CN101958655A - 采用高频多电平逆变器的串联谐振高压电源 - Google Patents

采用高频多电平逆变器的串联谐振高压电源 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种高压直流开关电源。一种高压直流电源(200)包括:不可控整流器(50),其被配置对串联电容组(36,38)的均压充电,给逆变器(40)提供稳定的输入电压;逆变器(40)增加开关管(28),可输出五种电平,且控制方法简单;外加电容与变压器漏感形成串联谐振电路(90),使得逆变器(40)可实现谐振软开关控制,大大提高开关频率且无开关损耗;不可控整流器(60)可实现快速均压的无损耗整流。高压直流电源(200)效率高,响应快,输出电压质量高、波动小。可用于精密的医疗影像诊断设备。

Description

采用高频多电平逆变器的串联谐振高压电源
技术领域
[0001] 本发明涉及的是一种开关电源,具体是采用多电平逆变器的、高频的、基于谐振软 开关的高压直流电源。
背景技术
[0002] 高压直流电源在静电除尘、高压电容充电和医疗影像等设备中有着广泛的应用。 传统的高压直流电源通常采用晶间管相控整流后用工频变压器升压的供电方案。但这种低 频的供电方式使得变压器和滤波器件的体积、重量比较大,而且电源的输入、输出端都含有 大量难以滤除的低次谐波。近年来,随着新一代功率器件(如IGBT、MOSFET等)的广泛应 用,微处理器的速度进一步提高,高频逆变技术也越来越成熟,为研制一种高性能的大功率 高压直流电源创造了条件。
[0003] 高频化可以使得高压电源装置小型化、轻量化,但同时开关损耗也会随之增加,电 能效率严重下降,电磁干扰也增大了,所以简单的提高开关频率是不行的。在大功率高压直 流电源应用场合,由于常规PWM (Pulse Width Modulation,脉宽调制)时,开关管工作于硬 开关的状态,电磁干扰较大,开关管损耗和损坏几率较大,不利于进一步提高开关频率,同 时也影响了电源的稳定性和效率。针对这些问题,提出了软开关技术,它利用谐振为主的辅 助换流手段,解决了电路中的开关损耗和开关噪声问题,使开关频率可以大幅度提高。
[0004] 经对现有的技术文献检索发现,官威、刘军、邓焰、何湘宁《基于谐振软开关的大功 率高压直流电源》(机电工程,2008年第25卷第7期,p61-64)利用功率主回路中高频变 压器的漏感和外加电容构成串联谐振电路,可以改善开关管的开关环境,采用PAM(Pulse Amplitude Modulation,脉幅调制)和 PFM(Pulse Frequency Modulation,脉频调制)相 结合的调制方式。PAM控制利用晶闸管相控整流电路调节直流母线电压来调节输出功率, PFM控制通过改变逆变电路的工作频率来调节输出功率。PAM控制晶闸管相位,会产生开关 损耗,而且晶闸管的开关频率较低,也就决定了 PAM无法快速响应;PFM只能消除开关管开 通时或关断时的单一损耗,开关频率较高时,开关损耗仍然较高,对开关频率仍有一定的限 制。
发明内容
[0005] 本发明的目的在于克服现有技术中的不足,提供一种基于谐振软开关技术的高压 直流电源,可完全消除逆变器的开关损耗和高频不可控整流电路的整流损耗,整个电源系 统控制策略简单、效率高,输出的电压波动小、响应快。
[0006] 本发明是通过以下技术方案实现的,本发明包括:工频不可控整流器,该整流器被 配置来给逆变器稳定的输入电压;逆变器将输入的稳定直流电压转换为多种脉冲电平输 出,用来对串联谐振的幅度进行调整;串联谐振电路由外加电容与变压器的漏感组成,如果 变压器的漏感不足,可外加电感,将逆变器输出的脉冲电平转换为正弦波形,以便于变压器 升压;高频不可控整流器对高频高压正弦电压整流,η级整流器的串联作用可使输出直流电压升高η倍。
