CN111183575A - 功率因数改善电路以及使用该功率因数改善电路的开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

提供一种即使在以往无法进行软启动动作那样的短时间的瞬间停止时也能够抑制过冲的产生的功率因数改善电路以及使用该功率因数改善电路的开关电源装置。具备：误差信号生成部，其输出将升压斩波器的输出电压与基准电压之差进行放大的信号；响应控制部，其控制该误差信号生成部的响应特性；振荡部，其输出三角波信号；零电流检测部，其检测升压斩波器的电感器电流的零电流；驱动信号生成部，其基于零电流检测信号、误差信号以及三角波信号来生成针对开关元件的驱动信号；以及输入切断检测部，其基于零电流检测信号来检测交流输入电压的切断状态。在输入切断检测部检测到输入切断状态时，与未检测到输入切断状态时相比，振荡部将三角波信号的斜率控制为大的斜率。

Description

功率因数改善电路以及使用该功率因数改善电路的开关电源 装置
技术领域
本发明涉及一种功率因数改善电路以及使用该功率因数改善电路的开关电源装置。
背景技术
75W以上的开关电源装置需要具有功率因数改善功能以满足谐波电流标准。作为这种开关电源装置，提出了以下结构，即该结构具备：全波整流电路，其对交流商用电源的交流电压进行整流；与该全波整流电路的输出侧连接的第一转换器，其由ACDC转换器构成，应用了在改善功率因数的同时得到规定的输出电压的PFC(Power Factor Correction：功率因数校正)转换器；以及与该第一转换器的输出侧连接的第二转换器，其由DCDC转换器构成(例如，参照专利文献1)。
在该专利文献1所记载的现有技术中，在输出电压监视电路中使用3个阈值电压来监视第一转换器的输出电压，由此以3级来监视电源电路的动作状态，并将监视结果输出到VAO钳位控制电路。在该VAO钳位控制电路中，将电压放大器(误差放大器)的输出电压分2级或更多级地控制为任意的钳位电压。
因而，将电压放大器的输出最高电压钳位为2种以上的电压来实质上抑制针对升压转换器的开关元件的最大接通宽度，从而发挥软启动功能。
另外，提出了如下技术：检测交流输入电压的断开状态，即使在交流输入电压的瞬间停止时也可进行软启动动作(参照专利文献2)。
并且，近年来，提出了具有以下功能的控制IC：通过控制功率因数改善电路(PFC)的响应性，来对误差放大器的响应性进行辅助以应对想要抑制功率因数改善电路的输出电压的过冲、过电压或过度的下冲、输出电压下降的用户的要求(参照非专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2010-279190号公报
专利文献2：日本特开2000-116134号公报
非专利文献
非专利文献1：“电流连续模式控制功率因数改善IC(電流連続モード制御力率改善IC)”15/30页，[online]，[2018年2月13日搜索]，因特网<URL：https://felib.fujielectric.co.jp/download/details.htm？dataid＝1734586&site＝japan&lang＝ja>
发明内容
发明要解决的问题
在专利文献1所记载的现有技术中，功率因数改善电路的针对误差放大器输出电压的钳位电压是离散性地准备的，因此可能发生与输入电力的恢复相应地误差放大器的输出电压不是达到钳位电压而是平滑地变化从而能够供给输出电力的情况、以及由于达到钳位电压而施加供给电力限制从而电源装置的输出下降的情况，存在需要按电源装置的电力容量等来变更各钳位电压的问题。
另外，在专利文献2所记载的现有技术中，能够检测交流输入的断开状态，即使在瞬时停止时也能够进行软启动动作，但是存在由于因软启动动作引起的供给电力限制而难以抑制输出电压下降的问题。
并且，在非专利文献1所记载的现有技术中，具有对功率因数改善电路的误差放大器的响应性进行辅助的功能，但是，当在较短时间的瞬间停止中控制IC电源电压虽下降但未下降到低电压误动作防止信号UVLO处于H电平的电压时，无法使软启动功能复位。因此，存在如下未解决的问题：在恢复交流输入时，由于响应性的辅助，误差放大器输出超过需要地提高，使开关动作以宽的接通宽度重新开始，从而有可能产生比不进行辅助的情况更多的过冲。
因此，本发明是着眼于上述以往技术的问题而完成的，目的在于提供一种不使电源系统成本增加、能够抑制输入骤变或负载骤变时的功率因数改善电路的输出电压变化并且即使在控制电路未复位从而无法进行软启动动作那样的短时间的瞬间停止时也能够抑制过冲的产生的功率因数改善电路以及使用该功率因数改善电路的开关电源装置。
用于解决问题的方案
作为本发明的一个方式的功率因数改善电路对升压斩波器的开关元件进行控制来从对交流输入电压进行全波整流而得到的直流电压获得规定的输出电压，该功率因数改善电路具备：误差信号生成部，其输出将升压斩波器的所述输出电压与基准电压之差进行放大的信号；振荡部，其输出三角波信号；零电流检测部，其检测升压斩波器的电感器电流的零电流；驱动信号生成部，其基于该零电流检测部的零电流检测信号、来自误差信号生成部的误差信号以及来自振荡部的三角波信号来生成针对开关元件的驱动信号；以及输入切断检测部，其基于零电流检测部的检测信号来检测交流输入电压的切断状态。在输入切断检测部检测到输入切断状态时，与未检测到输入切断状态时相比，振荡部将三角波信号的斜率控制为大的斜率
另外，本发明所涉及的开关电源装置的一个方式具备具有上述结构的功率因数改善电路。
发明的效果
根据本发明的一个方式，能够提供一种电源系统成本不会增加的、抑制输入骤变或负载骤变时的功率因数改善电路的输出变化并且即使在控制电路未复位从而无法进行软启动那样的短时间的瞬间停止时也不会产生过冲的功率因数改善电路以及使用该功率因数改善电路的开关电源。
附图说明
图1是表示本发明所涉及的具备功率因数改善电路的开关电源装置的一个实施方式的电路图。
图2是表示图1的功率因数改善电路的具体结构的电路图。
图3是表示图2中的斜坡振荡部的具体结构的电路图。
图4是表示图3的第一恒流电路和第二恒流电路的具体结构的电路。
图5是表示斜坡振荡部的动作的信号波形图。
图6是说明上拉控制部的动作的信号波形图。
图7是说明本发明的功率因数改善电路的动作的信号波形图。
图8是表示不设置输入切断检测部的情况下的交流输入电压的瞬间停止状态短的情况下的动作的信号波形图。
