但也存在一些不足，固定关断时间下的断续电流模式的开关频率变化情况如附图7所示，与附图2相比，轻载开关效率明显降低，减小了轻载时的开关损耗，但与临界电流模式类似，固定关断时间下的断续电流模式随着负载的减轻整体的开关频率同样在增大，因此轻载效率提升效果有限。

因此本发明选择对关断时间t_off的取值进行进一步优化，根据实时输出功率、输入输出电压大小确定此刻关断时间t_off的大小，并保证整个工频周期内开关频率不低于f_{s_min}＝20kHz(人耳可听噪声范围)，由附图8可知，断续电流模式下开关频率最低点出现在输出电压相位ωt＝π/2的时刻，此时开关频率应表达式为：

将式(2)、(3)代入式(4)即可求得最优关断时间t_offx可表示为：

负载越轻，即输出功率越小时，关断时间自动增大以降低开关频率，该方案下逆变器开关频率变化情况如附图8所示，与附图2、附图7对比，可以看出经过关断时间优化后的逆变器轻载开关频率有了明显降低，开关损耗得到抑制，有效地提升了轻载时的效率。

理想的电感电流i_Lf如附图8所示，周期开始时i_Lf由零开始上升，由控制器软件计算得到开通时间t_on，i_Lf在开通时间t_on内上升至理论电感电流峰值i_peak，之后关断Q₁，开通Q₂，i_Lf开始下降，下降至零后关断开关管Q₂，i_Lf即维持在零不变直至周期复位。而实际上由于开关管结电容C_oss的存在，在i_Lf下降至零后并非维持在零不变而是会由于逆变侧电感L_f与开关管结电容C_oss的谐振而不断变化，这也导致了在下一个开关周期开始时电感电流i_Lf无法保证从零开始上升，而是有一个初值，如附图9所示，分别为在谐振零点处开通、波峰处开通与波谷处开通时的电感电流示意图，在这个初值的作用下，如果开关管仍以计算得到的理论开通时间导通，则会导致电感电流的实际峰值偏离理论值i_peak，呈现出参差不齐的样子，最终影响到输出电流质量。

由于电感电流i_Lf下降到零后的谐振状态较难预测且随着输出电压时刻变化，因此想通过对开通时间进行软件计算补偿较为困难，不易实现。本发明提出一种数模结合的控制方式，通过比较器来实现对开关管关断的控制而非由软件计算开通时间t_on，采样电感电流并送入比较器中与计算得到的电感电流峰值i_peak进行比较，当比较器电平跳变时触发PWM模块控制驱动信号关断，如附图11所示，这种控制实现方式能保证无论周期开始时的电感电流初值为多少，开关管关断时电感电流始i_Lf终等于理论电感电流峰值i_peak，避免了电感电流上的参差不齐而引起的输出电流畸变。附图12给出了两种实现方式下的仿真波形比较，可以明显看出采用本发明所提数模结合的实现方式后电感电流控制效果较好，输出电流质量较高。

附图13给出了本发明所提控制方案下的仿真波形与实验波形图，与理论分析一致且输出电流质量较高。

附图14给出了临界电流模式与断续电流模式下的效率曲线对比图，可以看出逆变器轻载工作时效率有明显提升，10％载时效率提升了接近1个百分点，两种模式效率在40％载左右达到持平，负载继续加重后临界电流模式效率要高于断续电流模式，峰值效率可达98.5％，因此根据两种工作模式实测的效率曲线交点即两种工作模式效率达到持平时的输出功率，选择40％载重作为工作模式切换点，控制器判断实时输出功率是否大于40％的载重，若大于40％载，则控制逆变器工作于临界电流模式，若小于40％载，则控制逆变器工作于断续电流模式，实现整个工作范围内的效率最优化，改进后的逆变器效率曲线如附图15所示。

Claims (3)

1.一种基于临界电流模式的全桥逆变器的轻载效率优化方法，其特征在于：

主电路拓扑采用全桥逆变电路加LCL滤波器，包括直流输入源(V_DC)、四个开关管(Q₁、Q₂、Q₃、Q₄)、逆变侧电感(L_f)、网侧电感(L_o)、输出电容(C_o)以及电网/负载(V_g)；重载时控制逆变器工作于临界电流模式，电感电流i_Lf处于临界连续状态，轻载时切换为断续电流模式，电感电流i_Lf处于断续状态，并在控制器中根据逆变器实时输出功率由软件计算得到最优关断时间t_off，以此实现当逆变器负载减小时，逆变器自动增大最优关断时间t_offx以降低开关频率，减小开关损耗以提升轻载工作效率；两种工作模式均采用单极性调制策略，开关管Q₁、Q₃高频动作，开关管Q₂、Q₄工频动作，临界电流模式下开关管Q₁与Q₃均可实现零电压开通，断续电流模式下Q₁或Q₃可实现零电压开通与零电流关断；通过采样逆变器实时输入电压、输出电压、输出功率以及预设的最低关断频率参数进行断续电流模式下的最优关断时间的计算，以实现最大程度优化轻载效率，最优关断时间t_offx表达式为：

式中P_o为逆变器实时输出功率，V_DC为直流输入电压，V_o为交流输出电压有效值，L_f为逆变侧电感感值，f_{s_min}为预设最低关断频率。

2.根据权利要求1所述的轻载效率优化方法，其特征在于，当控制器检测到实时输出功率P_o小于预设切换功率P_oset后进行控制方案的切换，预设切换功率P_oset由实验测试效率曲线得到：分别测试逆变器工作于临界电流模式与断续电流模式下的效率曲线，临界电流模式重载效率高，轻载效率低；断续电流模式轻载效率高，重载效率相较临界电流模式低，选择两种工作模式效率达到持平时的功率点作为预设切换功率P_oset，实时输出功率P_o大于预设切换功率P_oset时工作于临界电流模式，实时输出功率P_o小于预设切换功率P_oset时工作于断续电流模式。

3.基于权利要求1、2之一所述的轻载效率优化方法，其特征在于：采用数模结合的实现方式，开关管的关断通过比较器对电感电流采样值与理论电感电流峰值i_peak进行比较以触发PWM模块来实现，开关管的开通则通过控制器中软件计算得到关断时间t_off来实现，结合了软件计算与硬件触发以保证电感电流i_Lf的控制效果。