CN105763051A - 一种轻载降频模式控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种轻载降频模式控制系统，包括：过零检测电路，用于基于开关节点的谐振现象来判定电感电流的死区时间；输出负载电流计算电路，用于根据电感电流在一个开关周期内充磁时间和退磁时间的相对变化来衡量负载的变化，提供与负载电流相关联的负载检测电压信号；以及变频控制电路，根据与负载电流相关联的负载检测电压信号来自适应调节时钟单元中控制频率。本发明涉及的轻载降频模式控制系统能够根据输出端负载电流的实时变化来合理有效地调节PWM控制频率，改善轻载下电源转换效率的同时又很好的解决了变频过程中带来的频率振荡问题。

Description

一种轻载降频模式控制系统

技术领域

本发明属于开关电源领域，涉及一种轻载降频模式控制系统，适用于锂电池供电的移动电源管理设备，尤其适用于对待机模式下能源转换效率要求较高的DC-DC转换器。

背景技术

电源变化器目前已经被广泛地应用于诸如便携式设备的消费类电子产品中，一般来说，电源变化器主要有两种类型：线性变换器和开关模式变换器(非线性变换器)，其中线性变换器因为其有限的电源转换效率而逐渐地被市场所淘汰。在开关模式的功率变换系统中，功率开关经常使用功率开关MOSFET、功率双极性晶体管和IGBT晶体管作为开关元件。能量转移的变化通过调节功率开关的导通和关断的时间比来进行调节。

在现代DC-DC转换器设计中，为了尽可能的简化片外无源电感和电容的使用，通常将转换器的控制频率设计在MHz的数量级，但是当系统处在待机模式状态时，如此高的开关频率将产生严重的开关损耗，因而降低了待机模式下的电源转换效率。变频控制模式被公认为是最能够有效改善待机状态下电源转换效率的一种方法。随着节能要求和电源转换效率规定变得愈加严格，带变频模式的功率转换器变得越来越受到广泛的应用。

传统的变频控制方法如图1所示，通过取样功率管中的峰值电流信号，将其转换为电压信号后和一个预设的基准电平进行比较，比较器输出逻辑信号经过锁存器锁存输出后从时钟单元电路中选择合适的PWM控制频率，f0或者8f₀。但是，这种方法的缺点在于，当输出负载很轻的时候，电感中的峰值电流必然很低，这就使得负载检测电压很微弱，在开关电源操作的过程中，如此微弱的负载检测电压很容易被开关电源噪声信号所覆盖掉。此外，这种逻辑控制信号直接改变PWM控制频率的办法很容易导致高低频率的循环振荡，使得输出电压的纹波被严重影响。

因此，本发明提出一种不依赖取样峰值电流的办法，通过对输出平均电流的计算和变量的迭代转化，提出一种断续模式下负载电流检测的方法及一种有限状态机选择PWM控制频率的方法，以避免变频过程中带来过冲和循环振荡的问题。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种轻载降频模式控制系统，用于解决现有技术中变频过程中带来过冲和循环振荡的问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种轻载降频模式控制系统，包括：过零检测电路，用于基于开关节点的谐振现象来判定电感电流的死区时间；输出负载电流计算电路，用于根据电感电流在一个开关周期内充磁时间和退磁时间的相对变化来衡量负载的变化，提供与负载电流相关联的负载检测电压信号；以及变频控制电路，根据与负载电流相关联的负载检测电压信号来自适应调节时钟单元中控制频率。

作为本发明的轻载降频模式控制系统的一种优选方案，所述轻载降频模式为：当系统输出端从重载逐渐变化到轻载时，反馈环路经过电压环和电流环调制后，逻辑控制单元将逐步地降低PWM控制信号的占空比，电感电流从连续模式变化为断续模式，所述电感电流断续模式，在一个开关周期内，电感电流退磁结束后将会发生LC谐振现象。

作为本发明的轻载降频模式控制系统的一种优选方案，所述过零检测电路包括：电感L₀、整流二极管D₀、功率开关MOSFET、负载I_LOAD、比较器、D触发器单元、电容C₀、反向单元，其中，所述电感的第一端连接输入电压Vin，第二端连接功率开关的漏极、比较器的第一输入端以及整流二极管的正极，所述整流二极管的负极连接所述比较器的第二输入端、负载的第一端以及电容的第一端，所述电容的第二端及负载的第二端接地，所述功率开关的源极接地，栅极连接反向单元的输入端，所述反向单元的输出端连接D触发单元的Reset端，所述比较器的输出端连接D触发单元的clk端，所述D触发单元的D端接输入电压，Q端输出死区脉冲信号。

