CN102835009A - 在低负载或高干线电压条件下具有高功率因子的功率因子校正器 - Google Patents

在低负载或高干线电压条件下具有高功率因子的功率因子校正器 Download PDF

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Abstract

不同示例实施例涉及用于低负载的功率因子校正器及相关方法。所述功率因子校正器通过修改开关时间或者由所述功率转换器接收到的电流，在低负载或者高干线电压下提升功率因子。不同实施例通过在下降时间期间增大控制开关的接通时间来实现这一点，使得干线周期期间接通时间的大部分出现在下降时间期间。各种实施例可以控制由所述转换器接收的电流来补偿由中间滤波器接收的电流。一些实施例可以采用反馈系统来产生一个或者多个误差信号，所述误差信号修改用于控制所述转换器操作的控制信号。各种实施例还可以包括用于限制所述误差信号补偿范围的附加级。

Description

在低负载或高干线电压条件下具有高功率因子的功率因子校正器
技术领域
这里所公开的实施例总体上涉及一种功率电路以及功率因子校正。
背景技术
工程师们将一般的交流(AC)电力(干线(mains)电力)转换成直流(DC)电力，以供多个消费设备使用。功率管理系统使用在功率消耗方面具有低损耗的组件(例如，电感器、二极管、电容器、变压器以及其他开关(JFET、MOSFET等))，将来自主电源(main source)的AC电力转换成DC电力。工程师们可以通过集中于从主电源汲取的电流的谐波以及干线电压与从主电源汲取的电流之间的相位关系，来降低主电源的损耗；干线供电(mains power supplying)的效率通过功率因子来度量。AC到DC功率系统的功率因子可以定义为从主电源汲取的实际功率与均方根(rms)电压Vrms和电流Irms的乘积的比值。
主要由桥式整流器、开关式电源(SMPS)和控制电路组成的功率因子校正器(PFC)广泛用于帮助使功率管理系统中的功率因子最大化，并且已经用于个人计算机、适配器以及照明设备中的功率管理。因此，功率因子是评价PFC的总体性能的关键参数。在低负载条件下工作的PFC的功率因子近来已经变得越来越重要，这是由于PFC目前可以在大多数工作时间内工作于低负载条件下。同样，以多个干线电压电平操作的PFC的功率因子始终是重要的，这是由于不同国家之间干线电压有着很大不同。现有技术中的其他功率因子校正器控制在SMPS中使用的控制开关的接通时间，其中，在PFC稳定之后接通时间保持恒定时间段。
作为示例，PFC中的典型SMPS设计可以使用置于桥式整流器和滤波器之后的升压(boost)转换器。由于桥式整流器之后是滤波器电流，所以在桥式整流器的输出处的电流可以不等于由升压转换器汲取的电流。在低负载或高干线电压条件下，由于升压转换器所汲取的电流较小，因此桥式整流器之后的滤波器电流可以变得更加显著。因此电源AC电流在较短时间段内变得更加集中。相应地较高的集中性可以增大源AC电流的rms值，并因此可以降低功率因子，这是由于这两个量成反比。
考虑到上述，长期迫切需要AC/DC功率转换器工业在低负载或高干线电压条件下更有效率地传递功率。
发明内容
本实施例提供了功率转换控制的显著进步，在低负载下获得高功率因子，本实施例也具有其他特征和优点。提供了不同示意示例实施例的简要概述。在以下概述中可以进行一些简化和省略，这意在突出和介绍不同示例实施例的一些方面，但并不意在限制本发明的范围。以下部分中将给出足以使本领域技术人员能够做出或使用本发明构思的优选示例实施例的详细描述。
不同实施例涉及通过功率因子校正器控制从主电源传递至负载的功率的方法，功率因子校正器具有桥式整流器和SMPS，SMPS可以是具有通过二极管连接至电容器和电感器电流控制开关的铁芯电感器(core inductor)，电感器电流控制开关在接通(ON)和关断(OFF)状态之间可切换，并且仅在接通状态期间导通，以控制通过铁芯电感器的电流、控制传递至负载的电流。功率因子校正器接收干线交流(AC)电压作为输入，其中，干线AC电压在循环周期上从零到零以循环方式变化的绝对电压值。循环周期具有第一半循环周期和第二半循环周期，在第一半循环周期期间绝对电压值从零增大到最大值，在第二半循环周期期间绝对电压值从最大值减小到零。
根据不同实施例，电流控制开关相对于循环周期以时序方式产生一系列转换循环，每个转换循环包括持续时间Ton和持续时间Toff，在持续时间Ton期间电流控制开关接通，在持续时间Toff期间电流控制开关关断。在PFC的稳定状态，在第二半循环周期期间电流的传递较高，使得第二半循环周期期间铁芯电感器的平均电流大于第一半循环周期期间铁芯电感器的平均电流。
在不同实施例所提供的特征和优点之中，到负载的电流传递的这种时域偏移为PFC提供了实质上改进的功率因子，尤其是在低负载值或高干线AC电压下。
根据一个方面，电流控制开关的操作通过增大循环周期上的Ton，使得在第二半循环周期期间的平均Ton长度实质上比第一半循环周期期间的平均Ton长度长，来将电流的传递偏移至第二半循环周期。从而将第二半循环周期内铁芯电感器的平均电流控制为实质上大于第一半循环周期内该铁芯电感器的平均电流。
根据一个或多个示例实施例的另一方面，电流控制开关通过仅在偏移的时间窗内产生一系列转换循环，使第二半循环周期的延续时间实质上比第一半循环周期的延续时间长，来将电流传递偏移至第二半循环周期。
根据一个方面，在一个或多个不同示例实施例中，电流控制开关仅在偏移时间窗期间产生转换循环，值Ton可以对于转换循环是恒定的，其中，通过在第二半循环周期期间比在第一半循环周期期间实现实质上更多个的转换循环，偏移时间窗独自在第二半循环周期内比在第一半循环周期内提供实质上更大的铁芯电感器平均电流。
根据另一方面，在一个或多个各种示例实施例中，电流控制开关仅在偏移时间窗期间产生转换循环，在时间窗上值Ton可以增大，从而通过以下操作的组合在第二半循环周期内比在第一半循环周期内提供实质上更大的的铁芯电感器平均电流：在第二半循环周期期间比在第一半循环周期实现实质上更长的用于功率转换的时间，以及在第二半循环周期内比在第一半循环周期期间实现更长的用于转换周期的平均Ton。
各种实施例涉及一种电路，通过AC/DC功率转换器控制传递至负载的功率，所述AC/DC功率转换器接收干线交流(AC)电压作为输入，所述干线AC电压具有干线电压循环，其中绝对电压值在循环周期上从零到零以循环方式变化，所述循环周期具有第一半循环周期和第二半循环周期，在第一半循环周期期间所述绝对电压值从零增大到最大值，以及在第二半循环周期所述绝对电压值从最大值减小到零。所述电路可以包括整流器，用于接收所述干线AC电压并且产生直流电压；开关模式电源(SMPS)，用于接收所述DC电压，产生输出电压并且向所述负载提供所述输出电压和驱动电流，所述SMPS包括控制开关，所述控制开关在接通和关断状态之间是可切换的并且仅在所述接通状态期间导通，以控制传递至所述负载的所述输出电压和驱动电流；滤波器，接收滤波器电流；以及反馈控制电路，在所述接通和关断状态之间驱动所述控制开关，其中所述反馈控制电路通过基于参考干线电流信号与在所述整流器输出处感测到的电流信号之间的差产生误差信号、并且基于所述误差信号修改所述驱动电流使得所述参考干线电流信号与感测到的电流信号具有近似等同的电流形状(currentshape)，来相对于所述干线电压循环来对驱动电流偏移。
附图说明
为了便于更好地理解各种示例实施例，参考附图，在附图中：
图1是示例功率因子校正器的示意图；
图2是功率因子校正器中示例控制电路的框图；
图3是稳定状态下示例功率因子校正器的时序图；
图4是稳定状态下示例功率因子的另一时序图；
图5是功率因子校正器中的另一示例控制电路的框图；
图6A是示例功率因子校正器的时序图；
图6B是示例功率因子校正器的另一时序图；
图7是示例时序控制电路的示意图；
图8是示例时序控制电路的时序图；
图9是示例时序控制电路的另一时序图；
图10是示例零点检测电路的示意图；
图11是另一示例功率因子校正器的时序图；
图12是功率因子校正器中的另一控制电路的框图；
图13是另一示例定时器控制电路的示意图；
图14是示例窗产生电路的示意图；
图15是示例窗产生电路的时序图；
图16是另一示例功率因子校正器的时序图；
图17是功率因子校正器中的另一示例控制电路的框图；
图18是另一示例定时器控制电路的示意图。
图19是示例反馈功率控制电路的示意图；
图20是另一示例反馈功率控制电路的示意图；
图21是示例反馈功率控制电路的感测模块的示意图；以及
图22是示例反馈功率控制电路的时序图。
具体实施方式
现在参照附图，在附图中类似的附图标记指代类似的步骤组件，存在公开的不同示例实施例的广义方面。
图1示出了示例AC/DC功率转换器100作为根据一个示例实施例的一个功率因子校正器的一个示例实现方式。功率转换器100可以连接至AC电源101，并且可以包括桥式整流器103、滤波器105、电容器106和升压转换器107，该升压转换器107包括电感器109、控制开关111、振铃(ringing)电容器112、以及二极管113。示例功率转换器100还包括针对控制开关的控制电路115和附着至负载119的负载电容器117。在常规操作期间，桥式整流器103可以将来自电源101的干线AC电压转换成已整流电压，在将该电压传递至升压转换器107之前，可以通过滤波器105来减小该电压中的噪声。如在后续部分中更详细描述的，控制电路115以与干线AC电压和负载119的周期循环有关的多种具体描述方式来控制控制开关111的接通和关断。同样如更详细描述的，在开关处于接通状态(即，开关闭合)时电感器109中的电流增大，在开关处于关断状态(即，开关断开)时，仅将功率传递至负载119。
