CN104201908A - 基于固态变压器的机车ac-dc-ac牵引系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于高压SiC固态变压器的高速铁路机车AC-DC-AC牵引系统，尤其涉及一种基于固态变压器的机车AC-DC-AC牵引系统及方法。本发明采用新型的SiC材料构成的固态变压器模块，将其输入侧串联、输出侧并联，构成高速铁路机车AC-DC-AC牵引系统。相比于传统半导体材料构成的牵引变压器，SiC材料的固态变压器，由于具有良好的功率处理能力和频率能力，可以减少其体积和重量，较大地减少了机车的负载重量，具有良好的经济性；输入侧串联、输出侧并联，使高铁机车牵引系统易于扩展，若一个固态变压器模块的副边损耗了，在一段时间内机车还能维持正常运行，从而提高了可靠性。

Description

基于固态变压器的机车AC-DC-AC牵引系统及方法

技术领域

本发明涉及一种基于高压SiC固态变压器的高速铁路机车AC-DC-AC牵引系统，尤其涉及一种基于固态变压器的机车AC-DC-AC牵引系统及方法。

背景技术

自从20世纪50年代硅晶闸管问世以后，功率半导体器件得到了空前的发展。早期的大功率变流器，如牵引变流器几乎都是基于晶闸管的。20世纪80年代中期，4.5kV的GTO得到广泛应用，成为了后来十年的大功率变流器首选器件。在80年代后半个时期，IGBT复合器件被研发出来；同时，通过对GTO技术改进产生的了IGCT，它拥有比传统GTO更加显著的优点，GTO开关频率大概为500Hz，而IGCT和大功率IGBT的开通和关断损耗都相对较低，可以工作在1-3kHz的开关频率下。2005年，以晶闸管为代表的半控型器件已达到7×10W/9000V的水平，全控器件也发展到了十分高的水平。当前，功率半导体器件的水平基本稳定在10⁹-10¹⁰W·Hz左右，已逼近了基于硅技术的功率器件即将达到其功率处理和开关频率能力的物理极限。

随着具有高压、高频率、高工作温度能力的功率半导体器件的需求不断增长，作为一种新型的宽禁带半导体材料，碳化硅因其出色的物理及电特性，正越来越受到关注。碳化硅电力电子器件的重要系统优势在于具有高压(达数万伏)高温(大于500℃)特性，突破了硅基功率半导体器件电压等级一般低于6.5kV,开关频率通常低于1kHz，不能应用于高于125℃的电力电子系统这些限制所导致的严重系统局限性；此外，硅功率器件的应用场合需要昂贵的冷却系统和昂贵的缓冲器，大量的硅功率器件都需要并联或串联工作，鉴于宽禁带SiC材料具有相对硅材料十倍的击穿电场、更高的热导率和更低的本征载流子浓度，大大减小了电力电子系统的体积和重量。

20世纪90年代，经过不断改进，碳化硅单晶晶圆已经取得重大进展，正朝着低缺陷、厚外延SiC材料和高压SiC器件的方向发展，包括10kVSiCMOSFET、3.1kV门极可关断晶闸管(GTO)、13kV绝缘栅双极晶体管(IGBT)和4.5kV SiC发射极可关断晶闸管(ETO)。在这些开发中的高压SiC器件中，SiCMOSFET的通态电阻随着它们的阻断电压和工作结温的上升而显著增加,这使得该器件在高压直流电源(≥15kV)供电的应用场合不能使用。对于15-25kV阻断电压的高压功率器件，由于具有优越的通态特性、快速开关速度和优秀的安全工作区，SiCIGBT技术变得很有吸引力。与同类的硅器件相比,在更高的工作频率下，SiC功率器件较高功耗产生更多的自热，导致在更高的工作结温(225℃左右)条件下功率处理能力和频率能力得到提高，新兴的耐高频高温能力的高压SiCIGBT将对大功率应用产生了重大影响,其典型例子就是固态变压器取代传统60Hz配电变压器。

固态变压器不仅是变压器,而且是故障电流限制器、无功功率补偿器和电压暂降恢复器。这些优点使固态变压器在未来电力电子领域具有广泛的应用前景。它的工作原理为：输入的工频交流信号经整流电路变为直流，然后经逆变器调制为高频方波，经高频变压器耦合后，经整流电路还原为直流信号，最后通过逆变器你变为所需的交流信号输出，即先升频，再降频。由于变压器体积大小与磁芯材料在饱和时的磁通密度及铁芯和绕组能够承受的温度有关，又因为磁芯饱和时的磁通密度与频率存在反向比例关系，所以高频变压器能更充分的利用铁芯材料，具有比工频变压器小的体积和重量。