优选地，当电感电流退磁结束，功率开关MOSFET漏端电位发生下降沿突变，通过高速比较器来比较功率开关MOSFET漏端电位的相对变化值来判定死区时间T_D。

进一步地，在电感电流充磁阶段，功率开关MOSFET漏端电位保持很低的电平值；在电感电流退磁阶段，功率开关MOSFET漏端电位等于输出电压与整流二极管正向导通压降之和；在死区时间内，功率开关MOSFET漏端电位产生LC谐振。

作为本发明的轻载降频模式控制系统的一种优选方案，还包括退磁脉冲信号产生电路，连接于所述过零检测电路，包括第一反相器、第二反相器、与非门单元、以及第三反相器，其中，所述第一反相器的输入端连接死区脉冲信号，输出端连接与非门单元的第一输入端，所述第二反相器的输入端连接电感电流充磁信号，输出端连接与非门单元的第二输入端，所述与非门单元的输出端连接所述第三反相器的输入端，所述第三反相器的输出端输出退磁时间脉冲信号。

作为本发明的轻载降频模式控制系统的一种优选方案，还包括输入电压V_IN和退磁时间脉冲信号V_OFF的乘积产生电路，包括积分电阻、积分电容、开关以及运算放大器，所述积分电阻的第一端接地，第二端连接运算放大器的第一输入端、积分电容的第一端以及开关的第一端，所述运算放大器的第二输入端连接电压K₀V_IN，输出端连接积分电容的第二端及开关的第二端，所述开关由退磁时间脉冲信号控制。

作为本发明的轻载降频模式控制系统的一种优选方案，所述输出负载电流计算电路包括：跨导放大器、采样开关、虚拟开关、第六开关、镜像电流源电路、开关、保持电容、电阻及电容，所述跨导放大器用于将差分输入电压k₀V_IN和V_OFF转换为电流I_DIFF，所述采样开关的源极连接跨导放大器的输出端，漏极连接保持电容的第一端以、虚拟开关，以及第六开关的栅极，所述第六开关的源极接地，漏极连接镜像电流源电路的输入端，所述镜像电流源电路的输出端连接开关的第一端，所述开关的第二端连接所述电阻及电容的第一端，所述电阻及电容的第二端接地，所述开关的由电感电流充磁信号控制，所述电容及电阻状态调整稳定后获得负载检测电压V_DET。

优选地，当电感电流工作在断续模式时，通过变量的迭代运算和电流电压之间的互相转换来得到所述与负载电流相关联的负载检测电压V_DET，当电感电流工作在连续模式时，所述负载检测电压V_DET不再与负载电流相关联，并且保持在某一高电平状态，当电感电流工作在连续模式，有限状态机将选择最高的工作频率来进行PWM操作，所述PWM频率不再与负载电流相关联。

优选地，所述输出负载电流计算电路根据电感电流充磁时间T_ON、输入电压V_IN、电感电流退磁时间T_OFF和开关周期T_S的组合变量信号来产生负载检测电压V_DET，所述电感电流退磁时间T_OFF由死区时间T_D和电感电流充磁时间T_ON的逻辑操作来实现。

作为本发明的轻载降频模式控制系统的一种优选方案，所述变频控制电路包括：第一比较器、第一D触发器、第一计数器单元、时钟单元、有限状态机、第二计数器单元、第二D触发器及反相器，其中，所述第一比较器的两个输入端分别输入预设定的高负载基准电平V_{TH_H}及负载检测电压V_DET，输出端连接第一D触发器的clk端，所述第一D触发器的输出端连接第一计数单元的第一输入端，所述第一计数单元的第二输入端连接时钟信号，输出端连接有限状态机的第一输入端以及反相器的输入端，所述时钟单元连接于有限状态机的第二输入端，所述反相器的输出端连接第二D触发器的Reset端，所述第二D触发器的输出端连接第二计数单元的第一输入端，所述第二计数单元的第二输入端连接时钟信号，所述第二比较器的两个输入端分别输入低负载基准电平V_{TH_L}及负载检测电压V_DET。

优选地，负载检测电压V_DET与预设的两个基准电平V_{TH_H}和V_{TH_L}相比较，第一比较器及第二比较器输出的逻辑信号Q₁和Q₂经过计数器和有限状态机处理后从时钟单元选择出16f₀、4f₀、f₀三种频率中的一种作为PWM控制频率。

优选地，如果负载检测电压V_DET大于第一基准电平V_{TH_H}，则所述负载状况判定为重载，有限状态机选择16f₀作为PWM控制频率，如果负载检测电压V_DET大于第二基准电平V_{TH_L}并且小于第一基准电平V_{TH_H}，则所述负载状况判定为中载，有限状态机选择4f₀作为PWM控制频率，如果负载检测电压V_DET小于第二基准电平V_{TH_L}，则所述负载状况判定为轻载或者待机模式，有限状态机选择f₀作为PWM控制频率。

