CN116742960A - 一种zvs半桥三电平dc-dc变换器及其充电控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种ZVS半桥三电平DC‑DC变换器及其充电控制方法，该DC‑DC变换器包括通过变压器相连接的原边半桥单元和副边整流单元，原边半桥单元包括相连接的上、下桥臂，上、下桥臂分别与输入电压的正极、负极相连接，上、下桥臂还分别与脉宽调制控制器相连接，通过PWM的方式控制改变上、下桥臂的工作状态，完成充电控制过程。该充电控制方法采用基于调制波选择控制的恒压限流充电控制策略，将电压环和电流环进行拆分，分别单独调节各自控制信号，得到两个调制信号，再比较两个调制信号的幅值，以选择出最终的待调信号后进行脉宽信号调制。与现有技术相比，本发明能够提高充电效率及功率密度，强化充电机电压调节能力和拓宽稳定裕量，且能稳定均流充电状态。
Description
技术领域
本发明涉及新能源汽车充电技术领域，尤其是涉及一种ZVS半桥三电平DC-DC变换器及其充电控制方法。
背景技术
充电机为新能源汽车动力电池充电的机器，其输入端口与交流充电口相连，输出端口与动力电池相连。在充电过程中，充电机将单相交流电(220V)或三相交流电(380V)转换为动力电池可以使用的高压直流电，从而实现对新能源汽车动力电池的充电。
电动汽车充电机的发展初期主要是线性电源组成，充电效率并不高，且体积较大，容量也较小。直到上世纪70年代，随着能够耐受高电压、大电流的IGBT管的发明，充电机电源发展才迈上了一个新台阶。开关电源由于具有高效率和高功率密度等优点，因而成为大功率充电机的主流。因为电动汽车快速充电的市场需求一直非常迫切，所以对车载充电机的充电功率要求日益提升，模块化设计成为充电机的主流发展趋势。目前市场上占据主导地位的大功率DC/DC充电机通常由具有功率因素校正功能的前级AC/DC整流器和对充电功率进行控制的后级DC/DC变换器两部分组成，结构如图1所示。当电网波动时，电网中的交流电会影响充电机中AC/DC部分，使得充电电压受到电网波动影响，过低电压会导致充电速率低，过高电压会导致充电机损坏；AC/DC部分会在转换出的高压直流电中引入谐波，尽管使用DC/DC部分进行控制，但是依然会对最终形成的电压电流造成一定影响，尤其是高次谐波会严重影响最终形成的电压，导致最终输出的电压振荡，影响充电效率。
目前充电机主要采用高频电源技术，并运用先进的智能动态调整充电技术。主要包括恒流/恒压/小恒流智能三个阶段充电方式，具有充电效率高、操作简单、重量轻、体积小等特点。按照安装位置的不同，可以将充电机分为车载充电机和非车载充电机两大类。车载充电机安装在电动汽车上，一般是通过家用插座或者交流充电桩进行充电，充电电压通常在220kV且为单相交流电。因为车载充电机的体积和重量不宜太大，且为单相供电，所有其输出功率通常较小，充电速度缓慢，逐渐被市场淘汰。现有的电动汽车充电机大多采用非车载充电机，其输入电源为380V的三相交流电，输出为直流电。非车载充电机的体积不受空间限制，并且它的供电方式为三相电流，所以其充电速度要比车载充电机的充电速度快得多，因而得到迅速普及应用。
按照工作频率的不同，可以将充电机分为工频充电机和高频充电机。工频充电机的工作频率低，造成滤波问题，所以滤波器的体积通常都比较大，使得充电机的体积也会相应增大。而高频充电机采用高频隔离变压器，提高工作频率从而减少滤波器的体积，降低充电机体积。但由于高频充电机的开关频率较高，会产生较大开关损耗，所以需要使用软开关技术来减少其功率损耗，提高工作效率。
按照充电方式划分，电动汽车充电机则可以分为交流充电机和直流充电机两种。交流充电机因其充电速度较慢所以受到局限，而直流充电机充电速度较快，可提供足够的功率，其输出电压和电流的调整范围较大，也称“快充”。直流充电机一般分为两级电路，分别为AC/DC变换器和DC/DC变换器。充电机DC/DC变换器将整流得到的高压直流电转换成供电池充电的低压直流电，其综合性能直接影响到充电机的运行效率。