发明内容

本发明主要是解决现有技术所存在的等的技术问题；提供了一种相比于传统的牵引变压器，体积和重量可以减少三倍，具有良好的经济性；若一个固态变压器模块的副边损耗了，还能维持正常运行，提高了可靠性；它的电力电子变换电路可由全控器件构成，提高其可控特性的一种基于固态变压器的高铁机车AC-DC-AC牵引系统及方法。

本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：

一种基于固态变压器的机车AC-DC-AC牵引系统，其特征在于，包括至少三个固态变压器，所述固态变压器输入侧串联且输出侧并联；每个固态变压器均包括依次连接的AC/DC整流器、DC/DC变换器以及DC/AC逆变器；

其中，AC/DC整流器将供电臂母线电压的单相交流电整流成直流电，包括四个IGBT以及分别与四个IGBT并联的二极管共同组成的H桥电路；支撑电容并连直流母线两极用以支撑直流母线电压的作用,在开关周期内为负载提供续流回路,减小开关周期纹波，在切载时,减小输出电压的波动；

DC/DC变换器包括高压H桥电路、输入端与高压H桥电路输出端连接的中间高频变压器、以及输入端与中间高频变压器输出端连接的低压H桥电路；高压H桥电路和低压H桥电路均包括四个IGBT以及分别与四个IGBT并联的二极管；

DC/AC逆变器包括三组高压IGBT组件构成的低压H桥以及与低压H桥输出连接的三个滤波电感；每组高压IGBT组件均包括两个高压IGBT以及分别与该两个高压IGBT并联的二极管；该DC/AC逆变器还包括一个跨接在DC/AC逆变器输入端的支撑电容。

本申请采用这种新型的SiC材料构成的固态变压器模块，将其输入侧串联、输出侧并联，构成高速铁路机车AC-DC-AC牵引系统。相比于传统半导体材料构成的牵引变压器，SiC材料的固态变压器，由于具有良好的功率处理能力和频率能力，可以减少其体积和重量，较大地减少了机车的负载重量，具有良好的经济性；输入侧串联、输出侧并联，使高铁机车牵引系统易于扩展，若一个固态变压器模块的副边损耗了，在一段时间内机车还能维持正常运行，从而提高了可靠性。

单个固态变压器模块结构如图3所示，该结构主要有三个环节组成：第一环节为AC/DC整流器,主要由高压H桥电路构成输入环节，将单相交流电转换为直流电。第二环节为DC/DC变换器，它是由高压H桥电路、中间高频变压器和低压H桥电路构成。高压H桥电路具有简单的结构和易于控制，固态变压器运行时，高压H桥这一电路将输入环节输出的直流信号调制为高频方波。因为由电力电子器件构成的电压源型换流器调整电压范围有限，直接由电力电子器件连接不能实现电压等级的变换，所以须设计高频变压器模块能够实现上述要求的功能。通过高频变压器的耦合至副方，将高压H桥输出的高频方波还原为直流信号,实现了固态变压器的原副边电位隔离，起到了高频调制、同步解调和电压等级变换的作用。加至另一组完全相同的单相全桥变换器，构成低压H桥电路，这组副边低压H桥电路与原边高压H桥采用相同的控制信号，以通过高频变压恰好能够将高频方波整流为直流信号。第三环节为DC/AC逆变器,主要由低压H桥构成，将高频DC/DC变换器环节输出的直流电变换为可对电机使用的电压等级的交流电。

这种固态变压器模块的优势在于：1、第二个环节采用DC/DC变换器,实现了电压等级变换、电磁隔离、提供直流并网母线和能量双向传输等功能,同时可以实现零电压开关,提高了整机效率,在大功率场合优势明显；2、第三个环节DC/AC逆变器可以为交流负载用户提供可靠供电,改善非线性负载对电网电压的影响,对负载变化做出快速准确响应；3、提供了低压侧直流母线,不仅能为直流负载提供接口,同时方便了光伏、风能等分布式新能源发电设备的直流并网。