[0007] 所述的工频不可控整流器是对电网电压整流,包含的整流器数量由逆变器的输出 电平数量决定。整流器以串联连接,低频变压器的次级双绕组保证各整流器中的电流、电压 相位相同,相应的二极管同时导通,使得串联电容组均压充电。
[0008] 所述逆变器的开关频率高,采用软开关控制以消除高频开关损耗。逆变器增加一 个开关管,输入直流电压有两种。根据开关管不同的导通方式,逆变器的输出有5种状态, 分别为2正向谐振、1正向谐振、自由谐振、1反向谐振和2反向谐振。逆变器输出状态概括 为正向谐振、自由谐振和反向谐振。正向谐振是逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方 向相同,对谐振电流起到加强作用;自由谐振是逆变器输出脉冲电压为零,对谐振电流无影 响;反向谐振是逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相反,使得谐振电流减弱。同一 状态,谐振电流的不同方向对应不同的开关导通方式。在谐振电流的过零点切换开关管的 状态,以使得开关损耗为零,且开关频率与串联谐振频率始终保持相同。根据检测的电容电 压、谐振电流和输出电压,逆变器的5种状态按照仿真得到的决策曲线决定下一时刻的输 出状态。每种状态的作用周期设置为串联谐振周期一半的整数倍。
[0009] 所述串联谐振电路由外加电容器和变压器的漏感串联组成,如果变压器的漏感不 足,可外加电感。电容器与电感的容量确定,串联谐振频率和逆变器的开关频率也确定。电 容器与电感的容量选取由逆变器的开关管的耐电压和耐电流情况和不可控整流器所要求 的电容器充电速度决定。电感值与谐振电流峰值反比例,与整流器的电容器充电速度反比 例,电容器电压只与谐振频率有关。
[0010] 所述高频不可控整流器对高频变压器输出的高压交流电整流,输出高压直流电 压。输出电压提高的倍数由高频变压器初、次级匝数比,次级绕组数量和每个次级绕组连 接的整流器级数决定。变压器每个次级绕组连接多级整流器,不同次级绕组连接的整流器 之间串联。次级绕组连接的多级整流器增加电容器,且连接到各级整流器的电容器容量相 同,所流过的电流为零时,各整流器的相应二极管同时导通,保证各串联电容器均压充电, 且无整流损耗。
[0011] 高频变压器升压倍数不变的情况下,次级两个绕组的匝数和不变,即高频变压器 不会因此增加容量和体积。高频变压器输出的是高压高频交流电,高频不可控整流器中的 二极管须采用快速二极管。输出电压由多个电容器串联提供,每个电容器的耐压值降低了 多倍,但电容器的选用仍要遵循容量小、耐压高的原则,容量小可使输出电压升压更快。
[0012] 一种无超调且不影响快速性的升压方法。串联谐振电路中,电容电压与谐振电流 需进行限制,以保护逆变器和高频不可控整流器中的开关管和二极管。在升压阶段,输出电 压给定值并不直接为目标值,而是逐渐升高,收敛于目标值。输出电压给定值上升至目标值 的95%之前,输出电压给定值以正向谐振状态使得输出电压升高的幅度上升,使之以最快 的速度升高。此时,若是查表判断下一时刻为反向谐振状态强制为自由谐振状态,电容电压 与谐振电流超过限定值,下一状态也强制为自由谐振状态。输出电压给定值达到目标值的 95%以后,输出电压给定值以较小幅度上升,快速收敛到目标值,判定为自由谐振状态的情 况强制为反向谐振,以保证整个电压上升过程输出电压无超调现象。
[0013] 与现有技术相比,本发明具有以下有益效果:逆变器的结构简单、控制策略容易实 现,基于谐振软开关控制技术,可完全消除开关损耗,开关频率进一步提高,由于逆变器输
5出电平增加,对输出电压调节更加精细,使得输出电压波动更小、响应更快;为了适应所设 计的逆变器输入电压模式,采用的工频整流器串联结构对串联电容组均压充电,保证了逆 变器输入电压的稳定,而且工频整流器不需要对其输出电压调整,采用不可控整流器,简化 了整个系统的控制复杂度;高频不可控整流器采用多级整流器串联方式,在各级整流器之 间增加相同容量的电容,消除了高频不可控整流器的损耗,提高了整个系统的效率。