此外，现有的DC/DC变换器技术的研究热点逐渐趋向高频、多电平、软开关方向，其中，软开关DC/DC变流器主要有零开关PWM、零转换PWM和谐振型变换器三大类，其中零开关PWM变换器又包括零电流开关(Zero Current Switch，ZCS)变换器和零电压开关(ZeroVoltage Switch，ZVS)变换器。针对含可再生能源发电的充电站，目前存在一种电动汽车充电机在线实时优化充电策略，该策略能够根据可再生能源的实时出力情况和电动汽车的实时状态信息调整目前充电功率和未来24小时内的充电计划，该充电优化策略能够在一定程度上优化充电站充电成本和改善充电机充电时的负荷波动；
针对市场上的电动汽车充电桩只能被动充电、高谐波以及低功率因素等问题，目前采用有源功率因素校正技术和双闭环直接电压控制策略设计充电机的三相半桥控制电路及其PI控制器参数，该控制策略能够在提高充电功率的同时保证充电机具有稳定的输出电压；
而为了解决电动汽车的车载充电机DC/DC变换器存在输出电压波动和导通损耗较大以及零电压开关丢失等问题，现有技术还采用软开关同步整流技术达到抑制输出电压振荡的效果，车载充电机的动态性能得以提升。
总而言之，双闭环串级控制策略是DC/DC充电机比较常用的控制策略，它是将电流内环控制嵌入原电压单闭环控制中，能够强化控制系统对电流变化的响应灵敏度。该策略基本消除了电压单闭环控制抗电源和负载扰动能力差的缺点，大大优化了充电机充电控制系统的动态性能。如图2和图3所示，该控制策略的原理是利用电压外环将充电机的输出电压uo稳定在给定电压值Uref，电流内环控制器的准电流给定值ir′ef取自电压外环控制器的输出，并将ir′ef与限流值Ilim进行比较，通过比较选出较小值作为电流内环控制器的实际电流给定值iref。充电机输出电流io在电流内环控制方式下，不超过充电限流Ilim，实现了恒压限流充电。其中，Uref和Ilim分别为恒压充电的电压值和限流值，uo和io分别为输出电压与电流，uerr和ierr分别为电压和电流误差信号，Gcv(s)和Gci(s)分别为电压和电流控制器，ir′ef和iref分别为电流内环的准电流给定值和实际电流给定值，ur则为控制器输出调信号。
然而在电池实际运行工况中，充电初始阶段其内阻较小，此时电压外环控制器因其输出的准电流给定值大于充电限流值Ilim而没有起到控制作用，整个双闭环串级控制系统相当于电流单环控制，因而会使充电机工作在限流充电状态。电池的内阻会随着剩余电量(SOC)的增加而增加，充电电压也会随之而提升，并在某一时刻达到给定值Uref，此时充电限流值将大于电压外环控制器输出的准电流给定值，电压外环控制器开始作用到实际控制中，控制系统实现双闭环串级控制，使充电机工作在恒压限流充电状态。在恒压限流充电状态中，充电电流会随着电池等效内阻的增加而逐渐减小，直至其数值等于电池涓流截至电流时，充电机结束充电状态。
也就是说，双闭环串级控制控制策略尽管能够改善系统的动态性能，提升充电机控制系统对电流变化的响应灵敏度，具有比较稳定的控制性能。但从另一个方面来看，它会降低充电机控制系统对电流变化的响应灵敏度，减小了稳定裕量，导致控制难度增加，只不过该缺陷在充电机单模块运行时表现不明显，当多个充电机模块并联运行时，这些缺陷则会非常显著，所以双闭环串级控制控制策略在实际应用中多用于充电机的单模块控制系统。
发明内容
本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种ZVS半桥三电平DC-DC变换器及其充电控制方法，能够提高充电效率及功率密度，强化充电机电压调节能力和拓宽稳定裕量，且能稳定均流充电状态。
本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：一种ZVS半桥三电平DC-DC变换器，包括通过变压器相连接的原边半桥单元和副边整流单元，所述原边半桥单元包括相连接的上桥臂和下桥臂，所述上桥臂和下桥臂分别与输入电压的正极、负极相连接，所述上桥臂和下桥臂分别与脉宽调制控制器相连接，通过PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)的方式控制改变上桥臂和下桥臂的工作状态，完成充电控制过程。