图9是表示不设置输入切断检测部的情况下的交流输入电压的瞬间停止状态长的情况下的动作的信号波形图。
具体实施方式
接着，参照附图来说明本发明的一个实施方式。在以下的附图的记载中，对相同或者类似的部分标注相同或者类似的标记。
另外，以下所示的实施方式用于例示用于将本发明的技术思想具体化的装置、方法，本发明的技术思想并没有将结构部件的材质、形状、构造、配置等指定为下述的材质、形状、构造、配置等。本发明的技术思想能够在权利要求书所记载的权利要求所规定的技术范围内施加各种变更。
以下，参照附图来说明本发明的一个实施方式所涉及的开关电源装置。
如图1所示，开关电源装置1具备交流电源2以及对该交流电源2的交流输入电压进行全波整流的全波整流电路3。另外，开关电源装置1具备被输入全波整流电路3的直流输出电压的、作为功率因数改善电路的升压型的第一转换器10、以及由电流谐振型转换器形成的第二转换器20。
第一转换器10具备连接于全波整流电路3的正极输出侧与负极输出侧之间的升压斩波器11。该升压斩波器11具备平滑用电容器C1、连接于全波整流电路3的正极输出侧的电感器L1以及二极管D1的串联电路。另外，升压斩波器11具备连接于二极管D1的阴极侧与全波整流电路3的负极输出侧之间的输出电容器C2、以及连接于电感器L1同二极管D1的阳极侧的连接点与全波整流电路3的负极输出侧之间的升压用开关元件Q1。并且，第一转换器10具备对升压用开关元件Q1进行驱动的作为功率因数改善控制电路的功率因数改善控制用IC 14。
功率因数改善控制用IC 14具备控制用电源端子VCC、作为输出电压检测端子的反馈端子FB、电压误差检测补偿用端子COMP、电流检测端子CS、用于连接决定斜坡振荡部27的振荡波形的电阻的电阻连接用端子RT、以及输出端子OUT。
虽未图示，但是控制用电源端子VCC被输入利用由设置于第二转换器20的变压器的辅助绕组感应得到的电压而生成的控制电压Vcc。
反馈端子FB与分压电阻R11同R12的连接点P0连接，该分压电阻R11和R12连接于输出电容器C2同第二转换器20的连接点与接地之间，第一转换器10的输出电压Vo的分压电压作为反馈电压VFB被输入到反馈端子FB。
用于去除后述的误差放大器21的放大输出的波动成分的电容器C12与RC相位补偿电路15并联连接于电压误差检测补偿用端子COMP。RC相位补偿电路15被设为：电阻R15与电容器C15串联连接，来使误差放大器21的放大输出中含有的比输入频率的2倍的频率高的频带的增益下降为比0dB低，以将该频带截止。
在电流检测端子CS上，经由电阻Ris被输入连接于全波整流电路3的直流负极输出侧与接地之间来检测电感器电流IL1的电流检测用电阻Rcs的检测电压。另外，滤波用电容器Cis连接于电阻Ris同电流检测端子CS的连接点与接地之间。
从输出端子OUT输出用于驱动升压用开关元件Q1的被脉宽调制后的驱动信号SDV。
另外，如图2所示，功率因数改善控制用IC 14具备作为误差信号生成部的误差放大器21、零电流检测部22、低电压误动作防止部23、功率因数控制动作检测部24、轻负载状态检测部25、过电压保护部26、作为振荡部的斜坡振荡部27、输入切断检测部28、以及驱动信号生成部29。
误差放大器21的反相输入侧被提供输入到反馈端子FB的反馈电压VFB，非反相输入侧被提供用于指示目标输出电压的基准电压Vref1。由该误差放大器21以及电容器C12和RC相位补偿电路15来生成将基准电压Vref1与反馈电压VFB的电压差放大而得到的误差信号VCOMP。通过电容器C12和RC相位补偿电路15来对误差放大器21的输出电流中含有的波动成分进行平滑化，由此稳定状态的误差信号VCOMP成为大致直流电压。
零电流检测部22检测流过电感器L1的脉动电流的零或者与零接近的值。用电流检测用电阻RCS检测出的与电感器电流IL1相应的负电压被电平移位部30上拉。流过电流检测用电阻RCS的电流的绝对值越小则该电平移位部30的输出电压VLS成为越高的电压。该电平移位部30的输出电压VLS被滤波器22a去除了噪声后被输入到比较器22b的非反相输入端子。该比较器22b的反相输入端子被输入基准电压Vref2，该基准电压Vref2是比与零电流相当的电压稍低的电压。因而，当通过升压用开关元件Q1断开来使电感器电流IL1减少而成为零电流时，从比较器22b输出高电平的检测信号。
比较器22b的输出侧与掩模电路(mask circuit)22c连接，该掩模电路22c被提供从后述的驱动信号生成部29的RS型触发器29d的否定输出端子/Q输出的否定输出信号QB。该掩模电路22c用于防止升压用开关元件Q1刚刚断开之后的噪声所导致的误动作，当否定输出信号QB上升为高电平时(即当升压用开关元件Q1关断时)，在经过规定时间(例如700ns)之前不将作为输入信号的比较器22b的输出的变化传递到后级(保持否定输出信号QB将要上升为高电平之前的输出)。
另一方面，当交流输入电压被切断时，电流不再流过电感器L1，因此比较器22b和掩模电路22c的输出维持高电平。
从该零电流检测部22输出的零电流检测信号ZCD被输出到输入切断检测部28和驱动信号生成部29。
低电压误动作防止部23具有比较器23a，该比较器23a的反相输入端子与控制用电源端子VCC连接，该比较器23a具有滞后特性。该比较器23a的非反相输入端子被输入作为低电压阈值的基准电压Vref3(由于具有滞后特性，因此实际上，由上侧的基准电压Vref32和下侧的基准电压Vref31这2个基准电压构成)。该比较器23a在控制电压Vcc高于基准电压Vref3的情况下输出表示正常状态的低电平的低电压误动作防止信号UVLO，在控制电压Vcc低于基准电压Vref3的情况下输出表示低电压异常的高电平的低电压误动作防止信号UVLO。
功率因数控制动作检测部24具有比较器24a，该比较器24a的非反相输入端子与反馈端子FB连接。该比较器24a的反相输入侧被输入作为功率因数改善动作阈值电压的基准电压Vref4。因而，比较器24a输出如下的功率因数改善动作检测信号PFC_OK：该功率因数改善动作检测信号PFC_OK在反馈电压VFB为基准电压Vref4以上时成为高电平，在反馈电压VFB小于基准电压Vref4时成为低电平。比较器24a的输出侧与设置于输入切断检测部28的或门28e的一个输入侧连接。由此，功率因数改善动作检测信号PFC_OK被输入到或门28e。
