CN106411149A - 一种基于串联补偿的全固态的斩波调压电路及调压方法 - Google Patents
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Abstract
本发明属于供配电领域，特别是涉及一种基于串联补偿的全固态的斩波调压电路及调压方法。所述电路包括与交流单相侧连接的二极管构成的不控整流桥和与变压器连接的绝缘栅双极晶体管（IGBT）构成的H桥调压电路。使用所述方法调压包括以下步骤：（1）经过整流桥整流后转换为π形波；（2）通过高频滤波电路滤波；（3）输出的直流电压经过H桥斩波电路；（4）通过控制IGBT的工作状态，转换成占空比和正反相受控的正弦交流电压；（5）经过滤波后，通过一台串联的补偿变压器将此电压按变压比n叠加在配电变压器的输出母线上。从而实现对母线输入电压在±1/n(n≥1)范围内的无极调节，并且确保输出电压为正弦波。
Description
技术领域
本发明属于供配电领域，特别是涉及一种基于串联补偿的全固态的斩波调压电路及调压方法。
背景技术
电力能源的发展与需求增加，使城乡供电网络结构呈现复杂化和多样化，由于季节性和用户昼夜时段性负荷差异，特别是务工人员流动性的影响，使电网负荷波动较大，导致配电网的电压超标，最终使得配电网台区出现电压偏差。台区变空载电压偏高/重载电压偏低是一种比较常见的问题。在夜晚用电高峰时段，配电网末端用户距离变压器远，电压低，设备无法正常运行。为兼顾末端负荷，需调高变压器输出电压，致使首端电压轻载时过高。在白天负荷较低的时段，用户电压均偏高，大幅缩短用电设备的寿命并造成损耗增加与用电安全。
针对负荷轻重引起的电网轻载电压偏高与重载电压偏低问题，传统的调压方式利用有载分接头调压，但油式调压装置体积大，成本高，触头开关次数受限且易磨损，需定期维护，不适合调节频次多的场合。如附图1所示，对于可控硅调压，体积与成本较有载调压有所改善，但自耦式变压器的接入使整体的体积与重量依然较大。其中可控硅器件承担主回路电流，一旦可控硅损坏便无法进行调压，若同时有两只可控硅损坏，会造成匝间短路，从而引发事故。目前采取的如附图2所示的联合小容量变压器交流斩波调压，具有较好的灵活性，小容量变压器使得斩波调压部分只需承受较小的工作电流。但在交流斩波调压的器件封锁保护瞬间，续流通道断开，导致器件被高压击穿造成设备的损坏与经济上的损失。
发明内容
针对背景技术中的问题，本发明提出一种基于串联补偿的全固态的斩波调压电路及调压方法，可以实现对台区变的输出电压进行无极调节，并且确保输出电压为正弦波。
为实现上述目的，本发明提出如下技术方案：
一种基于串联补偿的全固态的斩波调压电路，所述电路包括不控整流电路和H桥调压电路；
所述不控整流电路包括第一二极管（D1）、第二二极管（D2）、第三二极管（D3）、第四二极管（D4）组成的整流电路与第一电感（L1）、第一电容（C1）组成的滤波电路；
在所述整流电路中，交流单相输入侧的火线（L）与零线（N）分别接入第一二极管（D1）的阳极与第四二极管（D4）的阴极，二极管第一二极管（D1）与第二二极管（D2）串联后与第三二极管（D3）与第四二极管（D4）串联后再并联；
所述整流电路的直流侧连接第一电感（L1）与第一电容（C1）组成的滤波电路，D3的阴极端连接第一电感（L1）的其中一端，第一电容（C1）的两端分别与第一电感（L1）的另一端和第四二极管（D4）的阳极端连接；
所述H桥调压电路包括1个H桥斩波电路、第二电感（L2）和第二电容（C2）组成的滤波电路和1个补偿变压器（T）；