附图说明
[0014] 当参考阅读下面的详细说明时,将更好地理解本发明的特征和优点,其中,在全部 附图内,类似的字符表示类似的部分,其中:
[0015] 图1为本领域已知的高压电源拓扑;
[0016] 图2为根据本发明的一个实施例,采用五电平逆变器40的高压电源拓扑,工频不 可控整流器50采用工频变压器42次级两绕组分别整流,高频不可控整流60采用高频变压 器44次级两绕组分别连接2级整流器,并串联在一起;
[0017] 图3为根据本发明的一个实施例,采用五电平逆变器40的高压电源拓扑,工频不 可控整流器70采用2级整流器,高频不可控整流器80采用4级整流器;
[0018] 图4为逆变器40的5种工作状态,1-逆变器40的输出电压,2_串联谐振电路的 谐振电流。其中,1-2正向谐振,II-2反向谐振,III-自由谐振,IV-I正向谐振,V-I反向 谐振;
[0019] 图5为输出电压给定值的理想上升曲线,1-理想给定值上升曲线,2-仿真得到的 高压直流电压输出曲线;
具体实施方式
[0020] 如图1所示,本领域内公知的高频高压直流电源100的拓扑。高压直流电源100使 用了三级功率电路,以将电网中的三相交流电压11转换为可调节的稳定高压直流电压17。 电网的三相交流电压11经可控整流电路30,及较大容量的电解电容52,得到逆变器10的 直流母线电压13。可控整流电路30采用PAM控制策略可根据输出的高压直流电压17连续 地调节直流母线电压13。此处可控整流晶闸管是有开关损耗的,只是开关频率低,损耗很 小。也正因为开关频率低,可控整流电路30的输出响应很慢,不易频繁调整输出直流母线 电压13。
[0021] 直流母线电压13到高频交流高压15是通过逆变器10、串联谐振电路和高频升压 变压器26实现的。逆变器10由四个全控开关管各反并联一个二极管组成,外加电容22与 变压器26的漏感组成串联谐振电路,如果漏感不够,可外加一个电感24。逆变器10输出 的高频脉冲电压经串联谐振电路,输入到变压器26中的是正弦电压及电流,经过变压器26 的升压作用就得到了高频交流电压15。逆变器10常采用PWM和PFM的控制策略,可连续跟 踪输出电压17的变化,虽然采用了谐振软开关技术,在开关管开通时或关断时仍会产生一 次开关损耗,较硬开关的损耗降低了一半以上。高压直流电源中的整流电路一般采用多级 整流器20,可以使得整流二极管和电容的耐压值降低,体积减小。由于对高频交流电压15 整流,多级整流器20采用快速整流二极管。此处的快速整流二极管并不是在电流过零点导 通,各级整流电路依次导通,二极管会产生较大的开关损耗,使得高压直流电源100的整体效率降低。
[0022] 如图2所示,根据本发明的一个实施例的高压直流电源200拓扑。逆变器40增加 了一个全控开关管28,若开关管28断开,逆变器40的结构和逆变器10相同。直流母线电 压23处增加一个电容组,采用两个电容组串联的方式。考虑到电容组36和38的均压充 电,前端可采用变压器42、不可控整流器46和48实现。变压器42的初、次级绕组匝数比 1 : 1,次级两个绕组,产生相同的电压经过不可控整流器46和48对两个电容组36和38充 电,可保证串联电容组的均压充电。待充电完成,逆变器40开始工作,直流母线电压23无 法调节。
[0023] 如图3所示,逆变器40增加了开关管28,可输出5种脉冲电平,5种脉冲电平的值 固定不变,只是离散的5个值。开关管2、4、6、8、28只在谐振电流过零点时切换,因此开关 频率固定,为谐振频率。逆变器40的工作状态有5种,分别称为2正向谐振、1正向谐振、自 由谐振、1反向谐振和2反向谐振。5种状态的作用周期也固定,为谐振周期一半的整数倍, 也可以使5种状态的工作周期在升压阶段和稳定阶段选用不同的值,但都是谐振周期一半 的整数倍。
