CN104883065A - 一种高频隔离电路、其控制方法以及固态变压器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高频隔离电路、其控制方法以及固态变压器，所述高频隔离电路包括控制器、DC-AC转换器、AC-DC转换器、第一绕组切换开关、第二绕组切换开关、第三绕组切换开关、第四绕组切换开关及带自耦抽头的变压器。本发明能够在整个负载变化范围内得到高效率。

Description

一种高频隔离电路、其控制方法以及固态变压器

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，涉及一种高频隔离电路、其控制方法以及固态变压器。

背景技术

变压器是电网中量大面广的设备，尽管近年来在电压等级、容量、效率和可靠性等方面不断提高，但是其基本结构和工作原理长期以来没有发生根本性的改变。传统变压器体积庞大，功能单一，需要安装复杂的继电保护设备，在一侧发生电压幅值波动、电流波形畸变等电能质量问题时会影响另一侧，且输出电压受负载扰动而不能保持恒定，越来越不适应未来电网“更加可靠、对环境更加友好、更加有效、更加灵活和更加经济”的发展趋势。

新材料、新技术、新器件的出现，为研发面向未来的新一代电网设备创造了条件。固态变压器(Solid State Transformer，SST)，又称电力电子变压器(Power Electronic Transformer，PET)或电子电力变压器(Electronic Power Transformer，EPT)，是一种集变压、调压、变频、动态无功补偿等功能于一体的“多用途变换器”，具有传输功率密度大、功能完善、控制先进等特点，是未来电网的核心设备，并且也是可再生能源发电设备直接接入电网的理想接口。

国内外的研究者们从不同的角度提出了多种固态变压器拓扑电路的实现方案，从在电力电子变换过程中是否存在中间直流环节来看，电路拓扑可以划分为两大类。一种拓扑是在变换过程中不存在直流环节，即AC-AC直接变换型，其基本工作原理为：输入的工频交流信号在一次侧直接被调制成高频交流信号，经高频变压器耦合到二次侧后，被解调还原为工频交流信号。在这一过程中，一次侧的调制和二次侧的解调保持同步。该拓扑所使用的电力电子功率器件数量相对较少，结构简单，可以较大幅度地减小系统的体积和重量，但是可控性较差，变压器二次侧波形基本是对一次侧波形的还原，并不具备对一次侧、二次侧电压和电流的调节能力，难以对电能质量的改善做出贡献。

另一种拓扑是在变换过程中存在直流环节，称为AC-DC-AC变换型，不仅可以完成AC-AC结构的功能，还可以对交流侧功率因数、电流波形进行调节与控制，其工作过程为：工频交流电压输入整流器后，变换为直流电，再通过逆变电路，被调制成高频方波电压后加载至高频变压器；在高频变压器的二次侧，高频方波电压被还原为直流电压后再逆变为所需的交流电压输出。在这种结构的固态变压器中，变换环节和器件数量增多，但具有良好的控制特性，通过PWM调制方法和适当的控制策略，能够实现变压器一、二次侧的电压、电流和功率的灵活控制。

为了设计适用于输配电网电压等级的固态变压器工程化样机，研究人员提出将二极管箝位型多电平变换技术、飞跨电容型多电平变换技术和模块级联型变换技术应用于输入级AC-DC变换器与高频变压器高压侧的升频变换器，提高器件的耐压能力，同时通过移相调制控制策略可以提高交流侧电压波形的正弦度，减轻EMI干扰，减小滤波器体积。但是多电平技术需要使用大量的二极管、电容，不仅会增加成本同时还会降低电路的可靠性，因此应用于电力系统的固态变压器样机一般采用模块级联型结构，目前在其拓扑结构设计、建模分析、运行特性以及在电力系统中的应用已经取得了一定的研究成果。

但是，国内外研究者所提出的固态变压器方案距离实际应用都还有差距，一个重要原因是通过升高工作频率来减小变压器体积的同时带来铁芯损耗与电力电子功率器件损耗的大幅增长，因此与传统电力变压器相比，固态变压器效率较低。为了降低电力电子功率器件的开关损耗，采用谐振软开关的方式，使器件工作在零电压开关(ZVS)状态。软开关技术的应用可以降低变换器的开关损耗，提高变换器的工作效率，为变换器的高频化提供可能性，提高功率密度和动态性能。