进一步地，频率16f₀由压控振荡器产生；频率4f₀和f₀分别由基准频率16f₀经过若干分频器分频后产生。

优选地，逻辑信号Q₁和Q₂的组合信号作为计数单元的使能有效信号，当计数器使能有效，经过连续8个时钟周期计数后，计数单元将输出高电平，否则保持为低电平状态。

如上所述，本发明的轻载降频模式控制系统，具有以下有益效果：本发明提供了一种轻载模式下精确负载电流检测的方式，很好的避免了轻载状况下由于峰值电流信号微弱而导致的负载电流误取样现象。本发明还提供了一种变频控制系统及方法，有效地解决了在频率切换过程中反复跳变的问题，并且该系统及方法提供了与传统处理技术相兼容而且无需对传统控制方案进行重大修改的过程。

附图说明

图1显示为传统变频控制原理示意图。

图2显示为本发明的轻载降频模式控制系统的结构框图。

图3显示为本发明实施的电感电流过零检测电路的结构示意图。

图4显示为本发明的轻载降频模式控制系统的电感电流、开关节点SW、充磁时间T_ON、退磁时间T_OFF和死区时间T_D波形图。

图5显示为本发明的退磁脉冲信号T_OFF产生电路的结构示意图。

图6显示为本发明的输入电压V_IN和关断时间T_OFF乘积产生电路及时序关系图。

图7显示为本发明的负载检测电路的结构示意图。

图8显示为本发明的变频控制电路的结构示意图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅图1～图8。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

如图2所示，本发明提供一种轻载降频模式控制系统，所述轻载降频模式为：当系统输出端从重载逐渐变化到轻载时，反馈环路经过电压环和电流环调制后，逻辑控制单元将逐步地降低PWM控制信号的占空比，电感电流从连续模式变化为断续模式，所述电感电流断续模式，在一个开关周期内，电感电流退磁结束后将会发生LC谐振现象。所述轻载降频模式控制系统包括：过零检测电路，用于基于开关节点的谐振现象来判定电感电流的死区时间；输出负载电流计算电路，用于根据电感电流在一个开关周期内充磁时间和退磁时间的相对变化来衡量负载的变化，提供与负载电流相关联的负载检测电压信号；以及变频控制电路，根据与负载电流相关联的负载检测电压信号来自适应调节时钟单元中控制频率。

如图3所示，所述过零检测电路包括：电感L₀、整流二极管D₀、功率开关MOSFET、负载I_LOAD、比较器300、D触发器单元301、电容C₀、反向单元302，其中，所述电感的第一端连接输入电压Vin，第二端连接功率开关的漏极、比较器的第一输入端以及整流二极管的正极，所述整流二极管的负极连接所述比较器的第二输入端、负载的第一端以及电容的第一端，所述电容的第二端及负载的第二端接地，所述功率开关的源极接地，栅极连接反向单元的输入端，所述反向单元的输出端连接D触发单元的Reset端，所述比较器的输出端连接D触发单元的clk端，所述D触发单元的D端接输入电压，Q端输出死区脉冲信号。

当电感电流退磁结束，功率开关MOSFET漏端电位发生下降沿突变，通过高速比较器来比较功率开关MOSFET漏端电位的相对变化值来判定死区时间T_D。在电感电流充磁阶段，功率开关MOSFET漏端电位保持很低的电平值；在电感电流退磁阶段，功率开关MOSFET漏端电位等于输出电压与整流二极管正向导通压降之和；在死区时间内，功率开关MOSFET漏端电位产生LC谐振。

如图4所示，所述过零检测电路后连接有退磁脉冲信号产生电路，包括第一反相器501、第二反相器503、与非门单元502、以及第三反相器504，其中，所述第一反相器501的输入端连接死区脉冲信号，输出端连接与非门单元502的第一输入端，所述第二反相器503的输入端连接电感电流充磁信号，输出端连接与非门单元502的第二输入端，所述与非门单元502的输出端连接所述第三反相器504的输入端，所述第三反相器504的输出端输出退磁时间脉冲信号。

如图6所示，所述退磁脉冲信号产生电路后还连接有输入电压V_IN和退磁时间脉冲信号V_OFF的乘积产生电路，包括积分电阻Rs、积分电容Cs、开关S₀以及运算放大器600，所述积分电阻Rs的第一端接地，第二端连接运算放大器600的第一输入端、积分电容Cs的第一端以及开关S₀的第一端，所述运算放大器600的第二输入端连接电压K₀V_IN，输出端连接积分电容Cs的第二端及开关的第二端，所述开关S₀由退磁时间脉冲信号控制。