进一步地，所述上桥臂包括相连接的第一开关管和第二开关管，所述下桥臂包括相连接的第三开关管和第四开关管，所述第二开关管与第三开关管相连接。
进一步地，所述第一开关管和第二开关管之间设置有上桥连接点，所述第三开关管和第四开关管之间设置有下桥连接点，所述上桥连接点与下桥连接点之间连接有两个中点钳位二极管。
进一步地，所述第二开关管与第三开关管之间连接设置有第一输出点，所述第一输出点与变压器原边的同名端相连接。
进一步地，所述两个中点钳位二极管之间连接设置有第二输出点，所述第二输出点与变压器原边的异名端相连接。
进一步地，所述副边整流单元包括四个反向并联的体二极管，所述副边整流单元连接有输出滤波电容和输出滤波电感。
进一步地，所述脉宽调制控制器连接有模式切换单元，所述模式切换单元分别连接有电流环控制器、电压环控制器，所述电流环控制器通过电流反馈单元与DC-DC变换器的输出端相连接，所述电压环控制器通过电压反馈单元与DC-DC变换器的输出端相连接，所述模式切换单元用于比较电流环控制器、电压环控制器对应输出调制信号的大小，以从中选择出待调信号后输出给脉宽调制控制器。
一种ZVS半桥三电平DC-DC变换器的充电控制方法，包括以下步骤：
S1、采集DC-DC变换器的输出电流和输出电压；
S2、根据DC-DC变换器的输出电流以及预设的电流参考值，确定出电流调制信号；
根据DC-DC变换器的输出电压以及预设的电压参考值，确定出电压调制信号；
S3、对电流调制信号和电压调制信号进行比较，从中选择出待调信号；
S4、根据待调信号，采用脉宽调制的方式，输出得到对应的PWM控制信号；
S5、根据PWM控制信号，相应控制DC-DC变换器中原边半桥单元内上桥臂和下桥臂的工作状态，完成充电控制过程。
进一步地，所述步骤S3具体是采用幅值对比取小的方式，即从电流调制信号和电压调制信号中选择幅值小的作为待调信号。
进一步地，所述步骤S5中PWM控制信号的具体控制方式为：固定第二开关管和第三开关管的导通时间，通过调控第一开关管和第四开关管的导通时间来实现软开关控制。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
一、本发明提出一种ZVS半桥三电平DC-DC变换器，包括通过变压器相连接的原边半桥单元和副边整流单元，其中，原边半桥单元包括相连接的上桥臂和下桥臂，上、下桥臂分别与输入电压的正极、负极相连接，并且上、下桥臂分别与脉宽调制控制器相连接，通过PWM的方式控制改变上桥臂和下桥臂的工作状态。由此通过原边半桥单元输出脉冲电压，再通过变压器的升压作用，得到副边脉冲电压，最后经过副边整流单元的整流输出，即可得到预设的低压直流电压。经过损耗分析验证本发明提出的DC-DC变换器能够大幅提高充电效率和功率密度。
二、本发明中，脉宽调制控制器连接有模式切换单元，该模式切换单元分别连接有电流环控制器、电压环控制器，其中，电流环控制器通过电流反馈单元与DC-DC变换器的输出端相连接、电压环控制器则通过电压反馈单元与DC-DC变换器的输出端相连接，以分别采集DC-DC变换器的输出电流和输出电压后再得到相应的电流调制信号、电压调制信号，并且利用模式切换单元比较电流环控制器、电压环控制器对应输出调制信号的大小，以从中选择出待调信号后输出给脉宽调制控制器。由此将电压环和电流环进行拆分，分别单独调节各自控制信号，再从两种调制信号中选择出待调信号，实现基于调制波选择控制的恒压限流充电控制策略，既能够保留双闭环串级控制策略对电流变化响应灵敏度高、动态性能好的优点，又能够解决双闭环串级控制策略的缺陷。
三、本发明采用对比取小的切换方式，也就是对比电流调制信号和电压调制信号的幅值，然后选择幅值小的调制信号作为最终待调信号，通过该切换方式，既够能以预设参考Uref恒压值进行恒压充电，又能够以预设参考Ilim限流值进行恒流充电。由于采用取小为切换方式的逻辑控制规则，相当于糊控制理论中的取交集，所以在充电全过程均不会出现充电电压、电流超过各自给定值的情况，能够可靠稳定地实现恒压限流充电控制，即能够强化电压调节能力、拓宽稳定裕量，且保证充电时能达到稳定均流的状态。