[0024] 5种状态的开关导通方式为:(1)谐振电流为正时,2正向谐振是导通开关管2和 8;谐振电流为负时,2正向谐振是导通开关管4和6。⑵谐振电流为正时,1正向谐振是导 通开关管28和8;谐振电流为负时,1正向谐振是导通开关管28和6。(3)谐振电流为正 时,自由谐振导通开关管2或8,导通开关管2与二极管16使得串联谐振电路形成回路,导 通开关管8与二极管14使得串联谐振电路形成回路;谐振电流为负时,自由谐振导通开关 管4或6,导通开关管4与二极管18使得串联谐振电路形成回路,导通开关管6与二极管 12使得串联谐振电路形成回路。(4)不管谐振电流是正或负,1反向谐振是导通开关管28, 谐振电流为正时,开关管28与二极管16使得串联谐振电路向电容组36回馈电能;谐振电 流为负时,开关管28与二极管8使得串联谐振电路向电容组38回馈电能。(5)不管谐振电 流是正或负,2反向谐振是关断开关管2、4、6、8和28。当谐振电流是正时,二极管14和16 导通使得串联谐振电路向直流母线上回馈电能;当谐振电流为负时,二极管12和18导通使 得串联谐振电路向直流母线上回馈电能。
[0025] 逆变器输出状态概括为正向谐振、自由谐振和反向谐振。正向谐振,直流母线给串 联谐振电路和负载提供电能,负载电压17会升高。直流母线电压越高,输出的功率越大,串 联电路存储的电能就越多,负载电压17上升的幅度就越大;自由谐振,存储在串联谐振电 路的电能向负载供电,由于负载的消耗,负载电压17必然会下降,只是下降幅度较小;反 向谐振,存储在串联谐振电路中的电能不仅向负载供电,还将电能回馈给直流母线,负载电 压17必然下降,而且幅度较大。因此,如果直流母线电压所提供的功率恰好等于负载的消 耗,那么负载电压将无波动,保持不变。然后直流母线电压不易频繁改变,会造成整个高压 直流电源的不稳定,谐波大大增加,带来更多的危害。因此,逆变器40输出的脉冲电平越 多,负载电压17的波动必然越小,采用9电平逆变器时,输出电压17的波动极小,可以满 足对电能质量需求极高的设备,再继续增加电平,效果不再明显,反而增加硬件电路的复杂 度。
[0026] 直流母线电压23、串联谐振电路存储的电能和输出电压17之间存在一定的对应 关系,决定5种状态的选择。可建立仿真模型,绘制给定电压值与测量值17的差值与5种
7状态在不同电容电压32下的曲线,实施时采用比较法确定状态输出即可。逆变器40硬件 电路简单,可输出5电平,只是需要采集电容电压32,输出电压17和分辨谐振电流34的过 零点,对信号采集电路要求较高,控制处理器的速度要够快。但是由于算法和控制简单,采 用中低端CPLD/FPGA都可以实现。
[0027] 图1中的多级整流器20的各级整流器导通不一致,由于是高频高压整流,快速整 流二极管的导通和断开会造成较大的电能损耗,影响了快速整流二极管的使用寿命,也影 响了电容组充电的均压,使得输出电压17的质量和稳定性降低。高频变压器44的次级采 用两绕组,次级绕组与初级绕组的匝数比降低为变压器26的一半,而变压器44的升压倍数 不变,总体绕组的匝数不变,因此所占体积相同。多级整流器60是根据本发明的一个实施 例,采用两个两级整流器串联的形式,其中的各级整流器的输出电流波形完全相同,很好地 实现了电容的均压充电,而且快速整流二极管在电流为零时导通或关断,因此未产生整流 开关损耗,进一步提高了高压直流电源200的效率。
[0028] 如图4所示,根据本发明的另一个实施例的高压直流电源300的拓扑。其中,改变 了逆变器40的直流输入电压电路,不需要变压器,直接采用高压直流电源200拓扑中快速 不可控整流电路。电网的频率较低,因此不可控整流电路70中可选用一般的整流二极管, 为了提高输出直流电压质量,电容组36和38的容量要足够大,同时整流电路70也无开关 损耗。高频变压器26未作改变,采用单个四级整流器80,升压倍数并未改变,四级整流器 80的结构无整流损耗,各整流器之间连接的电容器容量关系较为复杂,不易选择。逆变器结 构及其控制方式相同,高压直流电源300可实现高压直流电源200的相同性能。