如图7所示，所述输出负载电流计算电路包括：跨导放大器、采样开关M₄、虚拟开关M₅、第六开关M₆、镜像电流源电路M₇及M₈、开关S₀、保持电容C_SH、电阻R_T及电容C_T，所述跨导放大器用于将差分输入电压k₀V_IN和V_OFF转换为电流I_DIFF，所述采样开关的源极连接跨导放大器的输出端，漏极连接保持电容的第一端以、虚拟开关，以及第六开关的栅极，所述第六开关的源极接地，漏极连接镜像电流源电路的输入端，所述镜像电流源电路的输出端连接开关的第一端，所述开关的第二端连接所述电阻及电容的第一端，所述电阻及电容的第二端接地，所述开关的由电感电流充磁信号控制，所述电容及电阻状态调整稳定后获得负载检测电压V_DET。

当电感电流工作在断续模式时，通过变量的迭代运算和电流电压之间的互相转换来得到所述与负载电流相关联的负载检测电压V_DET，当电感电流工作在连续模式时，所述负载检测电压V_DET不再与负载电流相关联，并且保持在某一高电平状态，当电感电流工作在连续模式，有限状态机将选择最高的工作频率来进行PWM操作，所述PWM频率不再与负载电流相关联。所述输出负载电流计算电路根据电感电流充磁时间T_ON、输入电压V_IN、电感电流退磁时间T_OFF和开关周期T_S的组合变量信号来产生负载检测电压V_DET，所述电感电流退磁时间T_OFF由死区时间T_D和电感电流充磁时间T_ON的逻辑操作来实现。

如图8所示，所述变频控制电路包括：第一比较器800、第一D触发器801、第一计数器单元802、时钟单元803、有限状态机805、第二计数器单元804、第二D触发器806及反相器808，其中，所述第一比较器的两个输入端分别输入预设定的高负载基准电平V_{TH_H}及负载检测电压V_DET，输出端连接第一D触发器的clk端，所述第一D触发器的输出端连接第一计数单元的第一输入端，所述第一计数单元的第二输入端连接时钟信号，输出端连接有限状态机的第一输入端以及反相器的输入端，所述时钟单元连接于有限状态机的第二输入端，所述反相器的输出端连接第二D触发器的Reset端，所述第二D触发器的输出端连接第二计数单元的第一输入端，所述第二计数单元的第二输入端连接时钟信号，所述第二比较器的两个输入端分别输入低负载基准电平V_{TH_L}及负载检测电压V_DET。

负载检测电压V_DET与预设的两个基准电平V_{TH_H}和V_{TH_L}相比较，第一比较器及第二比较器输出的逻辑信号Q₁和Q₂经过计数器和有限状态机处理后从时钟单元选择出16f₀、4f₀、f₀三种频率中的一种作为PWM控制频率。如果负载检测电压V_DET大于第一基准电平V_{TH_H}，则所述负载状况判定为重载，有限状态机选择16f₀作为PWM控制频率，如果负载检测电压V_DET大于第二基准电平V_{TH_L}并且小于第一基准电平V_{TH_H}，则所述负载状况判定为中载，有限状态机选择4f₀作为PWM控制频率，如果负载检测电压V_DET小于第二基准电平V_{TH_L}，则所述负载状况判定为轻载或者待机模式，有限状态机选择f₀作为PWM控制频率。其中，频率16f₀由压控振荡器产生；频率4f₀和f₀分别由基准频率16f₀经过若干分频器分频后产生。逻辑信号Q₁和Q₂的组合信号作为计数单元的使能有效信号，当计数器使能有效，经过连续8个时钟周期计数后，计数单元将输出高电平，否则保持为低电平状态。

如图1～图8所示，本发明的轻载降频模式控制系统的具体原理为：

传统变频控制原理如图1所示，组件100用于获取功率管M_P中的峰值电流，该峰值取样电流信号经过电阻R_SEN后得到负载检测电压V_SEN。组件101用于比较负载检测电压V_SEN和阈值电压V_TH，当负载检测电压V_SEN大于阈值电压V_TH时，组件102的S端口输入上升沿触发信号，组件103将选择8f₀作为PWM控制频率；当负载检测电压V_SEN小于阈值电压V_TH时，组件102的S端口输入下降沿触发信号，组件103将选择f₀作为PWM控制频率。应当意识到，在轻负载条件下，负载检测电压V_SEN往往是非常微弱的，很容易被开关电源噪声或者地噪声所覆盖。因此，图1所示的传统变频控制原理在具体实现过程中往往是不可靠的。