四、本发明考虑到上下桥臂的四个开关管若同时导通，则会使得原边短路、损坏变压器，故设计一种能够在整个工作周期内实现ZVS软开关控制的方式，即固定第二开关管和第三开关管的导通时间、再通过调控第一开关管和第四开关管的导通时间来实现软开关控制，能够充分确保充电控制的可靠性与稳定性，且能降低控制难度。
附图说明
图1为现有的车载充电机电源架构示意图；
图2为现有的双闭环串级控制结构示意图；
图3为现有的双闭环串级控制策略原理示意图；
图4为实施例中ZVS半桥三电平DC-DC变换器的拓扑结构示意图；
图5a和5b为DC-DC变换器的基本PWM控制方式示意；
图6a～6d为DC-DC变换器的四种PWM控制方式示意；
图7为实施例中DC-DC变换器的充电控制结构示意图；
图8为实施例中待调信号选择策略原理示意图；
图9为实施例中DC-DC变换器的仿真模型示意图；
图10为实施例中搭建的双闭环控制电路示意图；
图11为实施例中搭建的调制波选择控制电路示意图；
图12a～12d为实施例中两种不同控制电路对应的输出电压波形；
图13a～13b为实施例中两种不同控制电路对应的负载扰动下输出电压波形；
图14a～14b为实施例中两种不同控制电路对应的直流电源扰动下输出电压波形。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。
实施例
如图4所示，一种ZVS半桥三电平DC-DC变换器，包括通过变压器Tr相连接的原边半桥单元和副边整流单元，原边半桥单元包括相连接的上桥臂和下桥臂，上桥臂和下桥臂分别与输入电压Vin的正极、负极相连接，上桥臂和下桥臂分别与脉宽调制控制器相连接，通过PWM的方式控制改变上桥臂和下桥臂的工作状态，完成充电控制过程。
具体的，Vin是DC-DC变换器的输入电压，C1和C2为大容量输入电容且两者数值相等，两个开关管Q1和Q2组成上桥臂，同理两个开关管Q3和Q4组成下桥臂。D1～D4是反向并联的体二极管，作用是为各个模态提供续流通路，Cr1～Cr4为谐振电容。D5和D6是中点钳位二极管，其作用是让电压钳位于电容中点，从而能够让A点与B点的电压有三种状态：+Vin、0和-Vin。Tr为变换器的变压器，作用主要是进行电气隔离和电压转换。变换器的副边全桥整流电路由DR1～DR4组成，作用是向C、D两点输出直流脉冲电压。Cf为输出滤波电容，Lf为输出滤波电感，它们的作用主要是储能和滤波，Cf和Lf将经过整流的直流脉冲电压优化为纹波很小的直流电压，给负载提供稳定的能量。变换器的输入电压与它的输出电压的关系为：
上式中，D表示占空比，且有D＝2Ton/Ts，Ton表示开通时间，Vin表示A点与B点之间的电压，K表示变压器原副边匝比，改变D与K的比值即可对输出电压进行控制，但是D的数值不能超过0.5。
变换器在工作过程中，通过控制Q1和Q2或者Q3和Q4的同时导通，能够在AB两点得到脉冲电压，再通过变压器的升压作用，得到Vin/K的副边脉冲电压，最后经过滤波电容和电感的整流、滤波作用下，输出预设的直流电压。但是Q1～Q4若是同时导通会使原边短路，烧坏变压器，因而Q1～Q4不能同时导通，并且为了防止磁芯饱和，还要求Q1和Q2的导通时间与Q3和Q4的导通时间要一致，其工作波形如图5a和5b所示。
为了实现ZVS软开关控制，需要在上述基本PWM控制上增添控制要求，目前主要有以下四种基于半桥三电平的PWM控制手段：一是控制Q1和Q2、Q3和Q4同时开通和关闭；二是固定Q1和Q4的导通时间，通过调控Q2和Q3的导通时间来实现软开关控制；三是固定开关管Q2和Q3的导通时间，通过调控Q1和Q4的导通时间来实现软开关控制；第四种是固定Q1～Q4的导通时间为Ts/2，并通过移相的手段控制各开关管导通顺序。上述四种控制方式如图6a～6d所示(图6a～6d分别对应控制手段1～4)。