一般电气化铁路牵引供电系统的电压为27.5kV,而目前世界上最高的额定电压的商业化半导体只有10kV左右，所以这么高的电压等级对于由IGBT这种半导体器件构成的固态变压器来说过高，所以本申请设计的高铁机车牵引系统采用3个功能相同的固态变压器模块，将其输入侧串联、输出侧并联而成，如图2所示。输入级采用多级固态变压器功率模块串联，将输入侧的高压均分到每一个固态变压器模块上，从而减小了单个固态变压器功率模块上所承受的电压，提高了可输入的电压等级；在输出侧通过固态变压器功率模块的并联提高了输出电流等级，从而使固态变压器的低压功率器件能够在高铁机车牵引系统中完成电能变换。这种结构的优点有：扩展性良好，能够实现功率双向流动并且维护方便，具有广泛的应用；可靠性高，即使一个固态变压器模块损耗了，还可以在一段时间内维持正常运行。

一种采用基于固态变压器的机车AC-DC-AC牵引系统的控制方法，其特征在于，包括三个阶段：

阶段一：即AC/DC整流阶段，具体操作方法是：T₁～T₄分别表示AC/DC整流器中四个IGBT；若T₁导通，则T₁＝1，若T₁关断，则T₁＝0；则在交流侧产生三电平:V_dc、0、V_dc，通过SPWM调制技术对全控开关器件T₁～T₄进行控制以改变U_ab的幅值和相位，即可控制整流器功率的流向和功率因数角,实现能量双向流动；

阶段二：即DC/DC变换阶段，将整流后的14kV直流电通过高压H桥调制成高频方波，再通过高频变压器耦合到副方，最后通过一个由同步信号控制的低压H桥电路还原成电压的直流电；具体操作方法是：低压H桥电路与原边高压H桥均采用PWM控制，驱动信号为占空比为50％的互补触发脉冲控制信号，相同的控制信号使得，低压H桥能通过高频变压恰好将原边高压H桥调制出的高频方波整流为直流信号，由于电力电子器件构成的电压源型换流器调整电压范围有限，直接由电力电子器件连接不能实现电压等级的变换，所以须设计高频变压器模块能够实现原、副边电位隔离，起到了高频调制、同步解调和电压等级变换的功能，其工作频率为5kHz。其中逆变电路和整流电路均采用PWM控制，驱动信号为占空比为50％的互补触发脉冲，高频变压器工作频率为5kHz，当一次侧逆变器与二次侧整流器的触发脉冲不同步，存在相角差时，有

$P_0=\frac{V_{\mathrm{dc}\_h}{V}_{\mathrm{dc}\_l}}{2L{f}_H}{d}_{\mathrm{dc}}(1-d_{\mathrm{dc}})$

P₀为DC-DC单元传输的有功功率；V_{dc_h}为高压侧输入直流电压；f_H为开关频率；L为漏感；V_{dc_l}为低压侧输出直流电压；d_dc为一次、二次调制信号的移相角差。

根据上式，采用根据低压输出电压与参考电压的电压误差，进行PI控制器调整来控制相移角，进而实现调节输出直流电压的控制策略。

阶段三：即DC/AC逆变阶段，将高频DC/DC变换器环节输出的直流电变换为可对电机使用的电压等级的交流电，具体操作方法是：T₅—T₁₀为采用SiC材料制成的高压IGBT全控开关器件,D₅、D₆、D₇、D₈、D₉、D₁₀为分别与之并联的二极管。C₂为支撑电容，每个桥臂上、下桥臂开关轮流闭合，每相以180°的角度导电，各相导电的相位依次相差120°，工作方式是180°导电方式。在逆变器的工作过程中，同一时刻有3个开关器件处于导通状态，当T5导通时，当T5导通时，U_an＝U_d/2，T8导通时，U_an＝-U_d/2，因此U_an的波形是幅值为U_d/2的矩形波。同理可得U_bn、U_cn波形与U_an相同，而相位相差120°。可得线电压U_ab、U_bc、U_ca分别为：U_ab＝U_an-U_bn，U_bc＝U_bn-U_cn，U_ca＝U_cn-U_an。

线电压的开关器件驱动信号之间相差60°，每个开关器件的驱动信号持续180°，即同一时刻有三个开关器件同时导通，导通顺序为T₅、T₆、T₇导通，其他关断；T₆、T₇、T₈导通，其他关断；T₇、T₈、T₉导通，其他关断；T₈、T₉、T₁₀导通，其他关断；T₉、T₁₀、T₅导通，其他关断；T₁₀、T₅、T₆导通，其他关断；