AC电源101可以是通用交流电源。AC电源可以传递干线AC电压，干线AC电压可以因国家的不同而不同，并且可以由特定电压、频率、插头和插座来表示。在示例实施例中，AC电源101可以传递由Asin(wt)形式的正弦波表征的干线AC电压，其中A是干线AC电压的幅度，w是波的频率，t是时间。通过桥式整流器103，可以在一个正弦波的整个循环期间传递干线AC电压，这在下文中也被称作“干线循环”。
参照图1，在所示示例100中，桥式整流器103可以包括并联的两组二极管(未分别编号)，这两组二极管可以将来自AC电源101的干线AC电压转换成示例已整流电压Vin。由于Vin可以近似表征为干线AC电压的绝对值，桥式整流器103的输出可以近似表征为|A sin(wt)|。桥式整流器103的配置对于实施例而言不是特定的，并且不是用于将干线AC电压转换成已整流电压的唯一装置。考虑到本公开，普通技术人员将认识到将干线AC电压转换成已整流电压的等同组件。继续参照图1，滤波器105可以连接至桥式整流器103的输出，以降低噪声。在示意实施例中将滤波器105表征为电容器106。普通技术人员将认识到用作滤波器的等同组件。
继续参照图1，根据一个实施例的所示示例100中的升压转换器107可以包括电感器109、由控制电路115控制的控制开关111、振铃电容器112、以及二极管113。升压转换器还可以包括负载电容器117。在示意实施例中，控制开关111可以是JFET。普通技术人员将认识到作为JFET备选的其他开关，并且基于本公开会理解如何重新配置供其使用的功率转换器。升压转换器107可以接收由滤波器105产生的电压Vin，并且产生输出电压Vout，该输出电压Vout可以被传递至负载119。升压转换器107可以被选择或配置为符合标准化的电压转换，例如，用于电信设备、计算机电源或标准照明源的标准转换。升压转换器107仅是示例实现方式；本领域技术人员知道产生相同效果的其他SMPS拓扑，例如，回扫转换器(flyback converter)。
控制电路115通过控制每个转换循环中控制开关111的导通时间，来控制升压转换器107的运行。转换循环可以包括接通时间Ton(控制开关闭合的时间)以及关断时间Toff(开关关断的时间)。在Ton期间，电感器109的电流增大，并且二极管113不导通。在Toff期间，对于连续导通模式(CCM)操作，电感器109的电流减小，并且二极管113导通。对于临界导通模式(BCM)操作，当控制开关关断时，电感器109的电流首先减小，并且二极管113首先导通。然后，当电感器109的电流达到零时，二极管113停止导通，并且电感器109的电压Vdrain和电流均由于电感器109和振铃电容器112的组合而开始振荡。将理解，振铃电容器112可以是控制开关111中的寄生电容，例如，如果控制开关111是场效应晶体管(FET)，则振铃电容器112是这种FET的栅极到漏极电容，或者可以是并入到升压转换器中的分立电容器。
为了描述示例时术语一致，与控制开关111有关的术语“一个转换循环”用于指代一个接通时间Ton与其随后的关断时间Toff的和。假定传递给负载119的电压保持相同，具有较大Ton时间的转换循环比具有较小Ton时间的转换循环向低负载119传递更多功率，这是由于Ton时间越长，电感器109的电流可以越高。干线循环优选地包括许多个转换循环。例如，示例干线循环可以是20ms，而示例恒定转换循环可以是10μs，使得单个干线循环可以包括2000个转换循环。在单个干线循环期间，控制开关111的转换循环可以增大、减小或保持不变。
负载119可以是在低负载下操作的标准电子设备。这可以包括在不同模式下操作的设备，其中，模式之一(例如，待机模式)具有低负载下的工作点。功率转换器100可以在低负载和较高负载下都能工作。功率转换器100还能够在较高负载下产生高功率因子。
现在参照图2，示出了示例控制电路115的框图。控制电路200可以包括功率分配器(power dividor)202、误差放大器204、定时器控制电路206、驱动器208以及谷值检测电路210。如本领域普通技术人员在阅读本公开所理解的，在常规操作期间，可以在电路分配器202处首先将来自升压转换器107的Vout除以因数K，其中，K＞1，以使得Vout更容易被误差放大器处理。然后可以将所获得的衰减电压信号Vout/K与参考电压VR相比较，并由误差放大器204来处理衰减电压信号Vout/K与参考电压VR的差，其中误差放大器204的输出电压(误差电压Ver)可以用于调整接通时间Ton。
继续参照图2，在临界导通模式操作中，谷值检测电路210可以感测到Vdrain，当Vdrain在包括电感器109和振铃电容器112的LC电路所创建的振荡时间期间达到其最小值(谷值)时，谷值检测电路210可以向定时器控制电路206输出脉冲。根据一个示例，谷值检测电路206检测何时到达该最小值(谷值)，产生脉冲并且将该脉冲发送给定时器控制电路206，定时器控制电路206响应于此可以触发控制开关11再次接通。
如上所述，误差放大器204和谷值检测电路210的输出可以由定时器控制电路206来接收。定时器控制电路可以具有或可以不具有足以驱动控制开关11的电流驱动能力，并且如不具有，则定时器控制电路206的输出可以驱动驱动器208，驱动器208继而驱动控制开关111。在示意实施例中，控制电路200可以接收来自升压转换器106的Vout，以及接收与控制开关111的漏极电压相对应的Vdrain，从而调整传递给同一控制开关111的栅极的信号。传递给开关的信号的波形例如可以是方波。
现在参照图3，示出了稳定状态下功率因子校正器的时序图。在忽略通过桥式整流器103之后的滤波器105的电流的情况下，示出了在功率因子校正器100的稳定状态下的干线AC电压301、滤波器所传递电压Vin、以及干线AC电流303的绝对值的时序图。由于控制开关111的转换周期中的恒定接通时间Ton，干线AC电流可以呈现与干线电压类似的波形。干线AC电流303的绝对值因此可以示意用于功率因子校正器100的理想功率因子。
然而，如果考虑桥式整流器103之后滤波器105的电流，则可以将与干线循环相对应的Vin的每个循环划分成三个阶段。现在参照图4，示出了示例功率因子校正器的另一时序图。干线AC电压401保持与干线AC电压301相同。可以将干线AC电压的绝对值分成上升时间和下降时间。对于滤波后的电压Vin 402，可以有三个阶段。在第一阶段Tch期间，电容器Cin 106可以由干线电力来充电。干线AC电流的绝对值因此可以是Cin 106的充电电流与电感器109的电流之和，并且根据以下方程：
| I main | = I coil + C in | d V main dt |
其中，Imain是干线AC电流，Icoil是电感器109的电流，Vmain是干线AC电压401。在Tch的结束处，滤波后的电压Vin 402可以达到其最大值，该最大值与干线AC电压401的最大绝对值相对应。在第二阶段Tdch期间，电容器Cin 106可以通过升压转换器来放电，其中，干线AC电流的绝对值可以等于电感器109的电流与来自电容器Cin 106的放电电流之间的差，根据以下方程：
| I main | = I coil - C in | d V main dt |
在第二阶段Tdch的结束处，电感器109的电流可以等于来自电容器106的放电电流，该放电电流等于Cin|dVmain/dt|。此后，在第三阶段Tiso期间，电感器109的电流可以小于所需放电电流C|dVmain/dt|，以维持桥式整流器的导通，因此，桥式整流器103之后的滤波器105可以通过桥式整流器103与AC电源101隔离。因此，可以不存在通过干线的电流，并且滤波器105的放电电流可以等于电感器109的电流。因此，利用针对控制开关111的转换循环的恒定接通时间Ton，滤波器105上的电压Vin在阶段Tiso期间例如以指数函数减小。在一些实施例中，滤波器105上的电压Vin可以在阶段Tiso期间以接近线性函数的指数函数减小。
由于在功率因子校正器100中形成的控制回路，在稳定状态下来自电感器109的线圈电流可以与负载电流成比例。因此，在高负载电流下，与电感器109的电流相比可以忽略滤波器105的电流。这意味着干线AC电流因此可以呈现与干线AC电压近似相同的波形。因此，在高负载电流下，滤波器105的电流对功率因子的影响是可忽略的。然而，在低负载电流下，所获得的电感器109低电流可以使滤波器105的电流不可忽略。在这种情况下，阶段Tch期间的干线AC电流可以远大于阶段Tdch和Tiso期间的干线AC电流。在Vin的每个循环期间，较低负载电流可以导致较短Tdch和阶段Tch，以及较长阶段Tiso。在这样的实施例中，干线AC电流可以集中于干线AC电压401的周期Trise。与当干线电流在半干线循环上更均匀分布时相比，这可以导致干线AC电流的更高Irms。
如果干线AC电压的幅度较高，则电感器109的电流可以较低，这是由于从干线AC电压源101传递的功率可以等于传递给负载的功率。滤波器105的电流因此可以更加占优势。这可以导致干线AC电流变得更集中。因此，当干线AC电压较高时，滤波器105的电流本身可以更大(C|dVmain/dt|)。更高的滤波器电流还可以使干线AC电流更集中，与当干线电流在半干线循环上更均匀分布时相比，这可以导致干线AC电流的更高Irms。这遵照用于功率因子校正器100中的功率因子的方程，该方程是：
PF = P real V rms I rms
其中，Preal是从主电源汲取的实际功率，Vrms和Irms是干线的均方根(rms)电压和均方根电流。相应地，由于从主电源汲取的功率与rms干线AC电流之间比值的减小，在低负载电流或高干线AC电压下功率因子可以变得更低。