轻负载状态检测部25具有比较器25a，该比较器25a的反相输入端子被提供误差信号VCOMP，该比较器25a具有滞后特性。该比较器25a的非反相输入端子被输入例如0.60V和0.70V的基准电压Vref5。因而，从比较器25a输出如下的轻负载检测信号LLD：该轻负载检测信号LLD当误差信号VCOMP为0.60V以下时为高电平，之后在误差信号VCOMP变为0.70V以上时恢复为低电平。该轻负载检测信号LLD被提供到输入切断检测部28。负载越轻则误差信号VCOMP越小，因此当负载在某种程度上变轻时，轻负载检测信号LLD变为高电平。
过电压保护部26具有比较器26a，该比较器26a的非反相输入端子被提供反馈端子FB的反馈电压VFB。该比较器26a的非反相输入端子被提供与最大的反馈电压VFB接近的基准电压Vref6。因而，当反馈电压VFB变为基准电压Vref6以上时判断为过电压状态，输出高电平的过电压保护信号OVP。该过电压保护信号OVP被提供到后述的响应控制部40的下拉控制部42。
斜坡振荡部27输出作为三角波信号的锯齿状波信号，并且，在被输入从单触发电路(单触发脉冲生成部的一例)53输出的单触发脉冲POS之后，当规定时间没有输入下一个单触发脉冲POS时，输出高电平的脉冲信号Tonmax。
在图3中表示该斜坡振荡部27的具体结构，在图5中表示呈现其动作的信号波形图。如图3所示，斜坡振荡部27具备：第二恒流电路27b同P沟道MOSFET 27c的串联电路与第一恒流电路27a的并联电路，其中，第一恒流电路27a与被输入控制电压Vcc的端子连接，第二恒流电路27b与被输入控制电压Vcc的端子连接；串联连接于该并联电路与接地之间的P沟道MOSFET 27d和充放电用电容器Ct；以及与该充放电用电容器Ct并联连接的放电用的N沟道MOSFET 27e。由经由P沟道MOSFET 27d来串联连接的第一恒流电路27a和充放电用电容器Ct来构成了充电部。
另外，斜坡振荡部27具备：比较器27f，该比较器27f的非反相输入端子连接于P沟道MOSFET 27d、充放电用电容器Ct以及N沟道MOSFET 27e的连接点；以及与该比较器27f的反相输入端子连接的基准电压生成部27g。比较器27f相当于将充放电用电容器Ct的充电电压与基准电压Vref27f(后述其详情)进行比较的比较部的一例。另外，斜坡振荡部27还具备RS型触发器27k和计时器27m。
基准电压生成部27g具备第一基准电源27h1、第二基准电源27h2、以及对这些第一基准电源27h1和第二基准电源27h2进行选择的选择部27i。第一基准电源27h1的第一基准电压Vref71(第一参照电压的一例)决定锯齿状波信号的下限电压，第二基准电源27h2的第二基准电压Vref72(第二参照电压的一例)决定锯齿状波信号的上限电压。即，设定为Vref72>Vref71。
选择部27i具备独立地与第一基准电源27h1和第二基准电源27h2串联连接的模拟开关AS1和AS2，在比较器27f的输出为低电平时选择第二基准电压Vref72，在比较器27f的输出为高电平时选择第一基准电压Vref71。然后，所选择的第二基准电压Vref72或者第一基准电压Vref71作为基准电压Vref27f被输入到比较器27f的反相输入端子。这样，选择部27i相当于基准电压选择部的一例，该基准电压选择部基于比较器27f的输出信号(比较信号的一例)来将提供到比较器27f的第一基准电压Vref71和比第一基准电压Vref71高的第二基准电压Vref72选择为基准电压Vref27f。
而且，比较器27f的输出端子与N沟道MOSFET 27e的栅极及RS型触发器27k的置位端子S连接。该RS型触发器27k的复位端子R与被输入后述的单触发电路53的单触发脉冲POS的开始信号输入端子S连接，肯定输出端子Q与P沟道MOSFET 27d的栅极连接。单触发电路53的单触发脉冲POS被输入到计时器27m的复位输入端子R，计时器27m的输出端子O与脉冲输出端子PO连接。当规定时间没有输入高电平的单触发脉冲POS时，计时器27m输出脉冲信号Tonmax。
另外，P沟道MOSFET 27c的栅极经由逻辑反相电路27j来与被输入来自输入切断检测部28的斜率控制信号SLC的斜率控制端子SC连接，充放电用电容器Ct同放电用的N沟道MOSFET 27e的连接点与斜坡输出端子Ramp连接。以下，标记“Ramp”也被用作从斜坡输出端子Ramp输出的斜坡信号的标记。
在此，如图4所示，第一恒流电路27a和第二恒流电路27b构成为电流镜电路。即，在电流镜电路中，N沟道MOSFET QN1与漏极同栅极彼此结合的二极管连接中的输入侧P沟道MOSFET QP0串联连接于被提供控制电压Vcc的端子与电阻连接用端子RT之间。在电阻连接用端子RT与接地之间连接有用于决定斜坡振荡部27的锯齿状波信号的形状的电阻Rt(电阻值也设为Rt)。
N沟道MOSFET QN1的栅极与运算放大器(operational amplifier)OP的输出端子连接，该运算放大器OP的非反相输入侧被输入基准电压Vref0，反相输入端子与N沟道MOSFET QN1的源极连接。在输入侧P沟道MOSFET QP0的栅极上连接有构成第一恒流电路27a的P沟道MOSFET QP1的栅极以及构成第二恒流电路27b的P沟道MOSFET QP2的栅极。通过运算放大器OP的虚短来向电阻Rt施加基准电压Vref0，基准电流I0＝Vref0/Rt的电流IO流过QP0、QN1、Rt的串联电路。
在该电流镜电路中，与同向运算放大器OP提供的基准电压Vref0相应的基准电流I0成正比的电流流过构成第一恒流电路27a的P沟道MOSFET QP1及QP2。
而且，在斜坡振荡部27中，当充放电用电容器Ct的电压达到第二基准电压Vref72从而比较器27f的输出信号、即N沟道MOSFET 27e的栅极电压Vg27e成为高电平时，N沟道MOSFET 27e接通从而充放电用电容器Ct的电荷被放电，在充放电用电容器Ct的电压达到第一基准电压Vref71时，比较器27f的输出信号、即N沟道MOSFET 27e的栅极电压Vg27e成为低电平，充放电用电容器Ct的放电停止。这样，N沟道MOSFET 27e相当于放电部的一例，该放电部基于比较器27f的输出信号(比较信号的一例)来对充放电用电容器Ct的充电电荷进行放电。
如图5所示，向比较器27f的反相输入端子输入的基准电压Vref27f仅在充放电用电容器Ct被放电的短时间内成为第一基准电压Vref71，在除此以外的时间为第二基准电压Vef72。