基于图1所示的传统变频模式的缺陷，本发明提供一种轻载降频模式控制系统，系统架构的简化图如图2所示。例如，在轻载模式下，电感电流进入断续模式，在一个开关周期内，当电感电流退磁结束后，开关节点SW将发生LC谐振现象。组件200主要用于检测电感电流死区时间，通过比较开关节点SW和输出电压V₀的相对变化来产生死区脉冲信号T_D；组件201根据输入信号：电感电流充磁时间T_ON、输入电压V_IN、电感电流退磁时间T_OFF和开关周期T_S的变量组合来检测负载电流。应当意识到，输出负载检测电压V_DET的高线性度和良好的抗噪声干扰能力合乎实际应用的需要。组件202用于比较负载检测电压V_DET和参考电平V_{TH_H}和V_{TH_L}，反映负载状况的逻辑信号Q₁和Q₂可以作为组件203的输入条件信号。组件203根据输入信号Q₁和Q₂的条件值来选择组件204单元中的一种频率作为PWM控制频率。

本发明内容中的过零检测电路如图3所示。在异步整流升压式DC-DC转换器设计中，当功率开关MOSFET导通，输入电源V_IN对电感L₀进行充电，功率开关MOSFET的漏端电位SW保持在一个较低幅值的状态，基于二极管D₀正向导通原理，此时，二极管D₀所在通路断开，输出电容C₀对负载I_LOAD进行放电。当功率开关MOSFET关断时，电感L₀通过整流二极管D₀对输出负载进行放电，基于肖特基二极管I-V特性原理，在这个放电过程中，节点SW的电压比输出电压高出一个肖特基二极管的开启电压(约为0.5V左右)，当电感电流放电结束，电感L₀所在支路(从输入信号源V_IN到开关节点SW)变为开路状态，由于二极管D₀的单向导通特性，负载电流无法通过二极管D₀所在支路进行倒灌。因此，在死区时间内开关节点SW将发生LC谐振，谐振频率主要取决于电感L₀的值和节点SW所在的寄生电容值。在谐振的初始时刻，节点SW将发生急剧的下降沿变化，因此本发明发明的过零检测原理是：在功率开关MOSFET关断时间内通过比较节点SW和输出电压V₀的相对变化值来判定电感电流的死区时间。其中，高速比较器300的同相输入端为输出电压V₀，反相输入端为开关节点SW，输出逻辑脉冲信号用于触发D触发器单元301。当功率开关MOSFET导通时，功率开关MOSFET的栅端保持高电平信号，经过组件302逻辑取反后变为低电平信号，则Q端口信号T_D也保持低电平状态；当功率开关MOSFET断开时，功率开关MOSFET的栅端变为低电平信号，经过组件302逻辑取反后组件301的Reset端口变为高电平信号，在这个阶段内，当组件301的clk端口输入上升沿脉冲信号后，Q端口同时输出高电平脉冲信号T_D，该电平保持锁存状态直至功率开关MOSFET重新关断。

图4是根据本发明实施的在电感电流断续模式下的关键信号节点示意波形图，该示意图仅是一个示例，其不应不恰当地限制权利要求说明书的范围。

由本发明提供的过零检测电路可以得到死区脉冲信号T_D；另一方面，电感电流充磁时间T_ON即为功率开关MOSFET的导通时间。因此，通过图5所示的退磁脉冲信号产生电路转换后就可以得到退磁时间脉冲信号T_OFF。其中，组件501、503、504和组件502分别为标准反相器和与非门单元。

传统的负载检测机制采用取样峰值电流的办法来估测负载电流，但是，在轻载情况下，负载检测电压往往非常微弱，易受开关噪声所干扰，因此，这种检测机制往往很难真实的反映负载状况。本发明提出一种无电流取样的负载检测机制。

在异步整流PWM控制DC-DC转换器设计中，轻载条件下，DC-DC转换器将进入电感电流断续模式。当系统环路调整至稳态时，输出电容C₀的充放电过程达到平衡，如图3所示的系统结构图，负载电流I_LOAD可以被看作是二极管D₀在一个开关周期内的平均值，可以表示为：

$I_{LOAD}=I_{D0,avg}=\frac{1}{2}\frac{I_{PK}{T}_{OFF}}{Ts},I_{PK}=\frac{V_{IN}{T}_{ON}}{L_0}---\left(1\right)$

在公式(1)中，变量I_PK，T_ON，T_OFF和T_S分别代表电感峰值电流，电感电流充磁时间，电感电流退磁时间和开关周期，假定片外电感L₀保持不变，则公式(1)可以改写为：

$I_L\∝\frac{T_{ON}\[V_{IN}{T}_{OFF}\]}{T_S}---\left(2\right)$

从公式(2)中可以发现，负载电流I_L正比于V_IN和T_OFF的乘积。因此，本发明提供一种V_IN和T_OFF的乘积产生电路，如图6所示，基于开关电容积分原理，当开关Φ_OFF导通，电容C_S被短路，运算放大器600处于单位增益负反馈状态，输出电压V_OFF等于运算放大器的同相输入电压k₀V_IN。当开关Φ_OFF断开，电容C_S被运算放大器充电，此时，输出电压V_OFF的变化量可以被表示为：