根据示例实施例，在低负载电流或高干线AC电源条件下，可以通过以不同时间间隔施加不同的电感器109电流，来增大功率因子。功率因子校正器100中的控制电路115可以使在干线AC电压的绝对值的下降时间期间电感器109的平均电流Iavg，f大于在干线AC电压的绝对值的上升时间期间电感器109的平均电流Iavg，r。在这样的实施例中，时间间隔Trise和Tfall期间的干线AC电流彼此更对称。由于Tfall期间电感器中的较大电流Iavg，f，使得没有任何干线AC电流的时间间隔Tiso也可以较短，因此干线AC电流可以在每个半干线循环中更广泛分布，这可以减小Irms，从而可以增大功率因子校正器100的功率因子。
现在参照图5，示出了根据一个实施例的另一示例控制电路500的框图。在这一个实施例的示例500中，控制开关111转换循环的接通时间Ton从干线循环中的零交叉点(干线AC电压401为零的时刻)增大至干线循环中的下个零交叉点。在一些实施例中，接通时间可以从干线循环中零交叉点附近的时刻增大至干线循环中下个零交叉点附近的时刻。类似于图2中的示例控制电路200，在器件502-510与器件202-210的功能相匹配的情况下，控制电路500添加了零点检测模块512，零点检测模块512检测干线循环的零交叉点，并且将方波形式的零交叉信号输出至定时器控制电路506。
现在参照图6A，示出了另一示例功率因子校正器的时序图。在干线AC电压601等于干线AC电压301、401的情况下，控制开关111的转换循环的接通时间Ton 602在单个干线半循环周期期间从干线循环中的一个零交叉点线性增大至干线循环中的下个零交叉点。现在参照图6B，示出了单个干线半循环周期期间的接通时间Ton的时序图。当接通时间Ton 603在干线半循环周期期间增大时，控制开关111在单个转换循环内比在最后转换循环内保持更长时间的接通。
现在参照图7，示出了示意定时器控制电路506的一个示意示例实现方式700的示意图。示例定时器控制电路700可以包括反相器701的串联、异或(XOR)门703、第一电容器705、寄存器707、电流源709、电压至电流(V/I)转换器711、比较器713、第二电容器715、以及SR锁存器717。在常规操作期间，定时器控制电路700可以接收零交叉电压(零点检测电路512的输出)、误差放大电压(误差放大器504的输出)、以及谷值检测电压(谷值检测电路510的输出)，并且提供针对控制开关111的栅极的信号。
在示例实施例中，电流源Ir 709流经电阻器707，并且对电容器Cs705充电，以产生电压Vre。电压Vre可以在每个半干线循环内以一定斜率线性增大，该斜率可以用于定义接通时间Ton的斜率。Vre的斜率可以是线性的。在从零点检测电路512接收到的零交叉信号到达异或门703之前，可以利用两个反相器701对零交叉信号进行延迟。异或门可以接收延迟后的信号以及没有延迟的零交叉信号，并且可以产生重置信号，重置信号可以用于控制电容器Cs 705的充电和放电。电阻器R2707用于定义电压Vre的初始值，并从而定义Ton的初始值。从误差放大器504接收到的误差放大器输出信号Ver可以产生通过V/I转换器711的与Ver成比例的电流Ic。Ic可以用于确定每个半干线循环内针对转换循环的平均接通Ton时间。Ic可以对第二电容Co 715进行充电，以产生电压Von。
在接通时间Ton的结束处，Von可以等于Vre，并且接收Von和Vre的比较器713可以输出信号(tonend)，该信号可以设置SR锁存器717并且产生低输出电压(gate_c)，低输出电压(gate_c)可以经由驱动器508关断控制开关111。SR锁存器可以在接通时间的结束处利用并联开关对电容器Co进行放电。当在谷值检测电路510处检测到Vdrain在其振荡时间期间的最小值时，谷值检测电路510可以产生短脉冲以信号通知存在谷值，这可以重置SR锁存器717。然后可以接通控制开关111，并且可以利用来自V/I转换器711的电流Ic开始再次对电容器Co充电。
现在参照图8，示出了多个转换循环期间示例定时器控制电路的时序图。在图8中，当开关关断时，谷值检测电路510所产生的谷值检测电压804中的脉冲可以触发SR锁存器717的重置。重置的SR锁存器717可以产生正gate_c信号801以驱动控制开关111。重置的SR锁存器还可以将允许电容器Co 715充电的开关闭合，这可以产生正Von信号802。在电容器Co 715充电时，Von稳定增大，gate_c可以稳定地发送方波形式的恒定正信号，直到比较器713产生触发SR锁存器717的tonend信号803为止，从而获得针对gate_c 801和Von 802信号的低输出。
现在参照图9，示出了多个干线循环期间示例定时器控制电路的时序图。只要零交叉信号903改变其与干线信号901中的零点相对应的逻辑值，就在重置信号904中产生脉冲。这可以引起对电容器Cs 705进行充电，这样的充电可以重置Vre信号902。在电容器Cs 705充电时，Vre可以在整个干线循环期间稳定增大。
现在参照图10，示出了示例零点检测电路。零点检测电路1000可以包括4个电阻器1001-1004、放大器1005以及比较器1006。放大器1005可以从第一分压器(未分别编号)接收电压作为正输入以及从第二分压器接收负输入，第一分压器例如由电阻器R2 1001和R2 1002组成，第二分压器由电阻器R3 1003和R4 1004组成。在一些实施例中，R1＝R3，并且R2＝R4。第一分压器可以接收干线AC电压的正端子，而第二分压器可以接收干线AC电压的负端子。放大器1005然后可以对该放大器1005的差分输入进行放大。放大器1005的输出可以连接至比较器1006的输入，比较器1006可以输出零交叉信号，零交叉信号在干线电压等于零时改变逻辑值。
现在参照图11，示出了另一示例控制电路115的时序图。在示例实施例中，在干线循环期间，针对控制开关111的转换循环的接通时间Ton可以保持恒定。此外，可以仅在时序窗1102中传递来自AC电源101的功率，其中所述时序窗1102在干线半循环周期期间出现一次。在示例实施例中，时序窗1102在干线AC电压1101的上升时间和下降时间期间均出现。然而，时序窗1102的中间点可以出现在干线AC电压的绝对值的下降时间内，使得时序窗1102的大部分出现在干线AC电压1101的绝对值的下降时间期间。在该实施例中，在下降周期Tfall期间来自反相器109的平均线圈电流也可以大于上升周期Trise期间的平均线圈电流，这是因为：由于不平衡的时序窗1102有利于Tfall，使得与在Trise期间相比，在Tfall期间针对控制开关111转换循环的总接通时间Ton更大。
现在参照图12，示出了另一示例控制电路1200的框图。图12所示的示例类似于图5所示示例控制电路的框图。控制电路1200的组件1202-1212在总体功能上类似于图5的控制电路500的组件502-512.；然而，定时器控制电路1206可以不使接通时间Ton在半干线循环期间增大。相反，控制电路1200可以使定时器控制电路1206保持恒定的接通时间Ton，并且可以添加窗产生电路1214。零点检测电路1212的输出现在可以输出到窗产生电路1214中，窗产生电路1214可以使用零交叉信号来产生时序窗1102。窗产生电路1214所产生的时序窗1102可以用于定义针对功率因子校正器100的功率转换的时序间隔。因此控制开关111可以仅在时序窗1102内接通。在时序窗1102外部，接通时间Ton可以始终为零，并因此控制开关111可以始终关断。
现在参照图13，示出了总体上标记为1300的示例定时器控制电路的示意图。与图7的定时器控制电路不同之处在于，定时器控制电路1300不包含与确定信号Vre的701-709相同的组件。相反，定时器控制电路1300保持恒定的接通时间Ton。定时器控制电路1300使用针对Vre的参考电压，并且添加了延迟电路1350，延迟电流源1350接收来自加窗电路1214的加窗信号，并且将起始信号和停止信号输入到SR锁存器1317中，SR锁存器1317使gate_c信号在时序窗的开始处为高并且在时序窗的结束处为低。延迟电路1350可以包括延迟单元1351，延迟单元1351包括串联的反相器，利用来自加窗电路1214的加窗信号产生输入到组合电路1355中的信号，以生成短脉冲。延迟电路1350可以产生起始脉冲来开始功率转换，以及产生短脉冲(停止脉冲)来停止每个半干线循环内的功率转换。可以在或(OR)门1321处将起始信号的输出和与(AND)门1320的输出相组合，其中与门1320接收来自加窗电路1214的加窗信号以及来自谷值检测电路1210的谷值信号。可以在或门1322处将停止信号的输出与比较器1313的输出相组合，以产生tonend信号。在每个时序窗1102内，接通时间Ton可以由电容器Co 1315的充电时间来限定。控制开关111的接通时间因此可以由电流Ic来确定，电流Ic将电容器Co 1315充电至参考电平Vre，V/I转换器1311使电流Ic与误差放大器1201的输出Ver成比例。
现在参照图14，示出了总体上标记为1400的窗产生电路的示意图。加窗电路1400可以包括第一和第二计数器1401、1402、组合电路1403、以及比较器1404。两个计数器1401、1402可以是可逆计数器(upand down counters)。两个计数器1401、1402可以与同步时钟(未示出)一起工作。在干线循环期间，两个计数器之一(例如，第一计数器)可以递增计数，而另一计数器(例如，第二计数器1402)可以同时递减计数。在一些实施例中，在后半干线循环中递增计数的计数器可以针对一些同步时钟循环首先从零交叉点保持数据恒定，然后进行递减计数直到下个零交叉点。此外，在后半干线循环中递减计数的计数器可以首先在零交叉点处将输出数据重置为零，然后开始递增计数直到下个零交叉点。组合电路1403然后可以计算和输出两个计数器输出数据之间的差值的绝对值。然后可以利用比较器1404将组合电路1403的输出与定义的数字数据(例如，设置信号)相比较，其中比较器1404可以输出期望的时序窗信号。