在所述H桥斩波电路中，由4个绝缘栅双极晶体管（IGBT）与4个续流二极管分别并联组成第一三极管（Q1）、第二三极管（Q2）、第三三极管（Q3）、第四三极管（Q4），从而构成H桥斩波电路；
在所述H桥斩波电路中，电容C1的输出端分别与第一三极管（Q1）的集电极和第二三极管（Q2）的发射极连接，第一三极管（Q1）与第二三极管（Q2）串联后和第三三极管（Q3）与第四三极管（Q4）串联后再并联；两个串联电路的中间点分别连接电容第二电容（C2）的其中一端与第二电感（L2）的其中一端，第二电容（C2）的另一端与第二电感（L2）的另一端连接；
所述第二电容（C2）的输出端连接补偿变压器（T）原边的两端，补偿变压器（T）副边的其中一端连接交流单相输入侧的火线（L），另一端连接电网输出母线。
进一步地，在所述交流单相输入部分设置一个由电阻（R）与第三电容（C3）组成的阻容降压电路，利用第三电容（C3）在交流信号频率下产生的容抗来限制最大工作电流。
进一步地，在所述补偿变压器（T）副边设置旁路接触器（K1）与备用接触器（K2），当台区变的电压处在正常范围时，将旁路接触器（K1）触点吸合，变流器部分停止工作，不产生损耗。
一种基于串联补偿的全固态的斩波调压方法，使用所述方法调压包括以下步骤：
（1）交流侧的单相电压经过第一二极管（D1）、第二二极管（D2）、第三二极管（D3）和第四二极管（D4）构成的整流桥整流后转换为π形波；
（2）通过高频滤波电路滤波；
（3）输出的直流电压经过第一三极管（Q1）、第二三极管（Q2）、第三三极管（Q3）、第四三极管（Q4）构成的H桥斩波电路；
（4）通过控制绝缘栅双极晶体管（IGBT）的工作状态，转换成占空比和正反相受控的正弦交流电压；
（5）经过滤波后，通过一台串联的补偿变压器将此正弦交流电压按变压比n叠加在配电变压器的输出母线上，实现对母线输入电压在±1/n(n≥1)范围内的无极调节。
进一步地，在所述斩波调压过程中，采用全桥整流和全桥逆变，解决斩波调压的续流通道问题。
本发明的有益效果在于：本发明通过一种基于串联补偿的全固态的斩波调压电路，可以实现对台区变的输出电压进行无极调节，并且确保输出电压为正弦波。当负荷较重时，使串联变压器的输出电压升高，补偿线路上的压降；反之则降低串联变压器的输出电压，使输出电压始终维持在标准限定的范围内。同时，很大程度上改善调压部分的安全性；补偿变压器的接入使全桥部分只承受较小的工作电流，器件的损耗较小，半导体部分不需附带很强的散热系统，进一步缩小产品体积。
附图说明
图1是可控硅调压方式的电路拓扑结构图。
图2是联合小容量变压器的交流斩波调压方式的电路拓扑结构图。
图3是本发明的基于串联补偿的全固态的斩波调压电路的主电路拓扑结构图。
图4是本发明在变压器副边设置旁路接触器的主电路拓扑结构图。
图5是本发明在电压输入部分设置阻容降压电路的主电路拓扑结构图。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的具体实施方案作详细的阐述。
如附图3所示，为一种基于串联补偿的全固态的斩波调压电路的主电路拓扑结构图，本发明的整流部分由第一二极管（D1）、第二二极管（D2）、第三二极管（D3）和第四二极管（D4）构成整流桥，输入侧连接到单相交流侧，将单相电压经过整流后转换为直流，整流桥的输出侧通过第一电感（L1）与第二电容（C1）组成的高频滤波电路，连接到第一三极管（Q1）、第二三极管（Q2）、第三三极管（Q3）和第四三极管（Q4）构成的H桥斩波电路，根据配电母线输入端电压的大小控制绝缘栅双极晶体管（IGBT）的工作状态，动态的调节第一三极管（Q1）、第二三极管（Q2）、第三三极管（Q3）和第四三极管（Q4）的SPWM波形，输出占空比和正反相受控的正弦交流电压，经过第二电感（L2）与第二电容（C2）滤波后通过一台串联的补偿变压器将此电压按变压比n叠加在配电变压器的输出母线上，补偿损失压降或降低升高电压，实现对母线输入电压±1/n(n≥1)范围内的无极调节，使输出电压始终维持在标准限定的范围内。