此外，如果使N沟道MOSFET 27e的源极不为接地电位而是与第一基准电压Vref71连接，则能够更可靠地使锯齿状波的斜坡信号Ramp的最低电压为第一基准电压Vref71。关于该充放电用电容器Ct的充电，在输入到斜率控制端子SC的斜率控制信号SLC为低电平时，P沟道MOSFET 27c为断开状态，因此仅利用来自第一恒流电路27a的恒流来进行充电。因此，锯齿状波的斜坡信号Ramp的斜率如图5的(a)所示那样平缓。
与此相对地，在斜率控制信号SLC为高电平时，P沟道MOSFET 27c为接通状态，由此利用第一恒流电路27a及第二恒流电路27b的恒流之和的恒流来进行充电。因此，如图5的(b)所示，锯齿状波的斜坡信号Ramp的斜率陡峭。
通过输入到开始信号输入端子S的单触发电路53的单触发脉冲POS来开始斜坡振荡部27的振荡动作。当输入单触发脉冲POS时RS型触发器27k被复位，P沟道MOSFET 27d的栅极电压Vg27d变为低电平，充放电用电容器Ct的充电开始。此外，如上所述，通过N沟道MOSFET27e进行放电的结果是，即将开始充电之前的充放电用电容器Ct的电压为第一基准电压Vref71。
然后，当锯齿状波的斜坡信号Ramp达到上限的第二基准电压Vref72时，RS型触发器27k被置位，P沟道MOSFET 27d的栅极电压Vg27d变为高电平，充放电用电容器Ct的充电停止。另外，在该时刻，如上所述那，充放电用电容器Ct被放电，并被保持为充放电用电容器Ct的第一基准电压Vref71。该状态一直持续到下一个单触发脉冲POS输入为止。
如图2所示，输入切断检测部28具备D型触发器28a、2个切断信号保持用的RS型触发器28b及28c、以及或门28e。D型触发器28a具备数据端子D、反相时钟端子CK、复位端子R以及肯定输出端子Q。数据端子D被输入零电流检测部22的零电流检测信号ZCD。反相时钟端子CK被输入从后述的驱动信号生成部29的RS型触发器29d的肯定输出端子Q输出的驱动用脉冲信号QQ。复位端子R被输入低电压误动作防止部23的低电压误动作防止信号UVLO。
因而，当在驱动用脉冲信号QQ下降的时间点零电流检测信号ZCD为高电平、即变为检测到电感电流为零电流的状态时，D型触发器28a从肯定输出端子Q输出表示交流输入电压的切断状态的高电平的输入切断检测信号ACS。这是基于如下原理：如后所述，只要交流输入电压不被切断，当升压用开关元件Q1为接通状态时流过电流检测用电阻RCS的电流就持续增加，因此升压用开关元件Q1关断的瞬间的零电流检测信号ZCD应该一定成为低电平。而且，在D型触发器28a的复位端子R被输入了高电平的低电压误动作防止信号UVLO时，或者在驱动用脉冲信号QQ下降的时间点零电流检测信号ZCD变为低电平时(即不再为零电流时)，该高电平的输入切断检测信号ACS被反转为低电平。
从该D型触发器28a的肯定输出端子Q输出的高电平的输入切断检测信号ACS被2个RS型触发器28b及28c所保持。RS型触发器28b是通过向置位端子S输入的输入切断检测信号ACS的上升沿来被置位的触发器(例如，由数据输入端子固定为高电平、时钟端子被输入输入切断检测信号ACS的D型触发器电路构成。)，输入切断检测信号ACS的保持状态一直持续到轻负载检测信号LLD变为高电平为止，所保持的输入切断检测信号ACS被提供到后述的下拉控制部42。
另外，RS型触发器28c是置位优先的触发器，高电平的输入切断检测信号ACS的保持状态一直持续到输入切断检测信号ACS变为低电平并且低电压误动作防止信号UVLO或者功率因数改善动作检测信号PFC_OK变为高电平(即，或门28e的输出信号变为高电平)为止，所保持的输入切断检测信号ACS作为斜率控制信号SLC被输入到斜坡振荡部27的斜率控制端子SC。
另外，从D型触发器28a的肯定输出端子Q输出的输入切断检测信号ACS被提供到后述的上拉控制部41。
误差信号VCOMP的响应特性由响应控制部40控制。该响应控制部40具备用于将误差放大器21的输出上拉的上拉控制部41、以及用于将误差放大器21的输出下拉来固定为比低电压误动作防止部23的阈值电压低的低电压(低电位)的下拉控制部42。
上拉控制部41具备连接于内部偏置电源端子与误差放大器21的输出之间的P沟道MOSFET 41a与上拉电阻41b的串联电路。另外，上拉控制部41具备比较器41c、RS型触发器41d、以及或门41e。
比较器41c的非反相输入端子被输入向反馈端子FB输入的反馈电压VFB，反相输入端子经由选择开关41f被输入第一基准电压Vref81和第二基准电压Vref82。在此，第一基准电压Vref81和第二基准电压Vref82被设定为：第一基准电压Vref81是比第二基准电压Vref82大的值(Vref81>Vref82)。
而且，选择开关41f在从RS型触发器41d的肯定输出端子Q输出的输出信号为低电平时选择第一基准电压Vref81，在上述输出信号为高电平时选择第二基准电压Vref82。
RS型触发器41d的置位端子S被输入比较器41c的输出信号UVP，复位端子R被输入低电压误动作防止部23的低电压误动作防止信号UVLO，从肯定输出端子Q输出的输出信号被提供到选择开关41f及或门41e的负逻辑输入端子。
或门41e的输入端子被输入从输入切断检测部28的D型触发器28a输出的输入切断检测信号ACS以及比较器41c的输出信号UVP，负逻辑输入端子被输入RS型触发器41d的输出信号SFFQ。而且，或门41e的输出端子被提供到P沟道MOSFET 41a的栅极。
在此，结合图6来说明上拉控制部41的动作。
首先，当低电压误动作防止信号UVLO如图6的(a)所示那样在时间点t01成为低电平从而升压斩波器11的升压用开关元件Q1的开关动作被开始时，与其相应地升压斩波器11的输出电压上升。与其相应地，反馈电压VFB如图6的(b)所示那样开始增加。此时，RS型触发器41d的肯定输出端子Q的输出信号SFFQ维持低电平，因此通过选择开关41f来选择了第一基准电压Vref81。
之后，当反馈电压VFB增加从而在时间点t02达到第一基准电压Vref81时，比较器41c的输出信号UVP如图6的(c)所示那样成为高电平。由此，RS型触发器41d被置位，从肯定输出端子Q输出的输出信号SFFQ如图6的(d)所示那样从低电平反转为高电平。