通过分析以上四种控制方式可以发现，如果同时导通上桥臂的两个开关管，则能够在A、B两点间得到Vin/2电压。同理，如果同时导通下桥臂的两个开关管，则能够在A、B两点间得到－Vin/2电压。因而只要桥臂的导通重合时间与控制手段1一致，则采用上述四种控制手段的任意一种均能实现对输出电压进行控制，所以控制手段1和2均不能在完整的工作过程里实现ZVS；控制手段3和4可以在完整的工作周期内实现ZVS，但是由于现实运用场景中，比较难实现使用控制器进行移相，所以工程实际中主流使用控制手段3实现ZVS。
针对传统双闭环串级控制策略电压变化感应灵敏度低、稳定裕量小以及控制难度偏高的问题，本实施例还提出一种基于调制波选择控制的恒压限流充电控制策略，该策略既能够保留双闭环串级控制策略对电流变化响应灵敏度高、动态性能好的优点，又可以解决双闭环串级控制策略的缺陷，该控制策略原理是将电压环和电流环进行拆分，分别单独调节各自控制信号，从而可以获得两个调制波。最后采取已经设置好的切换方式选择上述两个调制波的其中之一为实际调制信号。本实施例采用对比取小的切换方式，也就是对比两个调制波的幅值，然后选择幅值小的调制波作为最终调制信号，其控制系统结构如图7所示。
基于调制波选择控制策略是通过对比电压环控制器输出的电压调制波ur1和电流环控制器输出的电流调制波ur2，选择幅值小的那个调制波当作实际调制信号。通过该切换方式，充电机既够能以Uref恒压值进行恒压充电，又能够以Ilim限流值进行恒流充电。因为采用取小为切换方式的逻辑控制规则，相当于糊控制理论中的取交集，所以充电机在充电全过程均不会出现充电电压、电流超过各自给定值的情况，实现恒压限流充电控制方式，其原理流程如图8所示。
图8中，min表示对比取小的切换方式，是调制波选择控制的核心部分，它通过不断电压调制波ur1和电流环控制器输出的电流调制波ur2，并选择幅值小的那个调制波当作实际调制信号，以调整充电机的充电方式；其余各参数含义均与双闭环串级控制控制策略一致。
在实际工况中，充电初始阶段电池的等效内阻较小，会使得充电电流io比较大，导致电压环控制器的输出调制波ur1的幅值要大于电流环控制器的输出调制波ur2的幅值，此时充电机工作在电流单闭环控制状态，即以电流限定值Ilim恒流充电，充电电压uo也开始随之逐渐提升。当uo上升至电压给定值Uref时，ur2开始大于ur1，此时充电机工作在电压单闭环控制状态，即以电压恒定值Uref恒压充电，并且充电电流将不断下降，直至充电完成为止。
对比两种控制策略可以发现，他们的共同之处是当充电机工作在限流充电工况的时候，控制系统都为电流单闭环控制。而在恒压充电工况的时候，双闭环串级控制策略为电压单闭环控制，而本方案提出的调制波选择控制策略为电压外环电流内环双闭环控制，调制波选择控制策略既保留了双闭环串级控制策略对电流变化响应灵敏度高、动态性能好的优点，又提高了充电机控制系统对电压变化响应的灵敏度，非常适用于充电机多模块并联控制系统。
为验证本方案的有效性，本实施例首先对提出的DC-DC变换器进行理论损耗分析，ZVS半桥三电平变换器的损耗主要为导通损耗和变压器损耗。
一、导通损耗分析
导通损耗即变换器工作导通时，电流流过产生的损耗，其计算方法即为导通电阻Ron乘以导通电流Ip的2次方值，表达式如下：
式中，I1表示的是t0～t2时间段的原边电流；It34表示的是t3～t4时间段的原边电流；It45表示的是t4～t5时间段的原边电流；It56表示的是t4～t5时间段的原边电流；Ron表示的是导通电阻。
其中：
I1＝Ip(t0) (3)
Ip＝IL(t)/K (4)
Ip＝I2cosωr(t-t2) (5)
二、变压器损耗分析
通过提高变压器的运行频率可以在容量不变的前提下显著减小变压器的体积，因而DC-DC充电机通常采用DC-DC高频变压器，其损耗主要为磁芯损耗和绕组损耗。
磁芯损耗主要包括:磁滞损耗、涡流损耗和剩余损耗。高频变压器可以通过损耗分离法计算次新损耗，即分别计算三种损耗并相加，方法如下：
PC＝Ph+Pe+Pr＝KhfBβ+Kef2B2+Krf1.5B1.5 (9)