[0029] 如图5所示,根据高压直流电源200的升压过程。逆变器40输出的5种状态作用 周期固定,通过5种状态的切换改变输出电压17,若输出电压给定值直接设置为目标值, 这种离散的控制方式必然会导致升压阶段的超调。因此,输出电压给定值在升压阶段必须 逐渐升高,直到达到目标值。在限制电容电压32和谐振电流34的条件下,设计了输出电压 给定值不断升高的曲线。正向谐振使得输出电压升高,自由谐振使得输出电压较小降低,反 向谐振使得输出电压较大幅度降低,给定电压计划曲线正基于此点。在输出电压未达到目 标值的95%,给定电压按照最快的速度上升,即2正向谐振使得输出电压升高的幅度。若电 容电压32和谐振电流34超过限制值,接下来的状态设置为自由谐振,尽量避免反向谐振状 态。输出电压达到目标值的95%以后,若电容电压32和谐振电流34超过限制值,接下来的 状态设置为反向谐振,尽量避免2正向谐振,用1正向谐振使得输出电压较缓慢上升到目标 值。图5中的曲线2即是输出电压上升的理想曲线,输出电压的实际上升曲线并没有较好 地跟踪理想曲线,是因为对电容电压32和谐振电流34的限制,以避免过高的电压或电流导 致逆变器40的开关管损耗。
[0030] 虽然已经在此图解和说明了本发明的特定特征,但是本领域内的技术人员可以进 行许多修改和改变。因此,应当明白,所附的权利要求意欲涵盖落入本发明的真实精神的所 有这些修改和改变。
[0031] 元件列表
[0032] (2)开关器件
[0033] (4)开关器件
[0034] (6)开关器件[0035] (8)开关器件
[0036] (10)逆变器
[0037] (11)三相交流电
[0038] (12)快速二极管
[0039] (13)单电平直流母线电压
[0040] (14)快速二极管
[0041] (15)高压高频正弦电压
[0042] (16)快速二极管
[0043] (17)高压直流输出电压
[0044] (18)快速二极管
[0045] (20)有开关损耗的4级整流器
[0046] (21)两相交流电压
[0047] (22)谐振电容器
[0048] (23)串联电容组的双直流母线电压
[0049] (24)谐振电感
[0050] (25)双高压高频正弦电压
[0051] (26)单次级绕组的高频升压变压器
[0052] (28)开关器件
[0053] (30)三相可控晶闸管整流器
[0054] (32)谐振电容电压
[0055] (34)谐振电流
[0056] (36)电容组
[0057] (38)电容组
[0058] (40) 5电平逆变器
[0059] (42)低频双次级绕组变压器
[0060] (44)高频双次级绕组变压器 [0061 ] (46) 1级低频不可控整流器
[0062] (48) 1级低频不可控整流器
[0063] (50)低频串联1级不可控整流器
[0064] (52)电容器
[0065] (54)电容器
[0066] (56)电容器
[0067] (58)电容器
[0068] (60)高频串联2级不可控整流器
[0069] (62)电容器
[0070] (64)电容器
[0071] (66)电容器
[0072] (68)电容器
[0073] (70)低频2级不可控整流器[0074] (72)电容组
[0075] (80)高频4级不可控整流器。

Claims (10)

  1. 一种串联谐振高压电源(200),包括:不可控整流器(50),该整流器(50)被配置来给逆变器(40)稳定的输入电压(23);逆变器(40)将输入的稳定直流电压转换为多种脉冲电平输出,用来对串联谐振的幅度进行调整;串联谐振电路(90)由外加电容与变压器的漏感组成,如果变压器(44)的漏感不足,可外加电感(24),将逆变器(40)输出的脉冲电平转换为正弦波形,以便于变压器(44)升压;不可控整流器(60)对高频高压正弦电压整流,n级整流器的串联作用可使输出直流电压升高n倍。