因此，通过选择开关41f来选择第二基准电压Vref82。之后，例如当负载变重来从轻负载状态切换为重负载状态、反馈电压VFB在时间点t03下降为第二基准电压Vref82以下时，比较器41c的输出信号UVP如图6的(c)所示那样从高电平反转为低电平。此时，低电压误动作防止信号UVLO维持低电平，由此RS型触发器41d维持置位状态。
若设为在该状态下输入交流输入电压，则从输入切断检测部28的D型触发器28a的肯定输出端子Q输出的输入切断检测信号ACS维持低电平。因而，或门41e的输出信号从高电平反转为低电平，并被提供到P沟道MOSFET 41a的栅极。因此，P沟道MOSFET 41a成为接通状态，误差放大器21的输出被上拉。反馈电压VFB是第一转换器10的输出电压Vo、即升压斩波器11的输出电压的分压电压。也就是说，反馈电压VFB是基于升压斩波器11的输出电压的电压。因而，上拉控制部41构成为：在基于升压斩波器11的输出电压来从轻负载状态切换为重负载状态时将误差放大器21的输出电压上拉。
当误差放大器21的输出被上拉从而误差信号VCOMP的值变大时升压用开关元件Q1的接通宽度变宽，向输出侧传递更大的能量，输出电压Vo及其分压电压即反馈电压VFB转为上升。之后当反馈电压VFB在时间点t04超过第二基准电压Vref82时，比较器41c的输出信号VUVP恢复为高电平，该高电平的输出信号VUVP经由或门41e被提供到P沟道MOSFET 41a的栅极。因此，P沟道MOSFET 41a成为断开状态，上拉动作被停止。
另外，当控制电压Vcc下降从而低电压误动作防止信号UVLO从低电平变为高电平时，复位优先的RS型触发器41d的肯定输出端子Q的输出信号成为低电平，因此或门41e的输出信号成为高电平，P沟道MOSFET 41a成为断开状态，误差放大器21的输出的上拉动作被停止。
因而，在上拉控制部41中，在从反馈电压VFB超过第一基准电压Vref81起到成为第二基准电压Vref82以下为止的期间内、以及控制电压Vcc成为基准电压Vref3以下从而低电压误动作防止信号UVLO成为高电平的期间内，上拉动作被停止。因此，能够在启动时、成为低电压误动作防止状态时提高响应性来抑制成为过电压状态。
下拉控制部42具有连接于误差放大器21的输出端子与接地之间的下拉电阻42a与N沟道MOSFET 42b的串联电路。另外，下拉控制部42具备RS型触发器42d、与门42e、或门42f以及计时器42g。
RS型触发器42d的复位端子被输入计时器42g的输出信号，置位端子被输入低电压误动作防止信号UVLO，从肯定输出端子Q输出的输出信号被提供到与门42e的一个输入端子。
与门42e的另一个输入端子被输入过电压保护部26的过电压保护信号OVP，与门42e的输出信号被输入到或门42f和计时器42g。
当计时器42g的输入信号、即与门42e的输出信号变为高电平的状态持续了规定期间时，计时器42g输出高电平的脉冲信号，来对RS型触发器42d进行复位。由此，能够对与门42e的输出变为高电平来使N沟道MOSFET 42b接通的期间设置限制。
此外，RS型触发器42d在开关电源装置1的启动时被低电压误动作防止信号UVLO置位，因此当过电压保护信号OVP成为高电平时，与门42e的输出变为高电平，N沟道MOSFET42b接通。然后，如上所述，当与门42e的输出信号成为高电平的状态持续了规定期间时，RS型触发器42d被复位，下拉控制部42的下拉动作结束。此后，在低电压误动作防止信号UVLO再次变为高电平之前，由过电压保护信号OVP导致的下拉动作不会变为有效。
或门42f除了被输入与门42e的输出信号以外，还被输入低电压误动作防止信号UVLO以及从输入切断检测部28的RS型触发器28b的肯定输出端子Q输出的输出信号。该或门42f的输出信号被输入到N沟道MOSFET 42b的栅极。
因而，在下拉控制部42中，在RS型触发器28b的肯定输出或者低电压误动作防止信号UVLO成为高电平时(低电压误动作防止部23为动作状态)、或者过电压保护信号OVP成为高电平且RS型触发器42d被置位时，N沟道MOSFET 42b成为接通状态。由此，误差信号VCOMP被下拉来固定为比开关动作停止阈值(Vref71)低的电压。
驱动信号生成部29具备开始信号生成部29a、脉宽调制用比较器(脉宽调制部的一例)29b、或门29c、RS型触发器29d、与门29e、驱动器29f、以及重启计时器29g。
开始信号生成部29a具备：延迟电路51，其被输入前述的零电流检测部22的零电流检测信号ZCD；或门52，其被输入该延迟电路51的延迟信号和重启计时器29g的输出信号；以及单触发电路53，其基于该或门52的输出信号来输出单触发信号。
脉宽调制用比较器29b的非反相输入端子被输入从斜坡振荡部27输出的斜坡信号Ramp，反相输入端子被输入误差信号VCOMP，从输出端子输出脉宽调制信号。
或门29c被输入脉宽调制用比较器29b的脉宽调制信号、从斜坡振荡部27输出的脉冲信号Tonmax、来自过电流保护部60的过电流保护信号OCP。
RS型触发器29d的置位端子S被输入开始信号生成部29a的单触发脉冲POS，复位端子R被输入或门29c的输出信号。从该RS型触发器29d的肯定输出端子Q输出的驱动用脉冲信号QQ被输入到前述的输入切断检测部28，并且被输入到重启计时器29g。另外，从RS型触发器29d的否定输出端子/Q输出的否定输出信号QB被输入到掩模电路22c。
与门29e被输入RS型触发器29d的驱动用脉冲信号QQ，并且负逻辑输入端子被输入低电压误动作防止信号UVLO。该与门29e的输出信号被提供到驱动器29f，从该驱动器29f输出的驱动信号SDV从输出端子OUT输出到升压斩波器11的升压用开关元件Q1的栅极。
接着，结合图7来说明上述实施方式的动作。
在从交流电源2向全波整流电路3供给交流电源的状态下，交流电源被全波整流电路3进行全波整流，从而图7的(a)所示的具有将正弦波的半个周期折回的形状的电压波形的输入电压Vin被提供到电感器L1。在供给该交流电源的状态下，从未图示的电源电路向功率因数改善控制用IC 14提供控制电压Vcc。
然后，输入电压Vin被电感器L1和升压用开关元件Q1进行升压后通过二极管D1，并被输出电容器C2平滑化后，作为大致直流电压的固定的输出电力被供给到第二转换器20。该第二转换器20例如由具有谐振用电容器、绝缘变压器以及开关元件的LLC电流谐振型转换器构成，从变压器的次级侧输出稳定化直流电力。