电力电子功率器件的ZVS工作状态是通过换流电感和谐振电容中的循环能量为器件输出电容放电实现的。因此，为了维持ZVS工作状态，循环能量应大于电力电子功率器件输出电容的总能量。而循环能量与换流电感的大小成正比，并与负载电流的平方成正比。现有技术中均采用固定的变压器绕组漏感或外接电感作为换流电感，在轻负载时，负载电流小，换流电感不够大，循环能量不足会导致电力电子功率器件退出ZVS工作状态；在重负载时，负载电流大，而换流电感保持不变，循环能量过大引起较大的附加通态损耗。同时，轻负载时系统损耗的主要部分是高频变压器的铁芯损耗，而现有技术均没有对此进行优化。综上所述，现有技术只能在很窄的负载范围内获得高效率。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种高频隔离电路、其控制方法以及固态变压器，该电路、其控制方法以及变压器能够在整个负载变化范围内得到高效率。

为达到上述目的，本发明所述的高频隔离电路包括控制器、DC-AC转换器、AC-DC转换器、第一绕组切换开关、第二绕组切换开关、第三绕组切换开关、第四绕组切换开关及带自耦抽头的变压器；

DC-AC转换器的输出端的正极与变压器中初级线圈的一端相连接，DC-AC转换器的输出端负极分别与第一绕组切换开关的一端及第二绕组切换开关的一端相连接，第一绕组切换开关的另一端与变压器中初级线圈的另一端相连接，第二绕组切换开关的另一端与变压器中初级线圈中的自耦抽头相连接；

AC-DC转换器的输入端的正极与第三绕组切换开关的一端及第四绕组切换开关的一端相连接，第三绕组切换开关的另一端与变压器中次级线圈的一端相连接，第四绕组切换开关的另一端与变压器中次级线圈的自耦抽头相连接，AC-DC转换器的输入端的负极与变压器中次级线圈的另一端相连接；

控制器的输出端与DC-AC转换器的控制端、AC-DC转换器的控制端、第一绕组切换开关的控制端、第二绕组切换开关的控制端、第三绕组切换开关的控制端及第四绕组切换开关的控制端相连接。

所述DC-AC转换器包括第一IGBT管、第二IGBT管、第一二极管、第二二极管、第一电容及第二电容；

所述第一二极管的两端分别与第一IGBT管的集电极及发射极相连接，第二二极管的两端分别与第二IGBT管的集电极及发射极相连接，第一IGBT管的发射极与第二IGBT管的集电极及变压器中初级线圈的一端相连接，第一电容的一端与第一IGBT管的集电极相连接，第一电容的另一端与第二电容的一端、第一绕组切换开关的一端及第二绕组切换开关的一端相连接，第二电容的另一端与第二IGBT管的发射极相连接；

第一IGBT管的栅极及第二IGBT管的栅极与控制器的输出端相连接。

所述AC-DC转换器包括第三IGBT管、第四IGBT管、第三二极管、第四二极管、第三电容及第四电容；

所述第三二极管的两端分别与第三IGBT管的集电极及发射极相连接，第四二极管的两端分别与第四IGBT管的集电极及发射极相连接，第三IGBT管的发射极与第四IGBT管的集电极及变压器中次级线圈的一端相连接，第三电容的一端与第三IGBT管的集电极相连接，第三电容的另一端与第四电容的一端、第三绕组切换开关的一端及第四绕组切换开关的一端相连接，第四电容的另一端与第四IGBT管的发射极相连接；

第三IGBT管的栅极及第四IGBT管的栅极与控制器的输出端相连接。

本发明所述的高频隔离电路的控制方法包括以下步骤：

获取系统的负载电流信息，得预设工频周期内负载电流有效值的平均值；

当得到的负载电流有效值的平均值大于等于上限阈值时，则判断第二绕组切换开关及第四绕组切换开关是否导通，若导通，则不动作，当第二绕组切换开关及第四绕组切换开关不导通时，控制器控制第一绕组切换开关及第三绕组切换开关断开，延时死区时间后开通第二绕组切换开关及第四绕组切换开关；

当得到的负载电流有效值的平均值小于等于下限阈值时，则判断第一绕组切换开关及第三绕组切换开关是否导通，若导通，则不动作，当第一绕组切换开关及第三绕组切换开关不导通时，控制器控制第二绕组切换开关及第四绕组切换开关断开，再延迟死区时间后开通第一绕组切换开关及第三绕组切换开关；