现在参照图15，示出了统一标记为1500的示例窗产生电路的时序图。如所见，当干线循环周期1501的零交叉信号从0变为1时(而时序窗1504保持恒定)，递增计数的第一计数器1401的输出1502首先使数据在一定时间内保持恒定，然后递减计数。相反，递减计数的第二计数器1402的输出1503立即重置为零，并且开始递增计数。
现在参照图16，示出了另一示例功率因子校正器的时序图。在示例实施例中，可以仅在周期时序窗1602中传递功率，其中所述周期时序窗1602的中点出现在干线AC电压1601的绝对值的下降时间期间。在示例实施例中，控制开关111的转换循环的接通时间Ton 1603也在时序窗1602内开始增大。
现在参照图17，示出了总体上标记为1700的另一示例功率因子校正器的框图。类似于功率因子校正器1200，组件1702-1714与组件1202-1214相对应，将从零点检测电路1712产生的零交叉信号输出至定时器控制电路1706和窗产生电路1714。
现在参照图18，示出了总体上标记为1800的另一示例定时器控制电路的示意图，作为定时器控制电路1706实现方式的示例。类似于图7和13的定时器控制电路，定时器控制电路1800中的组件1801-1822分别与定时器控制电路700和1200中类似命名的组件相对应。在该实施例中，Vre不是参考电压；相反，Vre是以与图7中从组件701-709产生的电压Vre的方式类似的方式从组件1801-1809中产生的。
现在参考图18，阐释了通常标记为1800的另一个示例定时器控制电路的示意图，作为1706的实施方法的一个示例。类似于图7和图13所述的定时器控制电路，在定时器控制电路1800中的部件1801-1822和1850-1855分别对应于在定时器控制电路700和1200中类似命名的部件。在这个实施例中，Vre不是参考电压，而是以类似于从图7的部件701-709中生成电压Vre的方式从部件1801-1809中生成的Vre。
图19是示例反馈功率控制电路1900的示意图，作为一个示例实施例的另一个功率因子校正器的一个示例实施方式。类似于所述功率转换器100，所述反馈功率控制电路1900包括整流器级1901、包括电容器(Cin)的滤波器级1902和转换器级1903。反馈功率控制电路1900可以连接AC电源，接收AC干线，同时从所述转换器1903产生输出功率。反馈功率控制电路1900还可以包括用于所述转换器1903的反馈系统，类似于用于所述控制开关111的所述控制电路系统115。所述反馈级可以包括期望的干线形状模块1911、定标器1913、加法器1915、钳位装置(clamp)1917、输出调节器模块1905和另一个定标器1919。
在所阐释的实施例中，通过抽取与由所述滤波器抽取的电流相反的电流，所述反馈系统可以补偿所述滤波器级1902的电流。这可以由所述反馈系统完成，基于期望的干线电流形状和感测到的干线电流形状之间的差确定误差。然后所述反馈系统可以通过所述误差对与所述输出功率相关的功率水平信号进行定标，从而产生用于所述转换器1903的控制开关的控制输入。所述反馈系统还可以受限于误差信号的具体范围，以便增加所述反馈功率控制电路1900的效率。
整流器级1901可以类似于所述桥式整流器103并且可以将AC干线电压转换成整流电压(Vin)。由所述整流器级1901产生的所述整流电压可以是例如正弦电压。在不包括滤波器1902的实施例中，所述整流器级1901可以直接地连接所述转换器1903，其中所述转换器1903可以抽取与所述整流电压成比例的电流(Iin)。在这种情况下，所述反馈系统可以不产生误差信号(即Ierror＝0)；当所期望的干线电流形状1911和感测到的输入电流形状具有相同的振幅时，这可以在所述加法器1915处发生。当所述误差值等于0时，所述定标器1919可以产生控制输入，所述控制输入等于由所述输出调节器模块1905产生的所述功率水平设定信号。当所述控制输入近似地等于所述功率水平设定信号时，在一些实施例中，当所述转换器1903包括升压转换器时，所述控制输出可以引起所述转换器1903中的控制开关具有恒定的接通时间Ton。在其他的实施例中，当所述转换器1903包括不同部件时，所述输入控制可以包括不同的信号或者参数。例如，当所述转换器包括行为如同可编程电阻器的转换器级时，所述输入控制可以是对所述转换器1903进行编程的参数。当所述转换器1903具有恒定的接通时间时，所述转换器1903可以用作类似于理想电阻器，产生与所述输入电压成比例的输入电流。
滤波器1902可以连接所述整流器级1901的输出，并且可以包括例如可以从所述整流器级1901的输出接收电流的电容器Cin。在所阐释的实施例中，例如，当减小来自所述整流器级1901的噪声时，所述滤波器1902可以接收不可忽略的电流Icap。结果，来自所述整流器的电流Imains_rect可以近似地等于流经所述滤波器的电流Icap和由所述转换器接收到的电流Iconv的总和。在一些实施例中，所述反馈系统可以控制所述转换器1903的操作来补偿所述电容性电流。
转换器1903可以包括一个或者多个部件，所述部件从所述整流器级1901接收电流并且基于所述接收到的电流产生输出。例如，所述转换器1903可以类似于所述升压转换器107，并且可以包括例如控制开关、电感器、二极管和电容器。在示例操作期间，所述转换器1903可以接收输入电压和电流(Vconv，Iconv)并且可以产生输出电压和电流(Vout，Iout)。所述输出电压和电流可以基于所述输入电压和电流，以及从所述反馈系统接收到所述控制输入(例如当所述转换器1903包括升压转换器时用于驱动所述开关的控制输入)。转换器1903的控制输入的修改可以改变至所述转换器1903的输入电流，并且可以引起所述转换器1903抽取比由所述输出调节模块1905产生的功率水平设定信号更多或者更少的功率(在所述电流干线循环期间产生近似恒定的功率信号)。在一些实施例中，所述转换器1903可以由另一个电路加载，诸如连接在所述转换器1903的输出与地之间的所述输出调节器模块1905。
输出调节器模块1905可以包括电路，所述电路接收由所述转换器1903产生的所述输出信号，并且可以基于例如接收到的输出值与参考值之间的差产生功率水平设定信号。在一些实施例中，所述输出调节器模块1905可以包括放大器，诸如误差放大器，所述放大器可以基于从所述转换器1903接收到的输出信号产生功率水平设定信号。在其他的实施例中，所述输出调节器模块1905可以包括其他可以部件，所述其他部件将所述输出与参考进行比较，诸如采样保持电路。在一些实施例中，所述输出调节器模块1905可以包括本地调节回路和连接在转换器1903的输出与地之间的缓冲电容器。在这些情况下，所述缓冲电容器可以传递由所述输出调节器模块1905接收的所述负载电流的高频分量。所述反馈系统可以利用所述功率水平设定信号来为所述转换器1903创建所述控制输入。在一些实施例中，当所述反馈系统修改所述转换器的操作时，所述转换器1903可以产生恒定的功率输出。在一些实施例中，所述输出调节器模块1905可以产生功率水平设定信号作为所述定标器1919的输入。
如图19所示，所述反馈系统可以组合来自所述加法器1915的误差信号和基于所述输出调节器模块1905的功率水平设定信号。在产生所述误差信号时，所述反馈系统可以使用期望的干线电流形状1911。期望的干线电流形状1911可以是硬件，所述硬件产生包括与所期望的干线电流相同的电流形状的信号，所述期望的干线电流可以从AC电源接收或者从所述整流器级的输出推导出。这可以包括例如产生具有与接收自所述AC电源的预期信号相同形状的信号。在一些实施例中，所产生的信号可以具有与所述预期信号相同的振幅和/或相位。本领域普通技术人员应当知道能够为所述反馈功率控制电路1900生成理想的正弦电流波的实际硬件。
在一些实施例中，所述反馈系统可以例如通过感测在所述整流器级1901之前或者之后的AC干线电压找到期望的干线电流形状。在一些实施例中，期望的干线电流形状模块1911可以包括一个或者多个分压器，所述分压器连接在所述整流器级1901之前的所述反馈功率控制电路1900的输入。在这些实施例中，所述一个或者多个电阻分压器可以串联，以便感测与传递到所述整流器级1901的期望AC干线电压成比例的电压。在其他的实施例中，期望的AC干线电流形状可以通过在所述整流器级1901输出处的一个或者多个电阻分压器感测。在这些情况下，期望的干线电流形状级1901可以包括出于其他目的与所述反馈功率控制电路1900相连的现有电路硬件，例如诸如过压保护。当感测所述整流器级1901的输出时，所感测到的电压Vin可能永远不会达到零，即使在所述AC干线电压的过零期间。
定标器1913、1919可以组合输入，使得因此产生的输出信号在正常的工作范围之内。例如，在所阐释的实施例中，所述定标器1913可以接收所述期望的干线电流形状1911和由所述输出调节器模块1905输出的功率水平设定。定标器1913例如可以包括乘法器(multiplier)，所述乘法器对两个输入进行组合，使得所述定标器1913的输出是基于所述转换器1903的实际输出功率的调整过的干线电流形状信号。例如，这样可以匹配期望干线电流和在所述加法器1915处接收到的感测输入电流的振幅。在一些实施例中，所述定标器1913可能不完全地匹配期望电流形状信号和所述感测输入电流的振幅；在这种情况下，与由定标器1913、加法器1915和钳位器1917形成的通路的增益相组合，定标器1919可以限定所述转换器1903的控制输入，补偿所述振幅差。
类似地，所述定标器191可以包括例如乘法器，所述乘法器从所述钳位器1917接收调整过的误差信号，以及从所述输出调节器模块1905接收功率水平设定信号，并且可以为所述转换器1903产生控制输入来补偿所述调整过的误差信号。在一些实施例中，所述定标器1913、1919可以耦合。例如，当所述定标器1913、1919是乘法器时，在所述定标器1913与1919之间可能设定有恒定的比例，其中重新配置一个定标器1913可以导致重新配置另一个定标器1919以便维持定标器1913、1919之间的恒定比例。在一些实施例中，可以设置所述定标器1913、1919，使得它们在对其各自的接收输入进行定标时是完全相同的。