式中，Kh、Ke和Kr分别为磁滞损耗系数、涡流损耗系数和剩余损耗系数；B表示磁通量密度；β表示磁性材料常数。
电流通过高频变压器线圈产生的损耗称为绕组损耗。DC-DC变换器通常都工作在高频工况，所以高频变压器线圈绕组中流过的电流会产生趋肤效应和邻近效应。这种情况会导致绕组电阻截面的利用面积会小于其实际面积，从而使绕组损耗增大。可以通过对绕组电流进行傅里叶分解来计算绕组损耗：通过傅里叶分解可以获得各次谐波电流分量的有效值，然后计算各次谐波下的交流电阻数值，进而得出绕组损耗，其表达式如下：
式中，Rdc表示绕组线圈的直流电阻数值；In表示n次谐波电流的数值；FRn表示交流电阻和直流电阻在n次谐波激励下的比值。
之后本实施例搭建相关仿真模型进行测试，图9为使用PSIM(Power Simulation)软件搭建的充电机DC-DC变换器的仿真模型，其中，Ug表示的是直流电压输入，Us表示的是频率为100Hz幅值为20V的交流电源，作用是模拟输入电压波动。10Hz的脉冲波作为开关K的控制信号，模拟负载R2的切除和投入。
图10为现有的双闭环串级控制电路，图11则为本方案的调制波选择控制电路。其中，Min模块均表示取小函数，作用是切换恒压与限流充电方式。DDL文件则为移相调制策略。
最后进行仿真结果分析，为了更加全面地对比两种充电控制策略的性能，主要从稳态与动态、抗负载扰动能力和抗直流电压扰动能力这三个角度进行仿真，并结合仿真波形进行对比分析。
一、稳态与动态仿真实验
稳态与动态仿真仿真实验目的是为了比较DC-DC变换器在两种不同控制策略下的动态调节灵敏度和稳态性能。仿真实验的参数设置为：输入直流电压和输出电压分别为750V和600V，电流限定值为25A，负载为30Ω。图12a和12b为双闭环串级控制策略下的输出电压波形，图12c和12d为本方案调制波选择控制控制策略下的输出电压波形。
图12a和12b显示，在双闭环串级控制策略下输出电压稳定时间为0.17s，电压纹波为0.04％；而从图12c和12d可以看出，调制波选择控制策略下的输出电压稳定时间为0.03s，电压纹波为0.02％。通过对比两种控制策略下的输出电压稳态和动态波形可以发现，两种控制策略下的输出电压波纹相差不大，但本方案调制波选择控制策略对电压的响应灵敏度更高、调节时间更短，动态性能要优于双闭环串级控制策略。
二、负载扰动实验
负载扰动仿真实验的目的是比较在两种不同的控制策略下DC-DC变换器的抗负载扰动能力，模拟负载R2的投入与切除通过脉冲信号uk进行控制。输入直流电压设置为750V，输出电压给定值设定为600V，电流限定值设置为25A，为模拟负载电流在10A与20A之间的切换，将R1与R2的阻值均设置为60Ω，图13a为双闭环串级控制策略下负载扰动的输出电压仿真波形，图13b为本方案调制波选择控制策略下负载扰动的输出电压仿真波形。
由图13a和图13b的仿真波形可以知道，在负载扰动相同的情况下，两种控制策略下充电机变换器抑制电压波动的调节时间相差不大，但采用调制波选择控制策略的输出电压波动幅值要远小于采用双闭环串级控制策略的输出电压波动幅值。
三、电源扰动仿真实验
稳态与动态仿真仿真实验目的是为了比较DC-DC变换器在两种不同控制策略下抗电源扰动的能力，输出参数：直流电压750V并叠加一个峰值为30V频率为10Hz的扰动交流电压，输出电压给定值为600V，电流限定值设置为25A，负载设置为30Ω，仿真波形如图14a和图14b所示。
图14a和14b中，Vo表示输出电压波形，us表示叠加的扰动交流电压，为了突出对比效果，把us的电压波形缩放15倍并平移至600V处。仿真结果显示，在双闭环串级控制策略下的输出电压受到输入扰动电压的干扰而波动，波动幅值为±5V，占扰动电压波动幅值的16％；在调制波选择控制策略下的输出电压波动幅值也为±5V，但是能够受到快速调节而恢复。由仿真波形可以得出结论，调制波选择控制策略比传统的双闭环串级控制策略具有更快的电压调节速度以及更强的抗电源扰动能力。