当得到的负载电流有效值的平均值大于下限阈值且小于上限阈值时，则第二绕组切换开关、第四绕组切换开关、第一绕组切换开关及第三绕组切换开关的开关状态保持不变。

本发明所述的固态变压器包括n个整流器、n段高压直流母线、低压直流母线、逆变器及n个高频隔离电路；

电网的正极与第一个整流器输入端的正极相连接，后一个整流器输入端的正极与前一个整流器输入端的负极相连接，第n个整流器输入端的负极与电网的负极相连接，第i个整流器的输出端通过第i段高压直流母线与第i个高频隔离电路中DC-AC转换器的输入端相连接，n个高频隔离电路中AC-DC转换器的输出端的正极与低压直流母线的正极相连接，n个高频隔离电路中AC-DC转换器输出端的负极与低压直流母线的负极相连接，逆变器的输入端与低压直流母线相连接，逆变器的输出端与负载相连接，其中1≤i≤n。

电网的正极与第一个整流器输入端的正极通过电网侧滤波电感相连接。

各高压直流母线的正极和负极之间通过高压直流母线电容相连接。

低压直流母线的正极和负极之间通过低压直流母线电容相连接。

本发明具有以下有益效果：

本发明高频隔离电路及其控制方法在使用时，当负载电流有效值的平均值大于预设值时，即处于重负载时，则断开第一绕组切换开关及第三绕组切换开关，开通第二绕组切换开关及第四绕组切换开关，从而减少由循环能量引起的附加通态损耗，当负载电流有效值的平均值小于预设值时，则处于轻负载时，则断开第一绕组切换开关及第四绕组切换开关，开通第一绕组切换开关及第三绕组切换开关，降低变压器中铁芯损耗，使能量能够维持器件在ZVS工作状态，减轻各IGBT管的损耗。本发明所述的固态变压器在使用时，根据负载的情况调节第一绕组切换开关、第二绕组切换开关、第三绕组切换开关及第四绕组切换开关的断开与导通，从而改变高频隔离电路中初级绕组及次级绕组的匝数，实现轻负载时降低变压器铁芯损耗，并维持各IGBT管的软开关工作状态以减小各IGBT管的开关损耗，重负载时减小由换流电感循环能量所引起的附加通态损耗，实现在宽负载范围内的高效率运行。

附图说明

图1为本发明中高频隔离电路4的电路图；

图2为本发明中固态变压器的电路图；

图3为本发明中整流器2的电路图；

图4为本发明中逆变器6的电路图；

图5为本发明的流程图。

其中，1为电网侧滤波电感、2为整流器、3为高压直流母线、4为高频隔离电路、5为低压直流母线、6为逆变器。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

参考图1及图2，本发明所述的高频隔离电路包括控制器、DC-AC转换器、AC-DC转换器、第一绕组切换开关SW₁、第二绕组切换开关SW₂、第三绕组切换开关SW₃、第四绕组切换开关SW₄及带自耦抽头的变压器HF；DC-AC转换器的输出端的正极与变压器HF中初级线圈的一端相连接，DC-AC转换器的输出端负极分别与第一绕组切换开关SW₁的一端及第二绕组切换开关SW₂的一端相连接，第一绕组切换开关SW₁的另一端与变压器HF中初级线圈的另一端相连接，第二绕组切换开关SW₂的另一端与变压器HF中初级线圈中的自耦抽头相连接；AC-DC转换器的输入端的正极与第三绕组切换开关SW₃的一端及第四绕组切换开关SW₄的一端相连接，第三绕组切换开关SW₃的另一端与变压器HF中次级线圈的一端相连接，第四绕组切换开关SW₄的另一端与变压器HF中次级线圈的自耦抽头相连接，AC-DC转换器的输入端的负极与变压器HF中次级线圈的另一端相连接；控制器的输出端与DC-AC转换器的控制端、AC-DC转换器的控制端、第一绕组切换开关SW₁的控制端、第二绕组切换开关SW₂的控制端、第三绕组切换开关SW₃的控制端及第四绕组切换开关SW₄的控制端相连接。优选的，第二绕组切换开关SW₂、第四绕组切换开关SW₄、第一绕组切换开关SW₁及第三绕组切换开关SW₃均为双向可控硅。