由于三相之间没有耦合关系，每一相都是独立的，可以看成是三个输出电压相位互差120°的单相半桥逆变器的组合，因此可以应用单相逆变器的控制方法。为了保证输出波形的有效值精度，此环节采用电压瞬时值控制(控制框图如图7)。图中输出电压V₀经整流滤波后得到直流量与给定参考信号的有效值V_rms进行比较，得到的误差信号经外环PI调节器输出后作为内环参考正弦波的幅值，这个幅值与单位正弦波sinωt相乘后作为内环给定信号。内环给定信号与输出电压瞬时值比较，得到的误差信号经PI调节器运算，作为内环的控制信号送入SVPWM发生器。

因此，本发明具有如下优点：扩展性良好，能够实现功率双向流动并且维护方便，具有广泛的应用；可靠性高，即使一个固态变压器模块损耗了，还可以在一段时间内维持正常运行。

附图说明

图1是目前高速铁路牵引变电站接线图。

图2本发明的硬件拓扑示意图。

图3是本发明中单个固态变压器模块结构图

图4是本发明中AC/DC整流器电路拓扑图

图5是本发明中DC/DC变换器电路拓扑图

图6是本发明中DC/DC变换器电路拓扑图

图7是本发明中DC/AC逆变器环节控制框图

具体实施方式

下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。

实施例：

如图1所示，在我国可见的高速铁路牵引变电站的接线方式绝大多数为三相-两相制式，即牵引站原边取自电力系统的220kV三相电压，副边向两个单相供电臂供电，副边母线额定电压一般为27.5kV。

然而目前世界上最高的额定电压的商业化半导体只有10kV左右，因此本申请设计的高铁机车牵引系统采用3个功能相同的固态变压器模块，将其输入侧串联、输出侧并联而成，如图2所示。输入级采用多级固态变压器功率模块串联，将输入侧的高压均分到每一个固态变压器模块上，从而减小了单个固态变压器功率模块上所承受的电压，提高了可输入的电压等级；在输出侧通过固态变压器功率模块的并联提高了输出电流等级，从而使固态变压器的低压功率器件能够在高铁机车牵引系统中完成电能变换。这种结构的优点有：扩展性良好，能够实现功率双向流动并且维护方便，具有广泛的应用；可靠性高，即使一个固态变压器模块损耗了，还可以在一段时间内维持正常运行。

固态变压器模块分为以下三个环节：

第一环节为AC/DC整流器构成的输入环节，如图4所示，AC/DC整流器采用H桥电路结构，它的作用是通过SVPWM控制技术将供电臂母线电压为27.5kV的单相交流电整流成14kV的直流电，其中SVPWM开关频率为10kHz。图中T₁、T₂、T₃、T₄为采用SiC材料制成的高压IGBT全控开关器件,D₁、D2、D3、D4为分别与之并联的二极管。C1为支撑电容，其大小为4700μF，起到支撑直流母线电压的作用,在开关周期内为负载提供续流回路,减小开关周期纹波，在切载时,减小输出电压的波动。

定义T₁代表开关器件T₁的开关状态，若T₁导通，则T₁＝1，若T₁关断，则T₁＝0。则在交流侧可以产生三电平:V_dc、0、V_dc，每个开关器件状态如表1所示：

表1 整流器开关模态表

因此，通过SPWM调制技术对全控开关器件T1～T4进行控制以改变U_ab的幅值和相位，即可控制整流器功率的流向和功率因数角,实现能量双向流动。

第二环节为DC/DC变换器，它是由高压H桥电路、中间高频变压器和低压H桥电路构成，如图5所示，它的作用是将整流后的14kV直流电通过高压H桥调制成高频方波，再通过高频变压器耦合到副方，最后通过一个由同步信号控制的低压H桥电路还原成电压为1550V的直流电。高压H桥电路、低压H桥电路和第一环节H桥电路结构相同，故不赘述，低压H桥电路与原边高压H桥均采用PWM控制，驱动信号为占空比为50％的互补触发脉冲控制信号，相同的控制信号使得，低压H桥能通过高频变压恰好将原边高压H桥调制出的高频方波整流为直流信号。由于电力电子器件构成的电压源型换流器调整电压范围有限，直接由电力电子器件连接不能实现电压等级的变换，所以须设计高频变压器模块能够实现原、副边电位隔离，起到了高频调制、同步解调和电压等级变换的功能，其工作频率为5kHz。其中逆变电路和整流电路均采用PWM控制，驱动信号为占空比为50％的互补触发脉冲，高频变压器工作频率为5kHz。