综上可知，本技术方案提出一种基于ZVS半桥三电平DC-DC变换器，通过损耗分析表明该DC-DC变换器能够大幅提高充电机的充电效率和功率密度；本技术方案还针对传统双闭环串级控制策略电压变化感应灵敏度低、稳定裕量小以及控制难度偏高的问题，提出一种基于调制波选择控制的恒压限流充电控制策略，经过对比验证，表明本技术方案所提充电控制策略能够实现传统基于双闭环串级控制策略不具备的恒压限流充电控制和模块并联均流控制，非常适用于充电机多模块并联控制系统；
在负载扰动相同的情况下，两种控制策略下充电机变换器抑制电压波动的调节时间相差不大，但采用调制波选择控制策略的输出电压波动幅值要远小于采用双闭环串级控制策略的输出电压波动幅值；
调制波选择控制策略比双闭环串级控制策略具有更快的电压调节速度以及更强的抗电源扰动能力，动态性能要优于双闭环串级控制策略。
Claims (10)
1.一种ZVS半桥三电平DC-DC变换器，其特征在于，包括通过变压器相连接的原边半桥单元和副边整流单元，所述原边半桥单元包括相连接的上桥臂和下桥臂，所述上桥臂和下桥臂分别与输入电压的正极、负极相连接，所述上桥臂和下桥臂分别与脉宽调制控制器相连接，通过PWM的方式控制改变上桥臂和下桥臂的工作状态，完成充电控制过程。
2.根据权利要求1所述的一种ZVS半桥三电平DC-DC变换器，其特征在于，所述上桥臂包括相连接的第一开关管和第二开关管，所述下桥臂包括相连接的第三开关管和第四开关管，所述第二开关管与第三开关管相连接。
3.根据权利要求2所述的一种ZVS半桥三电平DC-DC变换器，其特征在于，所述第一开关管和第二开关管之间设置有上桥连接点，所述第三开关管和第四开关管之间设置有下桥连接点，所述上桥连接点与下桥连接点之间连接有两个中点钳位二极管。
4.根据权利要求3所述的一种ZVS半桥三电平DC-DC变换器，其特征在于，所述第二开关管与第三开关管之间连接设置有第一输出点，所述第一输出点与变压器原边的同名端相连接。
5.根据权利要求3所述的一种ZVS半桥三电平DC-DC变换器，其特征在于，所述两个中点钳位二极管之间连接设置有第二输出点，所述第二输出点与变压器原边的异名端相连接。
6.根据权利要求1所述的一种ZVS半桥三电平DC-DC变换器，其特征在于，所述副边整流单元包括四个反向并联的体二极管，所述副边整流单元连接有输出滤波电容和输出滤波电感。
7.根据权利要求1所述的一种ZVS半桥三电平DC-DC变换器，其特征在于，所述脉宽调制控制器连接有模式切换单元，所述模式切换单元分别连接有电流环控制器、电压环控制器，所述电流环控制器通过电流反馈单元与DC-DC变换器的输出端相连接，所述电压环控制器通过电压反馈单元与DC-DC变换器的输出端相连接，所述模式切换单元用于比较电流环控制器、电压环控制器对应输出调制信号的大小，以从中选择出待调信号后输出给脉宽调制控制器。
8.一种用于如权利要求2所述ZVS半桥三电平DC-DC变换器的充电控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、采集DC-DC变换器的输出电流和输出电压；
S2、根据DC-DC变换器的输出电流以及预设的电流参考值，确定出电流调制信号；
根据DC-DC变换器的输出电压以及预设的电压参考值，确定出电压调制信号；
S3、对电流调制信号和电压调制信号进行比较，从中选择出待调信号；
S4、根据待调信号，采用脉宽调制的方式，输出得到对应的PWM控制信号；
S5、根据PWM控制信号，相应控制DC-DC变换器中原边半桥单元内上桥臂和下桥臂的工作状态，完成充电控制过程。
9.根据权利要求8所述的一种充电控制方法，其特征在于，所述步骤S3具体是采用幅值对比取小的方式，即从电流调制信号和电压调制信号中选择幅值小的作为待调信号。
10.根据权利要求8所述的一种充电控制方法，其特征在于，所述步骤S5中PWM控制信号的具体控制方式为：固定第二开关管和第三开关管的导通时间，通过调控第一开关管和第四开关管的导通时间来实现软开关控制。
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