在此，在正常地提供交流电源的情况下，从驱动信号生成部29将图7的(g)所示的驱动信号SDV提供到升压用开关元件Q1的栅极，被输入到功率因数改善控制用IC 14的反馈端子FB的反馈电压VFB如图7的(b)所示那样维持大致固定电压。
因此，误差信号VCOMP也如图7的(i)所示那样为大致固定值。
在该状态下，输入到功率因数改善控制用IC 14的电流检测端子CS的、由电流检测用电阻RCS检测的与电感器电流相应的电压为负电压，流过电流检测用电阻RCS的电流越多，则上述电压的绝对值越大。当流过电流检测用电阻RCS的电流为零时电流检测端子CS的电压也为零。输入到该电流检测端子CS的电流被电平移位部30进行电平移位从而被变换为正的电压。流过电流检测用电阻RCS的电流越小，则变换后的输出电压VLS越高。
该输出电压VLS被提供到零电流检测部22，并在比较器22b中与比相当于零电流的电压稍低的基准电压Vref2进行比较，由此，在成为VLS≥Vref2时比较器22b的输出信号变为高电平，能够判断为零电流。使该比较器22b的输出信号通过掩模电路22c，由此能够使零电流检测信号ZCD成为去除了刚刚进行开关动作之后的噪声的影响的检测信号。
该零电流检测信号ZCD被提供到驱动信号生成部29的开始信号生成部29a并被延迟电路51延迟规定时间后经由或门52提供到单触发电路53。从该单触发电路53输出的单触发脉冲POS被提供到RS型触发器29d的置位端子，来对该RS型触发器29d进行置位。即，进行如下的临界动作：当升压用开关元件Q1断开后检测到电感器电流变为零时，使升压用开关元件Q1导通。当升压用开关元件Q1导通时零电流检测信号ZCD在短时间内返回到低电平，因此此时的零电流检测信号ZCD为短脉冲信号。
与此同时，零电流检测信号ZCD被提供到输入切断检测部28的D型触发器28a的数据端子D。该D型触发器28a的负逻辑的时钟端子被输入从驱动信号生成部29的RS型触发器29d的肯定输出端子Q输出的驱动用脉冲信号QQ。此时，将被延迟电路51相对于零电流检测信号ZCD进行了延迟的延迟信号提供到单触发电路53来形成了单触发脉冲POS，因此驱动用脉冲信号QQ比零电流检测信号ZCD的上升晚地上升。
因而，在D型触发器28a中，在驱动用脉冲信号QQ的下降沿输出零电流检测信号ZCD的状态。此时，在正在提供交流输入电压的状态下，除了流过电流检测用电阻RCS的电流为零或极少的电流的情况以外，零电流检测信号ZCD均为低电平。另一方面，当升压用开关元件Q1为接通状态时流过电流检测用电阻RCS的电流能够持续增加，因此升压用开关元件Q1关断的瞬间的零电流检测信号ZCD应该必然为低电平。
因此，D型触发器28a在决定升压用开关元件Q1的关断的驱动用脉冲信号QQ的下降沿存储零电流检测信号ZCD的值，因此当从D型触发器28a的肯定输出端子Q输出的信号不是低电平而是高电平时，能够判断为交流输入电压被切断。因而，能够将从D型触发器28a的肯定输出端子Q输出的输出信号作为输入切断检测信号ACS。
在时间点t1～时间点t2的期间内，正在输入交流输入电压，从全波整流电路3向电感器L1提供着全波整流输出，因此从D型触发器28a输出的输入切断检测信号ACS如图7的(h)所示那样维持低电平。
因此，RS型触发器28b及28c也维持复位状态。
从D型触发器28a输出的输入切断检测信号ACS被提供到上拉控制部41的或门41e。在该上拉控制部41中，设为反馈电压VFB超过第一基准电压Vref81且RS型触发器41d被置位。在该状态下，由选择开关41f选择了第二基准电压Vref82，当设为反馈电压VFB比第二基准电压Vref82高时，比较器41c的输出信号UVP为高电平。因此，比较器41c的输出信号UVP通过或门41e后被提供到P沟道MOSFET 41a的栅极，由此该P沟道MOSFET 41a成为断开状态，针对误差放大器21的输出的上拉动作被停止。
另一方面，输入切断检测部28的RS型触发器28b为复位状态，因此低电平的输出信号被提供到下拉控制部42的或门42f。此时，在过电压保护部26的比较器26a中，反馈电压VFB比基准电压Vref6低，因此过电压保护信号OVP为低电平。因此，与门42e的输出维持低电平。而且，低电压误动作防止信号UVLO也为低电平，因此或门42f的输出信号为低电平，N沟道MOSFET 42b被控制为断开状态。因此，由下拉控制部42进行的针对误差放大器21的下拉动作被停止。
并且，输入切断检测部28的RS型触发器28c维持复位状态，因此低电平的输出信号被提供到斜坡振荡部27的斜率控制端子SC。因此，在斜坡振荡部27中，低电平的输出信号被逻辑反相电路27j进行了逻辑反相后提供到P沟道MOSFET 27c的栅极，因此该P沟道MOSFET27c成为断开状态。
因而，仅第一恒流电路27a的恒流被提供到充放电用电容器Ct，因此充放电用电容器Ct的电荷的积累平缓。由此，如图5的(a)所示，生成了以下的斜率小的锯齿状波：充放电用电容器Ct的端子间电压平缓地上升，在达到了第二基准电压Vref72时，充放电用电容器Ct被放电，其端子间电压一口气下降至第一基准电压Vref71。该斜率小的锯齿状波作为斜坡信号Ramp被提供到驱动信号生成部29的脉宽调制用比较器29b。
脉宽调制用比较器29b基于斜坡信号Ramp和误差信号VCOMP来生成脉宽调制信号，该脉宽调制信号经由或门29c被提供到RS型触发器29d的复位端子R。从RS型触发器29d的肯定输出端子Q输出驱动用脉冲信号QQ，从否定输出端子/Q输出否定输出信号QB。驱动用脉冲信号QQ经由与门29e和驱动器29f从输出端子OUT输出到升压用开关元件Q1的栅极，并且输出到输入切断检测部28的D型触发器28a。
接着，当从正常地输入该交流电源的状态起在时间点t2产生了交流电源2的瞬间停止时，没有输入电压Vin从全波整流电路3输入到电感器L1(平滑用电容器C1的容量小，因此C1的电荷在短时间内消失)，由此反馈电压VFB如图7的(c)所示那样逐渐下降。与此同时，提供到功率因数改善控制用IC 14的控制电压Vcc也如图7的(f)所示那样逐渐下降。
另外，在驱动信号生成部29中，暂时持续输出驱动信号SDV，升压用开关元件Q1持续接通/断开的状态，但是由于交流输入被切断，因此升压用开关元件Q1的源极-漏极间电压Vds如图7的(e)所示那样保持零不变，反馈电压VFB不增加而是持续减少。