${\mathrm{\ΔV}}_{OFF}=\frac{1}{R_S{C}_S}{\∫}_{nTs}^{nTs+T_{OFF}}\left(k_0{V}_{IN}\right)dt=\frac{k_0{V}_{IN}{T}_{OFF}}{R_S{C}_S}---\left(3\right)$

在公式(3)中，系数k₀表示输入电源V_IN的比例系数，电阻R_S和电容C_S可以看做是常量。应当意识到，在开关Φ_OFF导通和开关Φ_OFF关断两个阶段内，运算放大器600所在的闭合环路在频域内需保证良好的相位裕度。在开关Φ_OFF关断阶段内，运算放大器600通过负反馈调整环路使得电位V_NG等于同相输入参考电压k₀V_IN，因此，电阻R_S所在支路的电流I_S，可以表示为：

$I_S=\frac{k_0{V}_{IN}}{R_S}---\left(4\right)$

公式(4)中的电流I_S可以被认为，从运算放大器600中产生，经过电容C_S后进行充电，具体表现为，电位V_OFF在这个过程中线性上升，上升的斜率与电阻R_S和电容C_S的乘积成反比。

本发明提出的负载检测电路的具体实施方式，如图7所示，跨导放大器用于将差分输入电压k₀V_IN和V_OFF转换为电流I_DIFF。其中，源极跟随器M₀和M₁被电流源I₀驱动，如果忽略考虑沟道调制效应，可以得到PMOS管M₀的栅-源电压等于PMOS管M₁的栅-源电压，即V_SG0＝V_SG1，由于M₀和M₁的共栅作用，因此，M₀的源端电位和M₁的源端电位保持相等。输入电压V_OFF和k₀V_IN之间的差值电压经过电阻R_D转换成进入M₂的电流I_DIFF，可以表示为，

$I_{DIFF}=\frac{V_{OFF}-k_0{V}_{IN}}{R_D}---\left(5\right)$

所述跨导放大器的带宽远大于电压信号V_OFF的工作频率，因此，电流信号I_DIFF能够无失真的跟随电压V_OFF的波形变化。M₂中产生的电流I_DIFF进入到有源二极管负载M₃。所述采样开关M₄和保持电容C_SH用于获取电流I_DIFF的峰值信号。所述峰值电流被描述为I_{DIFF_PK}，并且以峰值电压的形式保存在M₆的栅端。应当意识到，所述开关M₄在开启和关断的过程中产生的馈通效应将以电荷注入的形式影响到M₆的栅电位，进而影响到峰值电流I_{DIFF_PK}的采样精度，因此，本发明通过加入虚拟开关M₅的方法来抵消开关M₄的馈通效应。在具体实施过程中，开关M₄和开关M₅的尺寸被设计的完全相等，并且栅端控制信号保持逻辑取反状态。所述峰值电流I_{DIFF_PK}被保存在M₆中，可以被表示为，

$I_{DIFF\_PK}=\frac{V_{OFF}-k_0{V}_{IN}}{R_D}=\frac{{\mathrm{\ΔV}}_{OFF}}{R_D}=\frac{k_0{V}_{IN}{T}_{OFF}}{R_D{R}_S{C}_S}---\left(6\right)$

公式(6)中所述的峰值电流I_{DIFF_PK}包含V_IN和T_OFF的乘积分量，经过M₇和M₈的镜像作用后进入到M₈中。开关S₀的控制信号T_ON(t)为功率开关MOSFET的栅控制信号，当开关S₀开启，电流I_{DFIFF_PK}对电容C_T进行充电；当开关S₀关断，电容C_T对电阻R_T进行放电。由于负载检测电压V_DET动态范围较大，为了确保开关S₀能够完好的传输电流I_{DFIFF_PK}，所述开关S₀采用互补CMOS开关设计。

当负载检测电压V_DET调整稳定后，基于电容-电荷平衡的基本原理，电容C_T在一个开关周期内得到的充电电荷等于释放的电荷，因而，可以得到，

$I_{DIFF\_PK}\frac{T_{ON}}{T_S}=\frac{V_{DET}}{R_T}---\left(7\right)$

结合公式(6)和(7)，可以得到，

$V_{DET}=\frac{k_0{R}_T}{R_D{R}_S{C}_S}\frac{T_{ON}{V}_{IN}{T}_{OFF}}{T_S}=k_1\frac{T_{ON}{V}_{IN}{T}_{OFF}}{T_S}\∝I_L---\left(8\right)$