工作原理：交流单相电压经整流桥整流后，再通过第一电感（L1）与第一电容（C1）组成的高频滤波电路输出正向π形波。补偿变压器（T）的原副边同名端位于同一侧情况下，当交流母线输入端电压降低需要升压输出时，在电压过零点处控制第一三极管（Q1）与第四三极管（Q4）导通，第二三极管（Q2）与第三三极管（Q3）截止，半个周期后在过零点处控制第二三极管（Q2）与第三三极管（Q3）导通，第一三极管（Q1）与第四三极管（Q4）截止，经过第二电感（L2）与第二电容（C2）滤波后，在变压器原边输入一个与原电网电压同相的电压，经过变比n在变压器副边输出一个与母线同相的补偿电压，实现电压升高的功能。反之，当交流母线输入电压升高需要降压时，在过零点周期性的分别控制第二三极管（Q2）与第三三极管（Q3）导通、第一三极管（Q1）与第四三极管（Q4）截止和第一三极管（Q1）与第四三极管（Q4）导通、第二三极管（Q2）与第三三极管（Q3）截止的交替进行，此时变压器的副边向母线输出一个与原电压反向的电压，实现降压功能。当电网电压正常时，使第一三极管（Q1）与第二三极管（Q2）导通、第三三极管（Q3）与第四三极管（Q4）截止，构成短路回路，补偿变压器输出电压为0，输出电压与母线输入电压相等。变流器采用高频斩波调节，确保波形为正弦波，通过变压器叠加在母线上，使输出电压保持正弦波形。例如，当变压器变比为10：1时，可实现台区全负荷的额定电压±10%范围的电压调节。变压器T只需10%的单相额定容量，因此变压器体积较小；附图3所示的整流桥、H桥等半导体变流器部分为全固态设计，输出电流仅为额定电流的10%，体积也非常小。
对于400KVA的台区变，每相电流600A，在额定调整状态下，每相的变流器部分的损耗约为350W，每相的串联变压器损耗预计为400W，三相的总损耗2.25KW，相对于400KW的总容量，损耗所占的比率为5.6‰，可见调节效率较高。而目前城区的台区变平均负荷率都低于30%，在此条件下变流器损耗大约和电流成正比，不超过100W；串联变压器的损耗和电流的平方成正比，不超过50W，三相总损耗不超过500W。综上所述，本发明能稳定变压器的输出电压，对每相的电压单独调节，具备一定的不平衡电压的调节功能；最大限度的减少变压器的损耗，较大程度缩小装置的重量与体积，提高装置的使用寿命。
如附图4所示，本发明可在变压器副边设置旁路接触器（K1）与备用接触器（K2）。当台区变的电压处在正常范围时，将旁路接触器（K1）触点吸合，变流器部分停止工作，不产生损耗，而补偿变压器（T）也不产生铁损仅产生铜损，使得系统总损耗进一步降低(不足千分之三)。旁路接触器（K1）承担100%总电流，主回路电流直接通过触点，不会产生较大的发热，变压器的容量进一步缩小，可使产品更加小型化，且双触点的使用提高了可靠性。
如图5所示，本发明在电压输入部分设置一个由电阻（R）与第三电容（C3）组成的阻容降压电路，利用第三电容（C3）在交流信号频率下产生的容抗来限制最大工作电流，利用容抗限流。电容器实际上起到一个限制电流和动态分配电容器和负载两端电压进行降压的作用，使加在整流桥的二极管上的电压与电流在一定程度上减小，使得开关器件上的损耗减小，提高装置的使用寿命。电路结构简单，成本低廉，占用空间小。
Claims (5)
1.一种基于串联补偿的全固态的斩波调压电路，其特征在于，所述电路包括不控整流电路和H桥调压电路；