加法器1915可以接收调整过的干线电流形状信号和在所述滤波器1902之前感测到的输入电流，并且可以组合所接收到的输入来产生误差信号。所述感测到的输入信号Irect可以在所述滤波器1902之前被感测，并且可以包括由所述转换器接收到的电流Iconv以及由所述电容性滤波器接收到的电流Icap。当修改由转换器1903接收到的电流而包括与由所述电容性滤波器1902接收到的电流相反的电流，从而使得Irect＝Icap+(Iconv-Icap)时，感测到的电流可能与期望的干线电流具有相同的形状。在一些实施例中，所述加法器1915可以功能上用作减法器，接收信号之一作为负值并且对不同符号的信号相加来产生所述误差信号。例如在所阐释的实施例中，所述加法器1915可以接收所述调整过的干线电流形状信号作为负值。
钳位器1917可以控制所述范围电流信号，所述误差信号为所述范围电流信号改变由所述定标器1919产生的所述控制输入。在所述AC干线循环部分上，可能所述反馈系统不能充分地调整所述转换器1903来补偿由所述滤波器接收到的电流。例如这可以发生在所述AC干线电压的过零点附近：恰好在所述过零点之前(其中Icap在最小值处)，所述转换器1903可能需要大量电流用于补偿，而恰好在所述过零点之后(其中Icap在最大值处)，所述电路1900可能需要传递到转换器1903的电流为负。例如所述钳位器1917可以包括钳位二极管和参考源的电路，当所接收到的误差信号在由一个或者多个参考源设置的范围之外时，可以为所述定标器1919产生限制在上边界和下边界之间的误差信号。例如，在一个实施例中，所述电路可以包括与多个参考电压的串联的钳位二极管(在这种情况下，所述钳位器1917还可以包括将所述误差信号转换成电压信号的补偿网络)。当所述误差电压信号在所述两个参考电压水平之间时，可以将所述(电流)误差信号发送给所述定标器1919；否则，所述钳位二极管可以引起将等于所限定范围(由所述参考电压设定)的最小值或者最大值的电流误差信号发送给定标器1919。
在由所述反馈功率控制电路1900操作的示例方法中，所述整流器级1901可以产生包括电流形状的整流信号。所述整流信号可以由滤波器1902和转换器1903接收，它们中的每一个都从所述整流信号中接收电流。至少基于感测电流信号产生误差信号的反馈系统可以为所述转换器1903产生电流输入。基于所述控制输入，所述转换器1903可以改变其操作来修改其从所述整流器级1901接收的电流。在一些实施例中，在由所述转换器1903接收的电流中的变化可以实质上等于由所述滤波器1902接收的电流。通过感测滤波器1902之前的电流、将所感测的电流信号与期望的电流信号进行比较以及基于所述比较产生误差信号，所述反馈系统可以为转换器产生所述控制输入。当所述误差信号在限定(非钳位)范围内时，将所述误差信号与功率水平设定信号组合，以便基于推导出的电流误差和所述电路1900的实际输出修改所述转换器1903。
在一些示例操作方法中，所述反馈功率控制电路1900可以使用一个或者多个定标器来修改输入信号，以便更好地匹配所述功率水平设定。例如，在一些实施例中，所述定标器1913可以接收所述期望的干线电流形状并且可以使用所述功率水平设定信号来定标所述期望的干线电流形状。在一些实施例中，所述定标器1919可以从所述加法器1915或者所述钳位器1917接收所述误差信号，并且可以通过所述误差信号接收到量对所述功率水平设定信号进行定标。在各种实施例中，所述定标器1913、1919可以包括乘法器，所述乘法器可以把所述输入信号相乘在一起；在一些实施例中，所述定标器1913、1919还可以将其输入与非零常数相乘。
在一些示例操作方法中，所述钳位器1917可以通过只在非钳位范围内产生非零误差信号来限制所述反馈系统的操作范围。例如，如果所述钳位器接收误差信号，要求由所述转换器1903接收的电流是负的，所述钳位器1917可以产生等于所限定范围中最小值的误差信号。
图20是另一示例反馈功率控制电路的示意图。反馈功率控制电路2000类似于反馈功率控制电路1900，其部件2001-2019类似于相似的部件1901-1919。此外，反馈功率控制电路2000附加地包括放大器2021和平均电路2023。在所阐释的实施例中，所述定标器2013接收相对于参考电压的所述误差信号的平均值(当所述反馈系统没有钳位时)。这样可以允许所述反馈系统将所述感测干线电流的平均值(当没有钳位时)与所述期望干线电流的平均值相匹配。
放大器2021可以基于由所述加法器2015和所述钳位器2017产生的误差信号产生放大的误差信号。例如放大器2021包括接收所述误差信号和参考信号的差分放大器。例如所述参考信号可以包括由恒电流源产生的参考电流水平。放大器2021可以从所述钳位器2017接收“使能”信号，使得所述放大器2021只在所述反馈系统没有钳位的时间段期间产生放大器误差信号。
平均电路2023可以包括平均误差值产生电路，所述平均误差值产生电路可以基于从所述放大器2021接收的放大误差值产生平均误差值。例如所述平均电路2023可以包括存储器，所述存储器可以在限定的周期上维持平均值。例如，所述平均电路可以在AC干线半循环周期上维持所述误差信号的平均值。在所述限定的周期上，当所述误差信号的平均值等于0时，所述感测干线电流信号的平均值可以匹配由所述定标器2013定标之后的期望干线电流信号的平均值。在一些实施例中，当所述反馈系统另外试图在可接受的范围之外修改转换器2003时，所述钳位器2017可设置成不产生使能信号。在这种情况下，所述电流信号的振幅可以在钳位周期上匹配，不试图匹配发生在所述钳位周期上的振幅。在其他实施例中，所述平均电路2023可以维持所述误差信号的连续平均。当为所述平均电路2023选择足够慢的时间常数时，使得所述平均电路2023的输出是近似恒定的，可以发生这种情况。
在由所述反馈功率控制电路2000操作的示例方法中，所述整流器级2001可以以与图19所示的反馈功率控制电路1900类似的方式产生整流信号。所述反馈系统还可以以类似的方式行动，利用所述加法器2015接收调整过的参考干线电流信号和感测到的电流信号，并且基于所述两个输入信号的比较产生误差信号。当所述误差信号在所限定的范围内时，钳位器2017可以产生控制输入信号。当所述误差信号在所限定的范围内时，所述误差信号可被发送到所述放大器2021，其中将所述误差信号与参考信号进行比较。当所述钳位器2017为所述放大器2021提供使能信号时，所述误差信号可被发送到所述平均电路2023，其中所述误差信号用于产生平均误差信号。然后，平均电路可以发送所述平均误差信号到所述定标器2013，当对所述参考干线电流形状信号2011定标时所述定标器使用所述平均误差信号。
图21是示例反馈功率控制电路的感测模块的示意图。感测电路2100可以包括部件2102、2103，类似于图19所示的反馈功率控制电路1900的部件1902、1903。感测电路2100还可以包括感测单元2104、比例电容器2106、感测放大器2108和感测加法器2110，所述感测加法器可以为所述加法器1915产生所述感测电流信号。
在所阐释的实施例中，例如，所述感测单元2104可以包括电阻器Rsense，所述电阻器产生初始感测电流Isense，所述初始感测电流等于由所述转换器2103接收到的电流。在一些实施例中，所述感测单元2104可以包括存在于所述滤波器2101和所述转换器2103之间的现有电阻器，其中所述现有电阻器还可以控制所述转换器2103的一个或者多个部件。采用现有电阻器例如可以限制与感测输入至所述转换器2103的电流相关的耗散。此外，所述比例电容器2106可以包括与包括所述滤波器2102的电容器成比例的电容器，使得Cfilter＝K＊Cprop，其中K是分数常数(例如，其中K＞＞1)。
比例电容器2106可以产生与由所述电容性滤波器2102接收到的电流成比例。然后，所述因此产生的电流可以被所述感测放大器2108放大。然后，感测加法器2110可以将在所述转换器处接收到的感测电流与由所述感测放大器2108放大的成比例电流进行组合，以便为所述加法器1915产生感测电流信号。
图22是示例反馈功率控制电路的时序图。曲线2201-2215阐释了在所述反馈功率控制电路1900中各个节点的电压和电流。曲线2201-2203阐释了由所述电路1900输出的各个实际功率和功率因子。曲线2205阐释了由所述转换器1903接收到的电流以及曲线2207阐释了来自所述AC干线的输入电流。曲线2209阐释了所述转换器1903的所述控制输入。曲线2211-2213分别阐释了所述AC干线电压和所述整流电压(来自所述整流器级1901)。曲线2215阐释了由所述电容滤波器1902接收到的电流。
如曲线2201-2215所示，修改所述转换器1903的控制输入，使得在所述AC使得循环周期上修改由转换器1903接收到的电流。由转换器1903接收到的电流近似地与由所述电容滤波器1902接收到的电流相反。随着时间推移，由所述电路1900在干线循环上产生的平均功率维持在稳定的恒定水平，而所述功率因子也稳定在恒定值。
尽管已经特别参考某些示例方面详细地描述了各种示例实施例，应当理解本发明能够用于其他实施例并且其细节能够在各种显而易见的方面进行修改。本领域普通技术人员容易理解，能够仍然在本发明精神和范围内实现变化和修改。因此，前述公开、说明书和附图只是出于阐释的目的而非以任何形式限制本发明，本发明只由权利要求单独地或者组合地限定。本领域普通技术人员还应当理解，本发明的实施例明确地包括在独立的权利要求中列举的特征的组合，不论这些特征是否每一个都在相同的权利要求中被独立地限定，所述特征被限定在明确的权利要求链中、或者组合、或者没有在下面一组示例权利要求中列举作为附属的权利要求中。

Claims (38)