通过比较公式(8)和公式(2)，应当意识到，负载检测电压V_DET能够很好的反映负载电流的变化情况。

本发明提出的轻载变频机制如图8所示，所述参考阈值电压V_{TH_H}和V_{TH_L}分别代表预设定的高低负载电流值，当负载检测电压V_DET高于参考电压V_{TH_H}时，组件800输出高电平信号，经过D触发器801锁存后，输出信号D_Q1作为计数器的开始工作信号，经过连续8个时钟周期T_S的累加之后，计数器单元802的输出信号Q₁锁定为高电平。本发明中所涉及的有限状态机805由时序逻辑电路构成，并且在逻辑控制选择过程中信号Q₁有较高的优先级，当Q₁为高电平时，则不论Q₂电平处于何种状态，有限状态机805判定负载为重载，时钟频率16f₀通过传输门控制来选择作为PWM控制信号的频率f_PWM。当所述负载检测电压V_DET低于参考电压V_{TH_H}时，组件800输出低电平信号，组件801由于未收到上升沿触发输入信号，因此，输出信号D_Q1保持低电平状态，计数器单元802始终处于停止工作状态，输出信号Q₁保持低电平。所述Q₁信号经过反相器组件808取反后，D触发器组件806使能有效，当负载检测电压V_DET高于参考电压V_{TH_L}时，比较器组件807输出高电平信号，经过触发器806锁存后，输出信号DQ2置为高电平并且作为计数器单元804的开始工作信号，当经过连续8个时钟周期T_S的累加之后，最终计数器的输出信号Q₂锁定为高电平，此时，有限状态机判定负载为中载，时钟频率4f₀通过传输门控制来选择作为PWM控制信号的频率f_PWM。当所述负载检测电压V_DET低于参考电压V_{TH_L}时，组件807输出低电平信号，组件806由于未收到上升沿触发输入信号，因此，输出信号D_Q2保持低电平状态，计数器单元804始终处于停止工作状态，输出信号Q₂保持低电平，此时，有限状态机判定负载为轻载，时钟频率f₀通过传输门控制来选择作为PWM控制信号的频率f_PWM。

如上所述，本发明的轻载降频模式控制系统，具有以下有益效果：本发明提供了一种轻载模式下精确负载电流检测的方式，很好的避免了轻载状况下由于峰值电流信号微弱而导致的负载电流误取样现象。本发明还提供了一种变频控制系统及方法，有效地解决了在频率切换过程中反复跳变的问题，并且该系统及方法提供了与传统处理技术相兼容而且无需对传统控制方案进行重大修改的过程。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (15)

1.一种轻载降频模式控制系统，其特征在于，包括：

过零检测电路，用于基于开关节点的谐振现象来判定电感电流的死区时间；

输出负载电流计算电路，用于根据电感电流在一个开关周期内充磁时间和退磁时间的相对变化来衡量负载的变化，提供与负载电流相关联的负载检测电压信号；

变频控制电路，根据与负载电流相关联的负载检测电压信号来自适应调节时钟单元中控制频率。

2.根据权利要求1所述的轻载降频模式控制系统，其特征在于：所述轻载降频模式为：当系统输出端从重载逐渐变化到轻载时，反馈环路经过电压环和电流环调制后，逻辑控制单元将逐步地降低PWM控制信号的占空比，电感电流从连续模式变化为断续模式，所述电感电流断续模式，在一个开关周期内，电感电流退磁结束后将会发生LC谐振现象。

3.根据权利要求1所述的轻载降频模式控制系统，其特征在于：所述过零检测电路包括：电感、整流二极管、功率开关、负载、比较器、D触发器单元、电容、反向单元，其中，所述电感的第一端连接输入电压Vin，第二端连接功率开关的漏极、比较器的第一输入端以及整流二极管的正极，所述整流二极管的负极连接所述比较器的第二输入端、负载的第一端以及电容的第一端，所述电容的第二端及负载的第二端接地，所述功率开关的源极接地，栅极连接反向单元的输入端，所述反向单元的输出端连接D触发单元的Reset端，所述比较器的输出端连接D触发单元的clk端，所述D触发单元的D端接输入电压，Q端输出死区脉冲信号。

4.根据权利要求3所述的轻载降频模式控制系统，其特征在于：当电感电流退磁结束，功率开关漏端电位发生下降沿突变，通过高速比较器来比较功率开关漏端电位的相对变化值来判定死区时间T_D。

5.根据权利要求4所述的轻载降频模式控制系统，其特征在于：在电感电流充磁阶段，功率开关漏端电位保持很低的电平值；在电感电流退磁阶段，功率开关漏端电位等于输出电压与整流二极管正向导通压降之和；在死区时间内，功率开关漏端电位产生LC谐振。

6.根据权利要求1所述的轻载降频模式控制系统，其特征在于：还包括退磁脉冲信号产生电路，连接于所述过零检测电路，包括第一反相器、第二反相器、与非门单元、以及第三反相器，其中，所述第一反相器的输入端连接死区脉冲信号，输出端连接与非门单元的第一输入端，所述第二反相器的输入端连接电感电流充磁信号，输出端连接与非门单元的第二输入端，所述与非门单元的输出端连接所述第三反相器的输入端，所述第三反相器的输出端输出退磁时间脉冲信号。