所述不控整流电路包括第一二极管（D1）、第二二极管（D2）、第三二极管（D3）、第四二极管（D4）组成的整流电路与第一电感（L1）、第一电容（C1）组成的滤波电路；
在所述整流电路中，交流单相输入侧的火线（L）与零线（N）分别接入第一二极管（D1）的阳极与第四二极管（D4）的阴极，二极管第一二极管（D1）与第二二极管（D2）串联后与第三二极管（D3）与第四二极管（D4）串联后再并联；
所述整流电路的直流侧连接第一电感（L1）与第一电容（C1）组成的滤波电路，D3的阴极端连接第一电感（L1）的其中一端，第一电容（C1）的两端分别与第一电感（L1）的另一端和第四二极管（D4）的阳极端连接；
所述H桥调压电路包括1个H桥斩波电路、第二电感（L2）和第二电容（C2）组成的滤波电路和1个补偿变压器（T）；
在所述H桥斩波电路中，由4个绝缘栅双极晶体管（IGBT）与4个续流二极管分别并联组成第一三极管（Q1）、第二三极管（Q2）、第三三极管（Q3）、第四三极管（Q4），从而构成H桥斩波电路；
在所述H桥斩波电路中，电容C1的输出端分别与第一三极管（Q1）的集电极和第二三极管（Q2）的发射极连接，第一三极管（Q1）与第二三极管（Q2）串联后和第三三极管（Q3）与第四三极管（Q4）串联后再并联；两个串联电路的中间点分别连接电容第二电容（C2）的其中一端与第二电感（L2）的其中一端，第二电容（C2）的另一端与第二电感（L2）的另一端连接；
所述第二电容（C2）的输出端连接补偿变压器（T）原边的两端，补偿变压器（T）副边的其中一端连接交流单相输入侧的火线（L），另一端连接电网输出母线。
2.根据权利要求1所述的一种基于串联补偿的全固态的斩波调压电路，其特征在于：在所述交流单相输入部分设置一个由电阻（R）与第三电容（C3）组成的阻容降压电路，利用第三电容（C3）在交流信号频率下产生的容抗来限制最大工作电流。
3.根据权利要求1所述的一种基于串联补偿的全固态的斩波调压电路，其特征在于：在所述补偿变压器（T）副边设置旁路接触器（K1）与备用接触器（K2），当台区变的电压处在正常范围时，将旁路接触器（K1）触点吸合，变流器部分停止工作，不产生损耗。
4.一种基于串联补偿的全固态的斩波调压方法，其特征在于：使用所述方法调压包括以下步骤：
（1）交流侧的单相电压经过第一二极管（D1）、第二二极管（D2）、第三二极管（D3）和第四二极管（D4）构成的整流桥整流后转换为π形波；
（2）通过高频滤波电路滤波；
（3）输出的直流电压经过第一三极管（Q1）、第二三极管（Q2）、第三三极管（Q3）、第四三极管（Q4）构成的H桥斩波电路；
（4）通过控制绝缘栅双极晶体管（IGBT）的工作状态，转换成占空比和正反相受控的正弦交流电压；
（5）经过滤波后，通过一台串联的补偿变压器将此正弦交流电压按变压比n叠加在配电变压器的输出母线上，实现对母线输入电压在±1/n(n≥1)范围内的无极调节。
5.根据权利要求4所述的一种基于串联补偿的全固态的斩波调压方法，其特征在于：在所述斩波调压过程中，采用全桥整流和全桥逆变，解决斩波调压的续流通道问题。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| RJ01 | Rejection of invention patent application after publication | ||
| RJ01 | Rejection of invention patent application after publication |
Application publication date: 20170215 |