1.一种通过AC/DC功率转换器控制传递至负载的功率的方法，所述AC/DC功率转换器具有包括控制开关的开关式电源SMPS，所述控制开关在接通和关断状态之间可切换，并且仅在所述接通状态期间导通，以控制传递至负载的驱动电流，所述AC/DC功率转换器接收干线交流AC电压作为输入，干线AC电压具有在循环周期上以循环方式变化的绝对电压值的干线电压循环，所述循环周期具有从零增加到最大值的第一半循环周期以及随后的从最大值减小到零的第二半循环周期，所述方法包括：
接收干线AC电压；
对干线AC电压进行整流，以产生直流DC电压；
根据DC电压产生输出电压；
将输出电压和驱动电流传递至负载，所述输出电压和驱动电流由SMPS中控制开关来控制；
通过在每个循环周期内产生电流控制脉冲序列，相对于干线电压循环来偏移驱动电流的时序，其中，每个电流控制脉冲使控制开关处于所述接通状态，并且每个电流控制脉冲具有相应持续时间Ton，所述产生具有相对于第一和第二半循环周期的时序，所述时序提供第二半循环周期内所有电流控制脉冲的Ton之和，第二半循环周期内所有电流控制脉冲的Ton之和实质上大于第一半循环周期内所有电流控制脉冲的Ton之和。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，循环周期内电流控制脉冲序列中的第n个电流控制脉冲的Ton具有比所述电流控制脉冲序列中的第(n-1)个电流控制脉冲的Ton长的持续时间，其中第n个电流控制脉冲是在第(n-1)个电流控制脉冲之后产生的。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，第n个电流控制脉冲的Ton与第(n-1)个电流控制脉冲的Ton之间的差在至少三(3)个连续电流控制脉冲的范围上是恒定的。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述偏移包括：
在每个循环周期中相对于第一和第二半循环周期产生具有起始时间和持续时间的时序窗，以及
仅在所述时序窗内产生所述电流控制脉冲序列；其中，时序窗起始时间和时序窗持续时间使得在第二半循环周期期间产生的所有Ton值之和实质上大于在第一半循环周期期间产生的所有Ton值之和。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，第n个电流控制脉冲的Ton与第(n-1)个电流控制脉冲的Ton之间的差在至少三(3)个连续电流控制脉冲的范围上是零，并且时序窗的大部分出现在第二半循环周期期间。
6.根据权利要求4所述的方法，其中，所述时序窗内电流控制脉冲序列中的第n个电流控制脉冲的Ton具有比所述电流控制脉冲序列中的第(n-1)个电流控制脉冲的Ton长的持续时间，其中，在第(n-1)个电流控制脉冲之后产生第n个电流控制脉冲。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，第n个电流控制脉冲的Ton与第(n-1)个电流控制脉冲的Ton之间的差在至少三(3)个连续电流控制脉冲的范围上是恒定的。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述在每个循环周期内产生电流控制脉冲序列通过以下操作来控制Ton：
检测所输入的干线电压的零点，并响应于此，产生脉冲时序参考电压，所述脉冲时序参考电压具有在不大于一个循环周期的脉冲时序参考电压持续时间上相对于时间而增大的值；
在与电流控制开关并联的功率电容器的振荡周期期间，检测所述功率电容器上的最小电压，并响应于此，产生谷值检测信号；
响应于所述谷值检测信号，向脉冲时序电容器发送充电电流；
将脉冲时序电容器上的电压与脉冲时序参考电压相比较，并将Ton设置为等于开始发送充电电流与比较结果指示满足比较准则之间的时延。
9.根据权利要求8所述的方法，还包括：基于给定的参考电压来控制所述输出电压，其中，控制所述输出电压包括：
将与所述输出电压成比例的电压与所述给定的参考电压相比较，并响应于此，产生电压误差信号；以及
基于所述电压误差信号，调节至所述脉冲时序电容器的所述充电电流。
10.根据权利要求1所述的方法，其中：
所述偏移包括：
在每个循环周期中相对于第一和第二半循环周期产生具有起始时间和持续时间的时序窗，以及
仅在所述时序窗内产生所述电流控制脉冲序列；其中，时序窗起始时间和时序窗持续时间使得在第二半循环周期期间产生的所有Ton值之和实质上大于在第一半循环周期期间产生的所有Ton值之和；以及
在每个循环周期内产生电流控制脉冲序列通过以下操作来控制Ton：
检测所输入的干线电压的零点，并且响应于此，产生脉冲时序参考电压，所述脉冲时序参考电压具有在不大于一个循环周期的脉冲时序参考电压持续时间上相对于时间而增大的值，
在与电流控制开关并联的功率电容器的振荡周期期间，检测所述功率电容器上的最小电压，并响应于此，产生谷值检测信号，
响应于所述谷值检测信号，向脉冲时序电容器发送充电电流，以及
将脉冲时序电容器上的电压与脉冲时序参考电压相比较，并将Ton设置为等于开始发送充电电流与比较结果指示满足比较准则之间的时延。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述时序窗内电流控制脉冲序列中的第n个电流控制脉冲的Ton具有比所述电流控制脉冲序列中的第(n-1)个电流控制脉冲的Ton长的持续时间，其中，在第(n-1)个电流控制脉冲之后产生第n个电流控制脉冲。
12.根据权利要求4所述的方法，其中产生时序窗步骤还包括：
产生在后循环周期中递增计数的第一计数信号，所述第一计数信号在后循环周期结束处或之后切换至递减计数；
产生在后循环周期中递减计数的第二计数信号，所述第二计数信号在后循环周期结束处或之后切换至递增计数；
产生与第一和第二计数信号之间的差的绝对值相等的差信号；
根据差信号和设置信号产生加窗信号。
13.根据权利要求8所述的方法，其中，检测零步骤还包括：
接收干线AC电压信号；
产生幅度与AC干线电压信号的幅度成比例的差分信号；以及
响应于所述差分信号，产生零交叉信号。
14.根据权利要求13所述的方法，其中：
所述偏移包括：
在每个循环周期中相对于第一和第二半循环周期产生具有起始时间和持续时间的时序窗，以及
仅在所述时序窗内产生所述电流控制脉冲序列；其中，时序窗起始时间和时序窗持续时间使得在第二半循环周期期间产生的所有Ton值之和实质上大于在第一半循环周期期间产生的所有Ton值之和；以及
在每个循环周期内产生电流控制脉冲序列通过以下操作来控制Ton：
检测所输入的干线电压的零点，并且响应于此，产生脉冲时序参考电压，所述脉冲时序参考电压具有在不大于一个循环周期的脉冲时序参考电压持续时间上相对于时间而增大的值；
在与电流控制开关并联的功率电容器的振荡周期期间，检测所述功率电容器上的最小电压，并响应于此，产生谷值检测信号；
响应于所述谷值检测信号，向脉冲时序电容器发送充电电流；以及
将脉冲时序电容器上的电压与脉冲时序参考电压相比较，并且将Ton设置为等于开始发送充电电流与比较结果指示满足比较准则之间的时延。
15.一种通过AC/DC功率转换器控制传递至负载的功率的电路，所述AC/DC功率转换器接收干线交流AC电压作为输入，干线AC电压具有在循环周期上以循环方式从零到零变化的绝对电压值的干线电压循环，所述循环周期具有第一半循环周期和第二半循环周期，在第一半循环周期期间绝对电压值从零增大到最大值，在第二半循环周期期间绝对电压值从最大值减小到零，所述电路包括：
整流器，接收干线AC电压，并且产生直流DC电压；
开关式电源SMPS，接收DC电压，产生输出电压，并且将输出电压和驱动电流提供至负载，所述SMPS包括控制开关，所述控制开关在接通和关断状态之间可切换，并且仅在所述接通状态期间导通，以控制传递至负载的输出电压和驱动电流；以及
定时器控制电路，在接通和关断状态之间驱动控制开关，其中，控制电路通过在每个循环周期内产生电流控制脉冲序列，相对于干线电压循环来偏移驱动电流的时序，其中，每个电流控制脉冲使控制开关处于所述接通状态，并且每个电流控制脉冲具有相应持续时间Ton，所述产生具有相对于第一和第二半循环周期的时序，所述时序提供第二半循环周期内所有电流控制脉冲的Ton之和，第二半循环周期内所有电流控制脉冲的Ton之和实质上大于第一半循环周期内所有电流控制脉冲的Ton之和。
16.根据权利要求15所述的电路，其中，循环周期内电流控制脉冲序列中的第n个电流控制脉冲的Ton具有比所述电流控制脉冲序列中的第(n-1)个电流控制脉冲的Ton长的持续时间，其中在第(n-1)个电流控制脉冲之后产生第n个电流控制脉冲。
17.根据权利要求16所述的电路，其中，第n个电流控制脉冲的Ton与第(n-1)个电流控制脉冲的Ton之间的差在至少三(3)个连续电流控制脉冲的范围上是恒定的。
18.根据权利要求15所述的电路，其中，定时器控制电路产生具有相对于第一和第二半循环周期的起始时间和持续时间的时序窗，其中：
定时器控制电路仅在所述时序窗内产生电流控制脉冲序列，以及
时序窗起始时间和时序窗持续时间使得在第二半循环周期期间产生的所有Ton值之和实质上大于在第一半循环周期期间产生的所有Ton值之和。
19.根据权利要求18所述的电路，其中，所述时序窗内电流控制脉冲序列中的第n个电流控制脉冲的Ton具有比所述电流控制脉冲序列中的第(n-1)个电流控制脉冲的Ton长的持续时间，其中，在第(n-1)个电流控制脉冲之后产生第n个电流控制脉冲。
20.根据权利要求19所述的电路，其中，第n个电流控制脉冲的Ton与第(n-1)个电流控制脉冲的Ton之间的差在至少三(3)个连续电流控制脉冲的范围上是恒定的。
21.根据权利要求15所述的电路，还包括：
零点检测电路，检测所输入的干线电压的零点，并且响应于此，产生脉冲时序参考电压，所述脉冲时序参考电压具有在不大于一个循环周期的脉冲时序参考电压持续时间上相对于时间而增大的值；