所述DC-AC转换器包括第一IGBT管S₁、第二IGBT管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第一电容C₁及第二电容C₂；所述第一二极管D₁的两端分别与第一IGBT管S₁的集电极及发射极相连接，第二二极管D₂的两端分别与第二IGBT管S₂的集电极及发射极相连接，第一IGBT管S₁的发射极与第二IGBT管S₂的集电极及变压器HF中初级线圈的一端相连接，第一电容C₁的一端与第一IGBT管S₁的集电极相连接，第一电容C₁的另一端与第二电容C₂的一端、第一绕组切换开关SW₁的一端及第二绕组切换开关SW₂的一端相连接，第二电容C₂的另一端与第二IGBT管S₂的发射极相连接；第一IGBT管S₁的栅极及第二IGBT管S₂的栅极与控制器的输出端相连接。

所述AC-DC转换器包括第三IGBT管S₃、第四IGBT管S₄、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第三电容C₃及第四电容C₄；所述第三二极管D₃的两端分别与第三IGBT管S₃的集电极及发射极相连接，第四二极管D₄的两端分别与第四IGBT管S₄的集电极及发射极相连接，第三IGBT管S₃的发射极与第四IGBT管S₄的集电极及变压器HF中次级线圈的一端相连接，第三电容C₃的一端与第三IGBT管S₃的集电极相连接，第三电容C₃的另一端与第四电容C₄的一端、第三绕组切换开关SW₃的一端及第四绕组切换开关SW₄的一端相连接，第四电容C₄的另一端与第四IGBT管S₄的发射极相连接；第三IGBT管S₃的栅极及第四IGBT管S₄的栅极与控制器的输出端相连接。

需要说明的是，所述的初级线圈和次级线圈均带自耦抽头的高频隔离变压器，其绕组漏感作为换流电感与电容发生谐振，使各IGBT管工作在ZVS状态；接入电路的绕组匝数越多，参与谐振的换流电感值越大；各绕组切换开关的工作状态改变前后，保证初级线圈与次级线圈中的绕组匝数比不变。

参考图5，本发明所述的高频隔离电路的控制方法包括以下步骤：

获取系统的负载电流信息，得预设工频周期内负载电流有效值的平均值；

当得到的负载电流有效值的平均值大于等于上限阈值时，则判断第二绕组切换开关SW₂及第四绕组切换开关SW₄是否导通，若导通，则不动作，当第二绕组切换开关SW₂及第四绕组切换开关SW₄不导通时，控制器控制第一绕组切换开关SW₁及第三绕组切换开关SW₃断开，延时死区时间后开通第二绕组切换开关SW₂及第四绕组切换开关SW₄；

当得到的负载电流有效值的平均值小于等于下限阈值时，则判断第一绕组切换开关SW₁及第三绕组切换开关SW₃是否导通，若导通，则不动作，当第一绕组切换开关SW₁及第三绕组切换开关SW₃不导通时，控制器控制第二绕组切换开关SW₂及第四绕组切换开关SW₄断开，再延迟死区时间后开通第一绕组切换开关SW₁及第三绕组切换开关SW₃；

当得到的负载电流有效值的平均值大于下限阈值且小于上限阈值时，则第二绕组切换开关SW₂、第四绕组切换开关SW₄、第一绕组切换开关SW₁及第三绕组切换开关SW₃的开关状态保持不变。

本发明所述的固态变压器包括n个整流器2、n段高压直流母线3、低压直流母线5、逆变器6及n个高频隔离电路4；电网的正极与第一个整流器2输入端的正极相连接，后一个整流器2输入端的正极与前一个整流器2输入端的负极相连接，第n个整流器2输入端的负极与电网的负极相连接，第i个整流器2的输出端通过第i段高压直流母线3与第i个高频隔离电路4中DC-AC转换器的输入端相连接，n个高频隔离电路4中AC-DC转换器的输出端的正极与低压直流母线5的正极相连接，n个高频隔离电路4中AC-DC转换器输出端的负极与低压直流母线5的负极相连接，逆变器6的输入端与低压直流母线5相连接，逆变器6的输出端与负载相连接，其中1≤i≤n。

需要说明的是，电网的正极与第一个整流器2输入端的正极通过电网侧滤波电感1相连接；各高压直流母线3的正极和负极之间通过高压直流母线电容相连接；低压直流母线5的正极和负极之间通过低压直流母线电容相连接。