由相关文献知，当一次侧逆变器与二次侧整流器的触发脉冲不同步，存在相角差时，有

$P_0=\frac{V_{\mathrm{dc}\_h}{V}_{\mathrm{dc}\_l}}{2L{f}_H}{d}_{\mathrm{dc}}(1-d_{\mathrm{dc}})$

P₀为DC-DC单元传输的有功功率；V_{dc_h}为高压侧输入直流电压；f_H为开关频率；L为漏感；V_{dc_l}为低压侧输出直流电压；d_dc为一次、二次调制信号的移相角差。

根据上式，本发明采用根据低压输出电压与参考电压的电压误差，进行PI控制器调整来控制相移角，进而实现调节输出直流电压的控制策略。

第三环节为DC/AC逆变器,主要由低压H桥和滤波电感组成构成，如图6所示，它的作用是将高频DC/DC变换器环节输出的直流电变换为可对电机使用的电压等级的交流电。T₅—T₁₀为采用SiC材料制成的高压IGBT全控开关器件,D₅、D₆、D₇、D₈、D₉、D₁₀为分别与之并联的二极管；C₂为支撑电容，其大小为3500μF，滤波电感为80μH。

每个桥臂上、下桥臂开关轮流闭合，每相以180°的角度导电，各相导电的相位依次相差120°，工作方式是180°导电方式；在逆变器的工作过程中，同一时刻有3个开关器件处于导通状态，当T5导通时，当T5导通时，U_an＝U_d/2，T8导通时，U_an＝-U_d/2，因此U_an的波形是幅值为U_d/2的矩形波；同理可得U_bn、U_cn波形与U_an相同，而相位相差120°；可得线电压U_ab、U_bc、U_ca分别为：U_ab＝U_an-U_bn，U_bc＝U_bn-U_cn，U_ca＝U_cn-U_an。

线电压的开关器件驱动信号之间相差60°，每个开关器件的驱动信号持续180°，即同一时刻有三个开关器件同时导通，导通顺序为T₅、T₆、T₇导通，其他关断；T₆、T₇、T₈导通，其他关断；T₇、T₈、T₉导通，其他关断；T₈、T₉、T₁₀导通，其他关断；T₉、T₁₀、T₅导通，其他关断；T₁₀、T₅、T₆导通，其他关断。

由于三相之间没有耦合关系，每一相都是独立的，可以看成是三个输出电压相位互差120°的单相半桥逆变器的组合，因此可以应用单相逆变器的控制方法。为了保证输出波形的有效值精度，此环节本发明采用电压瞬时值控制，控制框图如图7。图中输出电压V₀经整流滤波后得到直流量与给定参考信号的有效值进行比较，得到的误差信号经外环调节器输出后作为内环参考正弦波的幅值，这个幅值与单位正弦波相乘后作为内环给定信号。内环给定信号与输出电压瞬时值比较，得到的误差信号经PI调节器运算，作为内环的控制信号送入SVPWM发生器。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (2)

1.一种基于固态变压器的机车AC-DC-AC牵引系统，其特征在于，包括至少三个固态变压器，所述固态变压器输入侧串联且输出侧并联；每个固态变压器均包括依次连接的AC/DC整流器、DC/DC变换器以及DC/AC逆变器；

其中，AC/DC整流器将供电臂母线电压的单相交流电整流成直流电，包括四个IGBT以及分别与四个IGBT并联的二极管共同组成的H桥电路；支撑电容并连直流母线两极用以支撑直流母线电压的作用,在开关周期内为负载提供续流回路,减小开关周期纹波，在切载时,减小输出电压的波动；

DC/DC变换器包括高压H桥电路、输入端与高压H桥电路输出端连接的中间高频变压器、以及输入端与中间高频变压器输出端连接的低压H桥电路；高压H桥电路和低压H桥电路均包括四个IGBT以及分别与四个IGBT并联的二极管；

DC/AC逆变器包括三组高压IGBT组件构成的低压H桥以及与低压H桥输出连接的三个滤波电感；每组高压IGBT组件均包括两个高压IGBT以及分别与该两个高压IGBT并联的二极管；该DC/AC逆变器还包括一个跨接在DC/AC逆变器输入端的支撑电容。