谷值检测电路，在与电流控制开关并联的功率电容器的振荡周期期间，检测所述功率电容器上的最小电压，并响应于此，产生谷值检测信号；
其中，定时器控制电路响应于所述谷值检测信号向脉冲时序电容器发送充电电流，并且将脉冲时序电容器上的电压与脉冲时序电压相比较，并且将Ton设置为等于开始发送充电电流与比较结果指示满足比较准则之间的时延。
22.根据权利要求21所述的电路，定时器控制电路还包括：
比较器，将脉冲时序电容器上的电压与脉冲时序参考电压相比较，并且产生触发信号；以及
触发器电路，接收触发信号和谷值检测信号，并且将Ton设置为等于开始发送充电电流与比较结果指示满足比较准则之间的时延。
23.根据权利要求22所述的电路，其中，定时器控制电路基于给定的参考电压通过以下操作来控制所述输出电压：
将与所述输出电压成比例的电压与所述给定的参考电压相比较，
响应于此，产生电压误差信号；以及
基于所述电压误差信号，调节至所述脉冲时序电容器的所述充电电流。
24.根据权利要求22所述的电路，其中，定时器控制电路产生具有相对于第一和第二半循环周期的起始时间和持续时间的时序窗，其中：
定时器控制电路仅在所述时序窗内产生所述电流控制脉冲序列；以及
时序窗起始时间和时序窗持续时间使得在第二半循环周期期间产生的所有Ton值之和实质上大于在第一半循环周期期间产生的所有Ton值之和。
25.根据权利要求24所述的电路，还包括：
加窗电路，包括：
在后半循环周期中递增计数的第一计数器，所述第一计数器在后循环周期结束处或之后切换至递减计数，
在后半循环周期中递减计数的第二计数器，所述第二计数器在后循环周期结束处或之后切换至递增计数，
组合电路，接收第一和第二计数器的输出，并且产生第一和第二计数器的输出之间的差的绝对值，以及
比较器，接收组合电路的输出和设置信号，并且产生加窗信号；以及
延迟电路，接收加窗信号，并产生起始和停止信号。
26.根据权利要求25所述的电路，其中，触发器电路还接收起始信号、停止信号以及谷值检测信号，并且将Ton设置为等于开始发送充电电流与比较结果指示满足比较准则之间的时延。
27.根据权利要求21所述的电路，零点检测电路还包括：
放大器，接收与干线AC电压成比例的差分电压，并且产生差分放大干线信号，所述差分电压包括与主电源的正端子上的电压成比例的第一单端电压以及与主电源的负端子上的电压成比例的第二单端电压；以及
比较器，接收差分放大干线信号，并在所述差分放大干线信号等于零时产生零交叉信号。
28.一种利用AC/DC功率转换器控制传递至负载的功率的电路，所述AC/DC功率转换器接收干线交流AC电压作为输入，所述干线AC电压具有干线电压循环，其中绝对电压值在循环周期上从零到零以循环形式变化，所述循环周期具有第一半循环周期和第二半循环周期，在第一半循环周期所述绝对电压值从零增大到最大值，以及在第二半循环周期所述绝对电压值从最大值减小到零，所述电路包括：
整流器，用于接收所述干线AC电压并且产生直流DC电压；
开关模式电源SMPS，用于接收所述DC电压，产生输出电压并且向所述负载提供所述输出电压和驱动电流，所述SMPS包括控制开关，所述控制开关在接通和关断状态之间是可切换的并且仅在所述接通状态期间导通，以控制传递至所述负载的所述输出电压和驱动电流；
滤波器，接收滤波器电流；以及
反馈控制电路，用于在所述接通和关断状态之间驱动所述控制开关，其中所述反馈控制电路通过基于参考干线电流信号与在所述整流器的输出处感测到的电流信号之间的差产生误差信号，并且基于所述误差信号修改所述驱动电流，使得所述参考干线电流信号与所述感测到的电流信号具有近似等同的电流形状，来相对于所述干线电压循环将驱动电流偏移。
29.根据权利要求28所述的电路，还包括：
第一定标单元，所述第一定标单元接收所述误差信号和基于所述输出电压的功率水平信号，并且产生控制输入来控制所述驱动电流。
30.根据权利要求28所述的电路，还包括：
第二定标单元，所述第二定标单元接收所述参考干线电流信号和基于所述输出电压的功率水平信号，并且产生调整过的参考干线电流信号。
31.根据权利要求29或者30所述的电路，其中所述第一或者第二定标单元包括乘法器。
32.根据权利要求28或者30所述的电路，还包括：
加法器，所述加法器接收所述感测到的电流、以及所述参考干线电流信号或者所述调整过的干线电流信号，并且产生所述误差信号。
33.根据权利要求28或32所述的电路，还包括：
钳位电路，所述钳位电路接收所述误差信号，并且当接收到的误差信号的数值在限定工作范围之外时把所述误差信号修改为所述限定工作范围内的最小值或者最大值。
34.根据权利要求33所述的电路，还包括：
平均电路，所述平均电路在所述干线AC电压的至少第一或者第二半循环周期中的限定周期内接收多个误差信号，并且基于在所述限定周期内接收到的多个误差信号的平均产生平均误差信号，其中所述反馈控制电路基于所述平均误差信号修改所述驱动电流。
35.根据权利要求28所述的电路，其中所述反馈控制电路从所述整流器输出处产生的电压中推导出所述参考干线电流信号。
36.根据权利要求28所述的电路，其中所述反馈控制电路从所述干线AC电压中推导出所述参考干线电流信号。
37.根据权利要求29或者30所述的电路，还包括：
输出调节器，所述输出调节器基于接收所述输出电压来控制所述功率水平。
38.根据权利要求30和34所述的电路，其中所述第二定标单元接收所述参考干线电流信号和所述平均误差信号，并且产生调整过的参考干线电流信号。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109922561A (zh) * 2017-12-13 2019-06-21 意法半导体国际有限公司 能够进行模拟调光和数字调光的led控制和驱动电路
CN111183575A (zh) * 2018-04-11 2020-05-19 富士电机株式会社 功率因数改善电路以及使用该功率因数改善电路的开关电源装置
CN111327185A (zh) * 2018-12-14 2020-06-23 泰达电子股份有限公司 用于开关模式功率转换器的突发模式例程
CN111332143A (zh) * 2018-12-18 2020-06-26 李尔公司 用于功率因数校正器(pfc)的可变零电压切换(zvs)混合控制器

Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100904299B1 (ko) * 2008-11-03 2009-06-25 주식회사 실리콘마이터스 역률 보상 회로 및 그 구동 방법
US8644041B2 (en) 2009-01-14 2014-02-04 Nxp B.V. PFC with high efficiency at low load
US8351232B2 (en) 2009-12-28 2013-01-08 Nxp B.V. Power factor corrector with high power factor at low load or high mains voltage conditions
WO2011107257A2 (de) * 2010-03-02 2011-09-09 Minebea Co., Ltd. Elektrisches gerät mit geringer leistungsaufnahme im betriebsbereitschafts-zustand
US10439508B2 (en) 2010-07-27 2019-10-08 Stmicroelectronics S.R.L. Control device of a switching power supply
US8379420B2 (en) 2010-10-13 2013-02-19 Power Integrations, Inc. Controller with punctuated switching control circuit
JP5811329B2 (ja) * 2011-07-08 2015-11-11 東芝ライテック株式会社 電源装置
US20130057229A1 (en) * 2011-09-02 2013-03-07 Intersil Americas Inc. Power factor correction apparatus and method
EP2568588A1 (en) * 2011-09-07 2013-03-13 Nxp B.V. Switched mode converter and methods of controlling switched mode converters
FR2982718B1 (fr) * 2011-11-14 2013-11-22 Schneider Toshiba Inverter Convertisseur de puissance dote d'une source de courant commandee employant un transistor a effet de champ normalement ferme
CN102437727B (zh) * 2011-12-26 2013-10-23 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种升压型pfc控制器
FR2985876B1 (fr) * 2012-01-17 2014-02-14 St Microelectronics Sa Dispositif a capacite variable
ITMI20120088A1 (it) 2012-01-26 2013-07-27 Dora Spa Dispositivo di controllo per un alimentatore a commutazione.