这样，当交流电源被切断时，流过电流检测用电阻RCS的电流变为零，因此零电流检测部22的比较器22b的输出信号变为保持高电平不变，如图7的(b)所示，在大致时间点t2变为保持高电平不变的零电流检测信号ZCD被输出到输入切断检测部28。此外，关于零电流检测信号ZCD，在正常施加交流电源从而升压用开关元件Q1的开关动作正常进行时，如上所述那样生成在开关元件从断开切换为接通的时刻成为高电平的脉冲，但是为了简化说明，在图7的(b)中未图示该脉冲，仅示出了交流电源被切断时生成的高电平的信号。
因此，在驱动信号生成部29的RS型触发器29d的驱动用脉冲信号QQ下降的时间点(t3)，从D型触发器28a的肯定输出端子Q存储高电平的零电流检测信号ZCD，该高电平的零电流检测信号ZCD如图7的(h)所示那样，作为上升为高电平的输入切断检测信号ACS被提供到RS型触发器28b及28c，来对这些RS型触发器28b及28c进行置位。
因此，从RS型触发器28b的肯定输出端子Q输出的高电平的输出信号经由下拉控制部42的或门42f被提供到N沟道MOSFET 42b。因此N沟道MOSFET 42b成为接通状态，开始进行针对误差放大器21的输出的下拉动作。此外，在时间点(t3)输入切断检测信号ACS上升为高电平，由此或门41e被输入高电平的输入切断检测信号ACS。由此，P沟道MOSFET 41a成为断开状态，误差放大器21的输出的上拉被中止(停止)。这样，上拉控制部41构成为：在输入切断检测部28检测到交流输入电压的切断状态时(即在输入切断检测信号ACS上升为高电平时)，中止误差放大器21的输出电压的上拉。
因此，误差信号VCOMP如图7的(i)所示那样以比较陡峭的坡度减少。
与此同时，RS型触发器28c的高电平的肯定输出信号被提供到斜坡振荡部27的斜率控制端子SC。因此，在斜坡振荡部27中，高电平的肯定输出信号被逻辑反相电路27j反转为低电平后提供到P沟道MOSFET 27c，由此该P沟道MOSFET 27c成为接通状态。因而，第一恒流电路27a和第二恒流电路27b的恒流加在一起提供到充放电用电容器Ct，由此充放电用电容器Ct被急速地充电。因此，如图7的(m)所示，上升的斜率大的锯齿状波的斜坡信号Ramp从斜坡振荡部27被输出到脉宽调制用比较器29b。
因此，与提供到斜率控制端子SC的信号为低电平的情况相比，针对相同的误差信号VCOMP的从脉宽调制用比较器29b输出的脉宽调制信号的脉冲宽度变窄。
此外，由于从零电流检测部22输出的零电流检测信号ZCD维持高电平，因此无法由开始信号生成部29a基于零电流检测信号ZCD形成单触发信号SOS。针对该情况，重启计时器29g基于RS型触发器29d的驱动用脉冲信号QQ生成开始信号，并将其提供到或门52。
然后，当在时间点t4误差信号VCOMP达到开关动作停止阈值即斜坡振荡部27的第一基准电压Vref71时，脉宽调制用比较器29b的输出始终为高电平，复位优先的RS型触发器29d始终被复位，因此驱动信号SDV的输出如图7的(g)所示那样被停止。
另外，当误差信号VCOMP由于下拉控制部42的功能而持续减少、在时间点t5误差信号VCOMP成为轻负载状态检测部25的基准电压Vref5以下时，从比较器25a输出的轻负载检测信号LLD变为高电平。因此，输入切断检测部28的RS型触发器28b被复位，其输出变为低电平。
此时，控制电压Vcc未下降为低电压误动作防止部23的基准电压Vref3以下，因此低电压误动作防止信号UVLO维持低电平。因此，下拉控制部42的或门42f的输出变为低电平，N沟道MOSFET 42b断开，下拉控制部42的下拉动作停止。由此，基于2个输入信号之差来尝试提高误差信号VCOMP的误差放大器21的原本的功能开始起作用，误差信号VCOMP在时间点t5开始上升。
然而，从斜坡振荡部27输出的斜坡信号Ramp的上升的倾斜陡峭，因此被限制为从脉宽调制用比较器29b输出的脉宽调制信号的接通状态的宽度窄的状态。因此，即使在来自交流电源的输入恢复的时间点误差信号VCOMP在某种程度上变大，升压用开关元件Q1的接通时间也比通常时短，因此能够发挥软启动功能。
之后，当在时间点t6误差信号VCOMP超过开关动作停止阈值的第二基准电压Vref72时从脉宽调制用比较器29b再次输出脉宽调制信号，RS型触发器29d不再是始终被复位的状态。由此，从肯定输出端子Q输出驱动用脉冲信号QQ，从输出端子OUT向升压用开关元件Q1的栅极输出驱动信号SDV。
然而，即使在该时间点t6，交流的输入电压Vin也持续切断状态，因此从零电流检测部22输出的零电流检测信号ZCD维持高电平。升压用开关元件Q1的源极-漏极间电压Vds也如图7的(e)所示那样保持零不变。
另一方面，当反馈电压VFB下降为功率因数控制动作检测部24的基准电压Vref4以下时，作为比较器24a的输出信号的功率因数改善动作检测信号PFC_OK如图7的(d)所示那样从高电平反转为低电平。
在该状态下，交流的输入电压Vin的提供被切断的状态仍持续，因此反馈电压VFB如图7的(c)所示那样减少趋势持续。
然后，当在时间点t7交流的输入电压Vin的提供重新开始时，零电流检测信号ZCD从高电平反转为低电平，并成为随着开关元件的开关动作而仅在零电流或者其附近之后的少许期间为高电平的通常动作。
即，由开始信号生成部29a开始生成基于零电流检测信号ZCD的开始信号，通过基于零电流检测信号ZCD的单触发脉冲POS来对RS型触发器29d依次进行置位。
从开关元件的开关动作开始的时间点t7起反馈电压VFB开始增加，但是在该时间点t7从斜坡振荡部27输出的斜坡信号Ramp的上升的倾斜陡峭，因此升压用开关元件Q1的接通状态的期间被限制得短，软启动功能得以发挥。
之后，在时间点t8，反馈电压VFB超过功率因数控制动作检测部24的基准电压Vref4，因此作为该比较器24a的输出信号的功率因数改善动作检测信号PFC_OK如图7的(d)所示那样从低电平反转为高电平。因此，输入切断检测部28的RS型触发器28c被复位，输入到斜坡振荡部27的斜率控制端子SC的输出信号反转为低电平。
因而，斜坡振荡部27的P沟道MOSFET 27c被控制为断开状态，向充放电用电容器Ct提供的充电电流被限制为仅有第一恒流电路27a。因此，充放电用电容器Ct的端子间电压的增加率(dV/dt)变少，锯齿状波的上升时的倾斜变得平缓。该斜坡信号Ramp被输入到驱动信号生成部29的脉宽调制用比较器29b，因此脉宽调制信号的接通的宽度变宽，反馈电压VFB的增加率增大。