参考图3及图4，整流器2采用电压、电流双闭环控制以及移相PWM控制，电压外环保证高压直流母线3电压恒定，电流内环使网侧输入电流的相位跟踪输入电压相位以实现单位功率因数运行，移相PWM控制提高整流器2交流侧电压的正弦度，减少谐波和电磁干扰；高频隔离电路4采用移相控制，高压侧单相半桥逆变模块和低压侧单相半桥整流模块均采用占空比为50％的方波驱动，但是后者的IGBT比前者对应位置上器件的驱动信号延迟一个相位角，而相位角的大小由低压直流母线5电压实际幅值与期望幅值的偏差经PI调节决定；逆变器6采用PWM控制，而PWM控制的调制比由输出电压有效值与额定值的偏差进行PI调节得到，输出电压经滤波器滤除高次谐波后，为负载提供幅值恒定的正弦电压。

在轻负载时，铁芯损耗占总损耗的比例大，此时调整各绕组切换开关使接入电路的高频隔离电路4中变压器绕组匝数增加，但是其每一匝所产生的电动势降低，铁芯磁通密度也随之降低。磁滞损耗和涡流损耗都与铁芯磁通密度的平方成正比，因此磁滞损耗和涡流损耗都大大地减少了，空载电流和空载损耗也都随之相应地大幅度减少，从而较好地达到了节能降损的目的。同时，绕组匝数增加使换流电感的循环能量在轻负载时保持较大值，维持电力电子功率器件的ZVS工作状态，以减轻开关损耗。在重负载时，通态损耗占的比例大，此时调整绕组切换开关使接入电路的高频隔离电路4中变压器HF绕组匝数减少，换流电感的循环能量降低，减轻附加通态损耗。

本发明根据带载情况改变接入电路的高频隔离电路4中变压器HF绕组匝数，实现轻负载时降低变压器HF铁芯损耗，并维持IGBT的软开关工作状态以减少器件开关损耗，重负载时减小由换流电感循环能量所引起的附加通态损耗，实现固态变压器HF在宽负载范围内的高效率运行。

本文中所描述的具体实施例仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例进行修改、补充或用近似方法替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (8)

1.一种高频隔离电路，其特征在于，包括控制器、DC-AC转换器、AC-DC转换器、第一绕组切换开关(SW₁)、第二绕组切换开关(SW₂)、第三绕组切换开关(SW₃)、第四绕组切换开关(SW₄)及带自耦抽头的变压器(HF)；

DC-AC转换器的输出端的正极与变压器(HF)中初级线圈的一端相连接，DC-AC转换器的输出端负极分别与第一绕组切换开关(SW₁)的一端及第二绕组切换开关(SW₂)的一端相连接，第一绕组切换开关(SW₁)的另一端与变压器(HF)中初级线圈的另一端相连接，第二绕组切换开关(SW₂)的另一端与变压器(HF)中初级线圈中的自耦抽头相连接；

AC-DC转换器的输入端的正极与第三绕组切换开关(SW₃)的一端及第四绕组切换开关(SW₄)的一端相连接，第三绕组切换开关(SW₃)的另一端与变压器(HF)中次级线圈的一端相连接，第四绕组切换开关(SW₄)的另一端与变压器(HF)中次级线圈的自耦抽头相连接，AC-DC转换器的输入端的负极与变压器(HF)中次级线圈的另一端相连接；

控制器的输出端与DC-AC转换器的控制端、AC-DC转换器的控制端、第一绕组切换开关(SW₁)的控制端、第二绕组切换开关(SW₂)的控制端、第三绕组切换开关(SW₃)的控制端及第四绕组切换开关(SW₄)的控制端相连接。

2.根据权利要求1所述的高频隔离电路，其特征在于，所述DC-AC转换器包括第一IGBT管(S₁)、第二IGBT管(S₂)、第一二极管(D₁)、第二二极管(D₂)、第一电容(C₁)及第二电容(C₂)；

所述第一二极管(D₁)的两端分别与第一IGBT管(S₁)的集电极及发射极相连接，第二二极管(D₂)的两端分别与第二IGBT管(S₂)的集电极及发射极相连接，第一IGBT管(S₁)的发射极与第二IGBT管(S₂)的集电极及变压器(HF)中初级线圈的一端相连接，第一电容(C₁)的一端与第一IGBT管(S₁)的集电极相连接，第一电容(C₁)的另一端与第二电容(C₂)的一端、第一绕组切换开关(SW₁)的一端及第二绕组切换开关(SW₂)的一端相连接，第二电容(C₂)的另一端与第二IGBT管(S₂)的发射极相连接；