2.一种采用权利要求1所述的基于固态变压器的机车AC-DC-AC牵引系统的控制方法，其特征在于，包括三个阶段：

阶段一：即AC/DC整流阶段，具体操作方法是：T₁～T₄分别表示AC/DC整流器中四个IGBT；若T₁导通，则T₁＝1，若T₁关断，则T₁＝0；则在交流侧产生三电平:V_dc、0、V_dc，通过SPWM调制技术对全控开关器件T₁～T₄进行控制以改变U_ab的幅值和相位，即可控制整流器功率的流向和功率因数角,实现能量双向流动；

阶段二：即DC/DC变换阶段，将整流后的14kV直流电通过高压H桥调制成高频方波，再通过高频变压器耦合到副方，最后通过一个由同步信号控制的低压H桥电路还原成电压的直流电；具体操作方法是：低压H桥电路与原边高压H桥均采用PWM控制，驱动信号为占空比为50％的互补触发脉冲控制信号，相同的控制信号使得，低压H桥能通过高频变压恰好将原边高压H桥调制出的高频方波整流为直流信号，由于电力电子器件构成的电压源型换流器调整电压范围有限，直接由电力电子器件连接不能实现电压等级的变换，所以须设计高频变压器模块能够实现原、副边电位隔离，起到了高频调制、同步解调和电压等级变换的功能，其工作频率为5kHz；其中逆变电路和整流电路均采用PWM控制，驱动信号为占空比为50％的互补触发脉冲，高频变压器工作频率为5kHz，当一次侧逆变器与二次侧整流器的触发脉冲不同步，存在相角差时，有

$P_0=\frac{V_{\mathrm{dc}\_h}{V}_{\mathrm{dc}\_l}}{2L{f}_H}{d}_{\mathrm{dc}}(1-d_{\mathrm{dc}})$

P₀为DC-DC单元传输的有功功率；V_{dc_h}为高压侧输入直流电压；f_H为开关频率；L为漏感；V_{dc_l}为低压侧输出直流电压；d_dc为一次、二次调制信号的移相角差；

根据上式，采用根据低压输出电压与参考电压的电压误差，进行PI控制器调整来控制相移角，进而实现调节输出直流电压的控制策略；

阶段三：即DC/AC逆变阶段，将高频DC/DC变换器环节输出的直流电变换为可对电机使用的电压等级的交流电，具体操作方法是：T₅—T₁₀为采用SiC材料制成的高压IGBT全控开关器件,D₅、D₆、D₇、D₈、D₉、D₁₀为分别与之并联的二极管；C₂为支撑电容，每个桥臂上、下桥臂开关轮流闭合，每相以180°的角度导电，各相导电的相位依次相差120°，工作方式是180°导电方式；在逆变器的工作过程中，同一时刻有3个开关器件处于导通状态，当T5导通时，当T5导通时，U_an＝U_d/2，T8导通时，U_an＝-U_d/2，因此U_an的波形是幅值为U_d/2的矩形波；同理可得U_bn、U_cn波形与U_an相同，而相位相差120°；可得线电压U_ab、U_bc、U_ca分别为：U_ab＝U_an-U_bn，U_bc＝U_bn-U_cn，U_ca＝U_cn-U_an；

线电压的开关器件驱动信号之间相差60°，每个开关器件的驱动信号持续180°，即同一时刻有三个开关器件同时导通，导通顺序为T₅、T₆、T₇导通，其他关断；T₆、T₇、T₈导通，其他关断；T₇、T₈、T₉导通，其他关断；T₈、T₉、T₁₀导通，其他关断；T₉、T₁₀、T₅导通，其他关断；T₁₀、T₅、T₆导通，其他关断；

由于三相之间没有耦合关系，每一相都是独立的，可以看成是三个输出电压相位互差120°的单相半桥逆变器的组合，因此可以应用单相逆变器的控制方法；为了保证输出波形的有效值精度，采用电压瞬时值控制，具体方法是：输出电压V₀经整流滤波后得到直流量与给定参考信号的有效值V_rms进行比较，得到的误差信号经外环PI调节器输出后作为内环参考正弦波的幅值，这个幅值与单位正弦波sinωt相乘后作为内环给定信号；内环给定信号与输出电压瞬时值比较，得到的误差信号经PI调节器运算，作为内环的控制信号送入SVPWM发生器。