ITMI20120089A1 (it) * 2012-01-26 2013-07-27 Dora Spa Dispositivo di controllo per un alimentatore a commutazione.
KR20130090122A (ko) * 2012-02-03 2013-08-13 삼성전자주식회사 가전기기의 전원 장치
TWI470424B (zh) * 2012-04-16 2015-01-21 Accton Technology Corp 量測裝置與量測方法
US8861230B2 (en) * 2012-05-30 2014-10-14 Astec International Limited Control circuits for power converters
US20130336010A1 (en) * 2012-06-18 2013-12-19 Honeywell International Inc. Systems and methods for operating an ac/dc converter while maintaining harmonic distortion limits
CN104488180B (zh) * 2012-07-19 2017-03-22 三菱电机株式会社 电力变换装置
CN102938617A (zh) * 2012-10-31 2013-02-20 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种交流-直流功率变换器
CN103023330B (zh) * 2012-12-18 2015-08-05 深圳市明微电子股份有限公司 一种开关电源及其自适应多模式控制电路
CZ304363B6 (cs) * 2013-02-07 2014-03-26 České vysoké učení technické v Praze - Fakulta elektrotechnická Zařízení pro automatické testování výkonových kondenzátorů
WO2015045485A1 (ja) * 2013-09-30 2015-04-02 三菱電機株式会社 電力変換装置
US9641063B2 (en) 2014-01-27 2017-05-02 General Electric Company System and method of compensating power factor for electrical loads
US9419513B2 (en) * 2014-02-13 2016-08-16 Infineon Technologies Austria Ag Power factor corrector timing control with efficient power factor and THD
KR101739181B1 (ko) * 2015-04-27 2017-05-23 엘에스산전 주식회사 에너지 저장 시스템
CN105157899A (zh) * 2015-08-19 2015-12-16 南京工程学院 互反向含噪拟方波最大绝对值的搜索方法
US9722506B2 (en) * 2015-09-18 2017-08-01 Power Integrations, Inc. Limit-to-valley ratio circuitry in power converters
US10498257B2 (en) * 2016-06-30 2019-12-03 Astec International Limited Switching power converters controlled with control signals having variable on-times
FR3060230B1 (fr) * 2016-12-14 2019-01-25 Renault S.A.S Procede de commande d'un dispositif de charge embarque sur un vehicule electrique ou hybride.
US10483850B1 (en) 2017-09-18 2019-11-19 Ecosense Lighting Inc. Universal input-voltage-compatible switched-mode power supply
US10530260B2 (en) * 2018-01-19 2020-01-07 Dialog Semiconductor Inc. Adaptive control for zero-voltage switching in a multi-switch switching power converter
CN108599098B (zh) * 2018-06-04 2024-07-02 珠海格力电器股份有限公司 一种过流保护装置、pfc电路、空调及其过流保护方法
US10587189B1 (en) * 2019-04-10 2020-03-10 Infineon Technologies Austria Ag Regulated switched-capacitor converter
US10879788B1 (en) 2019-06-28 2020-12-29 Nxp B.V. Power factor corrector circuit with DCM/CCM algorithm using relation between current ripple and switching interval
US10734887B1 (en) 2019-06-28 2020-08-04 Nxp B.V. Power factor corrector circuit with discontinuous and continuous conduction modes based on a desired switching frequency and an input current
US10734888B1 (en) 2019-06-28 2020-08-04 Nxp B.V. Power factor corrector circuit with discontinuous and continuous conduction modes based on desired peak and input currents
US10848056B1 (en) * 2019-08-19 2020-11-24 Dialog Semiconductor Inc. System and method for improving power factor and THD of a switching power converter
CN110719020B (zh) * 2019-09-23 2020-12-29 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路及控制方法
US11705808B2 (en) * 2021-05-04 2023-07-18 Texas Instruments Incorporated Charge mode control for power factor correction circuit
US11557960B1 (en) * 2021-09-30 2023-01-17 Nxp Usa, Inc. Adaptive enable and disable for valley switching in a power factor correction boost converter

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5371666A (en) * 1992-12-04 1994-12-06 Square D Company Average current mode control apparatus for an AC output amplifier
CN1820406A (zh) * 2003-07-10 2006-08-16 崇贸科技股份有限公司 具有用于功率因数校正的多向量误差放大器的电源供应器
CN1959583A (zh) * 2005-11-04 2007-05-09 富士通将军股份有限公司 电源装置
US7295452B1 (en) * 2006-09-07 2007-11-13 Green Mark Technology Inc. Active power factor correction circuit and control method thereof
US20080211462A1 (en) * 2007-03-04 2008-09-04 Beelab Semiconductor Ltd. Method and apparatus for active power factor correction
CN101282079A (zh) * 2007-04-05 2008-10-08 昂宝电子（上海）有限公司 用于功率控制器的系统和方法

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04188206A (ja) * 1990-11-22 1992-07-06 Hitachi Ltd 電源装置
US5572416A (en) * 1994-06-09 1996-11-05 Lucent Technologies Inc. Isolated input current sense means for high power factor rectifier
US5594630A (en) * 1995-06-27 1997-01-14 Sundstrand Corporation Add-on distortion scrubber for AC power systems
US6137700A (en) * 1997-10-08 2000-10-24 Daikin Industries, Ltd. Converter with a high power factor using a DC center point voltage
US6906503B2 (en) * 2002-01-25 2005-06-14 Precor Incorporated Power supply controller for exercise equipment drive motor
AU2002347601A1 (en) * 2002-09-20 2004-04-08 Stmicroelectronics S.R.L. Power factor correction device for switching power supplies
US7733678B1 (en) * 2004-03-19 2010-06-08 Marvell International Ltd. Power factor correction boost converter with continuous, discontinuous, or critical mode selection
EP1580638B1 (en) * 2004-03-22 2008-05-14 STMicroelectronics S.r.l. Transition mode power factor correction device in switching power supplies
US7268526B1 (en) * 2004-04-21 2007-09-11 National Semiconductor Corporation Switch mode power supply control circuit
DE102004033354B4 (de) * 2004-07-09 2015-06-11 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einem Hochsetzsteller und Ansteuerschaltung
US7812576B2 (en) * 2004-09-24 2010-10-12 Marvell World Trade Ltd. Power factor control systems and methods
US7292013B1 (en) * 2004-09-24 2007-11-06 Marvell International Ltd. Circuits, systems, methods, and software for power factor correction and/or control
US8174855B2 (en) * 2005-10-12 2012-05-08 International Rectifier Corporation Power factor correction integrated circuit with critical conduction mode
WO2008018094A1 (en) * 2006-08-07 2008-02-14 Stmicroelectronics S.R.L. Control device for power factor correction device in forced switching power supplies
TW200906056A (en) * 2007-07-27 2009-02-01 Niko Semiconductor Co Ltd Pulse width modulation controller applied to a switch-mode regulator
US7903433B2 (en) * 2007-12-26 2011-03-08 Texas Instruments Incorporated Current balancing for multi-phase converters
US7936575B2 (en) * 2008-06-24 2011-05-03 Infineon Technologies Austria Ag Synchronous rectifier control using load condition determination
US8284572B2 (en) * 2008-11-20 2012-10-09 Leadtrend Technology Corp. Current control method and apparatus
US8644041B2 (en) 2009-01-14 2014-02-04 Nxp B.V. PFC with high efficiency at low load
US8351232B2 (en) 2009-12-28 2013-01-08 Nxp B.V. Power factor corrector with high power factor at low load or high mains voltage conditions

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5371666A (en) * 1992-12-04 1994-12-06 Square D Company Average current mode control apparatus for an AC output amplifier
CN1820406A (zh) * 2003-07-10 2006-08-16 崇贸科技股份有限公司 具有用于功率因数校正的多向量误差放大器的电源供应器
CN1959583A (zh) * 2005-11-04 2007-05-09 富士通将军股份有限公司 电源装置
US7295452B1 (en) * 2006-09-07 2007-11-13 Green Mark Technology Inc. Active power factor correction circuit and control method thereof
US20080211462A1 (en) * 2007-03-04 2008-09-04 Beelab Semiconductor Ltd. Method and apparatus for active power factor correction
CN101299573A (zh) * 2007-03-04 2008-11-05 蜜蜂工房半导体有限公司 有源功率因子校正的方法和装置
CN101282079A (zh) * 2007-04-05 2008-10-08 昂宝电子（上海）有限公司 用于功率控制器的系统和方法

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109922561A (zh) * 2017-12-13 2019-06-21 意法半导体国际有限公司 能够进行模拟调光和数字调光的led控制和驱动电路
CN109922561B (zh) * 2017-12-13 2021-07-16 意法半导体国际有限公司 能够进行模拟调光和数字调光的led控制和驱动电路
US11296591B2 (en) 2017-12-13 2022-04-05 Stmicroelectronics International N.V. LED control and driving circuit capable of both analog and digital dimming
CN111183575A (zh) * 2018-04-11 2020-05-19 富士电机株式会社 功率因数改善电路以及使用该功率因数改善电路的开关电源装置
CN111183575B (zh) * 2018-04-11 2023-03-21 富士电机株式会社 功率因数改善控制电路
CN111327185A (zh) * 2018-12-14 2020-06-23 泰达电子股份有限公司 用于开关模式功率转换器的突发模式例程
CN111327185B (zh) * 2018-12-14 2024-03-22 泰达电子股份有限公司 用于开关模式功率转换器的突发模式例程
CN111332143A (zh) * 2018-12-18 2020-06-26 李尔公司 用于功率因数校正器(pfc)的可变零电压切换(zvs)混合控制器

Also Published As

Publication number Publication date
US9531257B2 (en) 2016-12-27
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