第一IGBT管(S₁)的栅极及第二IGBT管(S₂)的栅极与控制器的输出端相连接。

3.根据权利要求2所述的高频隔离电路，其特征在于，所述AC-DC转换器包括第三IGBT管(S₃)、第四IGBT管(S₄)、第三二极管(D₃)、第四二极管(D₄)、第三电容(C₃)及第四电容(C₄)；

所述第三二极管(D₃)的两端分别与第三IGBT管(S₃)的集电极及发射极相连接，第四二极管(D₄)的两端分别与第四IGBT管(S₄)的集电极及发射极相连接，第三IGBT管(S₃)的发射极与第四IGBT管(S₄)的集电极及变压器(HF)中次级线圈的一端相连接，第三电容(C₃)的一端与第三IGBT管(S₃)的集电极相连接，第三电容(C₃)的另一端与第四电容(C₄)的一端、第三绕组切换开关(SW₃)的一端及第四绕组切换开关(SW₄)的一端相连接，第四电容(C₄)的另一端与第四IGBT管(S₄)的发射极相连接；

第三IGBT管(S₃)的栅极及第四IGBT管(S₄)的栅极与控制器的输出端相连接。

4.一种高频隔离电路的控制方法，其特征在于，基于权利要求1所述的高频隔离电路(4)，包括以下步骤：

获取系统的负载电流信息，得预设工频周期内负载电流有效值的平均值；

当得到的负载电流有效值的平均值大于等于上限阈值时，则判断第二绕组切换开关(SW₂)及第四绕组切换开关(SW₄)是否导通，若导通，则不动作，当第二绕组切换开关(SW₂)及第四绕组切换开关(SW₄)不导通时，控制器控制第一绕组切换开关(SW₁)及第三绕组切换开关(SW₃)断开，延时死区时间后开通第二绕组切换开关(SW₂)及第四绕组切换开关(SW₄)；

当得到的负载电流有效值的平均值小于等于下限阈值时，则判断第一绕组切换开关(SW₁)及第三绕组切换开关(SW₃)是否导通，若导通，则不动作，当第一绕组切换开关(SW₁)及第三绕组切换开关(SW₃)不导通时，控制器控制第二绕组切换开关(SW₂)及第四绕组切换开关(SW₄)断开，再延迟死区时间后开通第一绕组切换开关(SW₁)及第三绕组切换开关(SW₃)；

当得到的负载电流有效值的平均值大于下限阈值且小于上限阈值时，则第二绕组切换开关(SW₂)、第四绕组切换开关(SW₄)、第一绕组切换开关(SW₁)及第三绕组切换开关(SW₃)的开关状态保持不变。

5.一种固态变压器，其特征在于，包括n个整流器(2)、n段高压直流母线(3)、低压直流母线(5)、逆变器(6)及n个权利要求3所述的高频隔离电路(4)；

电网的正极与第一个整流器(2)输入端的正极相连接，后一个整流器(2)输入端的正极与前一个整流器(2)输入端的负极相连接，第n个整流器(2)输入端的负极与电网的负极相连接，第i个整流器(2)的输出端通过第i段高压直流母线(3)与第i个高频隔离电路(4)中DC-AC转换器的输入端相连接，n个高频隔离电路(4)中AC-DC转换器的输出端的正极与低压直流母线(5)的正极相连接，n个高频隔离电路(4)中AC-DC转换器输出端的负极与低压直流母线(5)的负极相连接，逆变器(6)的输入端与低压直流母线(5)相连接，逆变器(6)的输出端与负载相连接，其中1≤i≤n。

6.根据权利要求5所述的固态变压器，其特征在于，电网的正极与第一个整流器(2)输入端的正极通过电网侧滤波电感(1)相连接。

7.根据权利要求5所述的固态变压器，其特征在于，各高压直流母线(3)的正极和负极之间通过高压直流母线电容相连接。

8.根据权利要求5所述的固态变压器，其特征在于，低压直流母线(5)的正极和负极之间通过低压直流母线电容相连接。