7.根据权利要求1所述的轻载降频模式控制系统，其特征在于：还包括输入电压V_IN和退磁时间脉冲信号V_OFF的乘积产生电路，包括积分电阻、积分电容、开关以及运算放大器，所述积分电阻的第一端接地，第二端连接运算放大器的第一输入端、积分电容的第一端以及开关的第一端，所述运算放大器的第二输入端连接电压K₀V_IN，输出端连接积分电容的第二端及开关的第二端，所述开关由退磁时间脉冲信号控制。

8.根据权利要求1所述的轻载降频模式控制系统，其特征在于：所述输出负载电流计算电路包括：跨导放大器、采样开关、虚拟开关、第六开关、镜像电流源电路、开关、保持电容、电阻及电容，所述跨导放大器用于将差分输入电压k₀V_IN和V_OFF转换为电流I_DIFF，所述采样开关的源极连接跨导放大器的输出端，漏极连接保持电容的第一端以、虚拟开关，以及第六开关的栅极，所述第六开关的源极接地，漏极连接镜像电流源电路的输入端，所述镜像电流源电路的输出端连接开关的第一端，所述开关的第二端连接所述电阻及电容的第一端，所述电阻及电容的第二端接地，所述开关的由电感电流充磁信号控制，所述电容及电阻状态调整稳定后获得负载检测电压V_DET。

9.根据权利要求8所述的轻载降频模式控制系统，其特征在于：当电感电流工作在断续模式时，通过变量的迭代运算和电流电压之间的互相转换来得到所述与负载电流相关联的负载检测电压V_DET，当电感电流工作在连续模式时，所述负载检测电压V_DET不再与负载电流相关联，并且保持在某一高电平状态，当电感电流工作在连续模式，有限状态机将选择最高的工作频率来进行PWM操作，所述PWM频率不再与负载电流相关联。

10.根据权利要求8所述的轻载降频模式控制系统，其特征在于：所述输出负载电流计算电路根据电感电流充磁时间T_ON、输入电压V_IN、电感电流退磁时间T_OFF和开关周期T_S的组合变量信号来产生负载检测电压V_DET，所述电感电流退磁时间T_OFF由死区时间T_D和电感电流充磁时间T_ON的逻辑操作来实现。

11.根据权利要求1所述的轻载降频模式控制系统，其特征在于：所述变频控制电路包括：第一比较器、第一D触发器、第一计数器单元、时钟单元、有限状态机、第二计数器单元、第二D触发器及反相器，其中，所述第一比较器的两个输入端分别输入预设定的高负载基准电平V_{TH_H}及负载检测电压V_DET，输出端连接第一D触发器的clk端，所述第一D触发器的输出端连接第一计数单元的第一输入端，所述第一计数单元的第二输入端连接时钟信号，输出端连接有限状态机的第一输入端以及反相器的输入端，所述时钟单元连接于有限状态机的第二输入端，所述反相器的输出端连接第二D触发器的Reset端，所述第二D触发器的输出端连接第二计数单元的第一输入端，所述第二计数单元的第二输入端连接时钟信号，所述第二比较器的两个输入端分别输入低负载基准电平V_{TH_L}及负载检测电压V_DET。

12.根据权利要求11所述的轻载降频模式控制系统，其特征在于：负载检测电压V_DET与预设的两个基准电平V_{TH_H}和V_{TH_L}相比较，第一比较器及第二比较器输出的逻辑信号Q₁和Q₂经过计数器和有限状态机处理后从时钟单元选择出16f₀、4f₀、f₀三种频率中的一种作为PWM控制频率。

13.根据权利要求12所述的轻载降频模式控制系统，其特征在于：如果负载检测电压V_DET大于第一基准电平V_{TH_H}，则所述负载状况判定为重载，有限状态机选择16f₀作为PWM控制频率，如果负载检测电压V_DET大于第二基准电平V_{TH_L}并且小于第一基准电平V_{TH_H}，则所述负载状况判定为中载，有限状态机选择4f₀作为PWM控制频率，如果负载检测电压V_DET小于第二基准电平V_{TH_L}，则所述负载状况判定为轻载或者待机模式，有限状态机选择f₀作为PWM控制频率。

14.根据权利要求13所述的轻载降频模式控制系统，其特征在于：频率16f₀由压控振荡器产生；频率4f₀和f₀分别由基准频率16f₀经过若干分频器分频后产生。

15.根据权利要求12所述的轻载降频模式控制系统，其特征在于：逻辑信号Q₁和Q₂的组合信号作为计数单元的使能有效信号，当计数器使能有效，经过连续8个时钟周期计数后，计数单元将输出高电平，否则保持为低电平状态。