  2. 2.根据权利要求1的串联谐振高压电源(200),其特征是,所述的不可控整流器(50) 是对电网电压整流,包含的整流器数量由逆变器(40)的输出电平数量决定,整流器(46, 48)以串联连接,变压器42的次级双绕组保证各整流器中的电流、电压相位相同,相应的二 极管同时导通,使得串联电容组(36,38)均压充电。
  3. 3.根据权利要求1的串联谐振高压电源(200),其特征是,逆变器(40)增加了开关 管(28),可形成多种导通方式,输入直流电压有两种,根据开关管不同的导通方式,逆变器 (40)的输出有5种状态,分别称为2正向谐振、1正向谐振、自由谐振、1反向谐振和2反向 谐振。
  4. 4.根据权利要求3的串联谐振高压电源(200),其特征是,逆变器(400)输出状态概括 为正向谐振、自由谐振和反向谐振,正向谐振是逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方 向相同,对谐振电流起到加强作用;自由谐振是逆变器输出脉冲电压为零,对谐振电流无影 响;反向谐振是逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相反,使得谐振电流减弱。
  5. 5.根据权利要求4所述的状态原则,其特征是,同一状态,谐振电流(34)的不同方向对 应不同的开关导通方式,逆变器(40)采用软开关控制,在谐振电流(34)的过零点切换开关 管的状态,以使得开关损耗为零。
  6. 6.根据权利要求3所述的逆变器(40)的5种状态,其特征是,每种状态的作用周期设 置为串联谐振周期一半的整数倍。
  7. 7.根据权利要求1的串联谐振高压电源(200),其特征是,电容器与电感的容量确定, 串联谐振频率和逆变器(40)的开关频率也确定,且开关频率与串联谐振频率始终保持相 同。
  8. 8.根据权利要求1的串联谐振高压电源(200),其特征是,不可控整流器(60)的输 出电压提高的倍数由变压器初、次级匝数比,次级绕组数量和每个次级绕组连接的整流器 级数决定,变压器(44)每个次级绕组连接多级整流器,不同次级绕组连接的整流器之间串 联,次级绕组连接的多级整流器增加电容器(54,62),所流过的电流为零时,各整流器的相 应二极管同时导通,保证电容器(64)和电容器(68)均压充电,且无整流损耗。
  9. 9.根据权利要求8中的不可控整流器(60),其特征是,次级绕组连接的多级整流器中 的电容器应满足如下关系:电容器(54)与电容器(56)容量相同,电容器(62)与电容器 (66)容量相同。
  10. 10.根据权利要求1中的串联谐振高压电源(200),其特征是,一种无超调且不影响快 速性的升压方法,串联谐振电路(90)中,电容电压(32)与谐振电流(34)需进行限制,以 保护逆变器(40)和不可控整流器(60)中的开关管和二极管,在升压阶段,输出电压给定 值并不直接为目标值,而是逐渐升高,收敛于目标值,输出电压给定值上升至目标值的95%之前,输出电压给定值以2正向谐振状态使得输出电压(17)升高的幅度上升,使之以最快 的速度升高,此时,若是查表判断下一时刻为反向谐振状态强制为自由谐振状态,电容电压 (32)与谐振电流(34)超过限定值,下一状态也强制为自由谐振状态,输出电压给定值达到 目标值的95%以后,输出电压给定值以1正向谐振状态使得输出电压(17)升高的幅度上 升,快速收敛到目标值,判定为自由谐振状态的情况强制为反向谐振,以保证整个电压上升 过程输出电压无超调现象。
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