这样，根据上述实施方式，也可以进行以下的锯齿状波的斜率控制：在发生交流输入电压的瞬间停止时，由输入切断检测部28检测交流输入电压的切断状态，在交流输入电压的切断状态持续的期间内，将从斜坡振荡部27输出的斜坡信号Ramp的上升的倾斜控制为比未发生交流输入电压的切断时的倾斜大。
因此，在发生了交流输入电压的瞬间停止时，能够将向构成升压斩波器的开关元件提供的驱动信号的接通状态的脉冲宽度限制得窄，来发挥软启动功能。因而，能够抑制瞬间停止、启动时的过冲的产生。
而且，在用于发挥软启动功能的结构中，与对斜坡振荡部27的充放电电容器进行充电的恒流电路并联地设置有恒流电路与开关部的串联电路，仅对开关部进行开闭控制就能够容易地变更锯齿状波的斜率。
另外，由上拉控制部41和下拉控制部42来控制误差放大器21的响应特性。而且，在检测到交流输入电压的切断时，在控制电源超过第一基准电压之前的期间，限制用于提高误差放大器21的响应特性的上拉控制部41的上拉动作。因此，能够防止在交流输入电压恢复后由于过度的上拉动作而成为过电压状态。
顺带一提，在前述的实施方式中，在不设置输入切断检测部28的情况下，无法控制斜坡振荡部27的锯齿状波的斜率，因此在交流电源的瞬间停止时无法限制提供到升压转换器的开关元件的驱动信号的脉冲宽度来发挥软启动功能，有时会产生过冲。
首先，考虑以下情况：如图8所示，关于交流电源的瞬间停止，控制电压Vcc未下降至低电压误动作防止部23的基准电压Vref31以下，低电压误动作防止信号UVLO未成为高电平。在交流电源停止的时间点t12，反馈电压VFB减少，控制电压Vcc也减少。与前述的实施方式不同的是，即使在交流电源停止的状态下，也不会向下拉控制部42的或门42f输入被输入切断检测信号ACS置位的RS型触发器28b的输出信号，因此不执行下拉动作。另外，由于不向上拉控制部41的或门41e输入高电平的输入切断检测信号ACS，因此执行上拉动作，误差信号VCOMP上升。并且，不会使从斜坡振荡部27输出的斜坡信号Ramp的上升的倾斜发生变化，因此无法发挥软启动功能。
之后，当在时间点t13交流电源的输入重新开始时，由于上拉控制部的上拉动作，误差信号VCOMP变得过大，因此与其相应地输出电压Vo以大的斜率陡峭上升，在时间点t14产生过冲。
另一方面，在交流电源的瞬间停止变长、控制电压Vcc下降至低电压误动作防止部23的基准电压Vref31以下的情况下，如图9所示，在控制电压Vcc达到低电压误动作防止部23的基准电压Vref31的时间点t12'，低电压误动作防止信号UVLO变为高电平。
由此，RS型触发器41d被复位，或门41e的负逻辑输入端子的输入成为低电平，或门41e的输出成为高电平，上拉控制部41的上拉动作停止。另外，下拉控制部42的N沟道MOSFET42b成为接通状态，针对误差放大器21的输出执行下拉动作，误差信号VCOMP被固定为比开关动作停止阈值低的电压。
之后当在时间点t13来自交流电源的交流输入电压的提供重新开始时，与其相应地反馈电压VFB上升，并且控制电压Vcc也上升。
然后，当在时间点t13'控制电压Vcc达到低电压误动作防止部23的基准电压Vref32时，低电压误动作防止信号UVLO恢复为低电平，下拉控制部42的下拉动作被解除。由此，误差放大器21开始进行通常的动作，误差信号VCOMP上升，在时间点t14'驱动信号SDV的输出重新开始。由此，反馈电压VFB上升。在该情况下，误差信号VCOMP从低的值逐渐上升，因此实现了软启动动作。
因而，在不设置输入切断检测部28的情况下，在交流电源的瞬间停止短从而控制电压Vcc未达到低电压误动作防止部23的基准电压Vref31的情况下会产生输出电压的过冲。
在本实施方式中，设置用于检测交流电源的切断状态的输入切断检测部28，并且，在检测到输入切断状态时，斜坡振荡部27进行使锯齿状波的上升的斜率(dV/dt)变大的斜率控制，因此即使在短时间的交流电源的瞬间停止时也能够发挥软启动功能，能够防止输出电压的过冲。
此外，在上述实施方式中，应用了MOSFET来作为升压用开关元件Q1，但是也能够应用IGBT、双极晶体管等开关元件。
附图标记说明
1：开关电源装置；2：交流电源；3：全波整流电路；10：第一转换器；11：升压斩波器；14：功率因数改善控制用IC；21：误差放大器；22：零电流检测部；23：低电压误动作防止部；24：功率因数控制动作检测部；25：轻负载状态检测部；26：过电压保护部；27：斜坡振荡部；28：输入切断检测部；40：响应控制部；41：上拉控制部；42：下拉控制部。

Claims (9)

1.一种功率因数改善电路，对升压斩波器的开关元件进行控制来从对交流输入电压进行全波整流而得到的直流电压获得规定的输出电压，该功率因数改善电路的特征在于，具备：
误差信号生成部，其输出将所述升压斩波器的所述输出电压与基准电压之差进行放大的信号；
振荡部，其输出三角波信号；
零电流检测部，其检测所述升压斩波器的电感器电流的零电流；
驱动信号生成部，其基于该零电流检测部的零电流检测信号、来自所述误差信号生成部的误差信号以及来自所述振荡部的三角波信号来生成针对所述开关元件的驱动信号；以及
输入切断检测部，其基于所述零电流检测部的检测信号来检测所述交流输入电压的切断状态，
其中，在所述输入切断检测部检测到输入切断状态时，与未检测到输入切断状态时相比，所述振荡部将所述三角波信号的斜率控制为大的斜率。
2.根据权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于，
当在所述驱动信号生成部的驱动信号指示关断所述开关元件的时刻所述零电流检测部检测到零电流时，所述输入切断检测部判断为所述交流输入电压被切断。
3.根据权利要求2所述的功率因数改善电路，其特征在于，
所述输入切断检测部具有：数据端子被输入所述零电流检测部的零电流检测信号、时钟端子被输入所述驱动信号生成部的驱动信号的D型触发器；以及保持该D型触发器的输出信号的RS型触发器。
4.根据权利要求1至3中的任一项所述的功率因数改善电路，其特征在于，
具备低电压误动作防止部，该低电压误动作防止部生成用于防止因所输入的控制电源的下降而导致的误动作的误动作防止信号。
5.根据权利要求4所述的功率因数改善电路，其特征在于，
具有响应控制部，该响应控制部控制所述误差信号生成部的响应特性，
该响应控制部在由所述振荡部将所述振荡部的三角波信号的斜率控制为大的斜率的期间，中止用于提高所述误差信号生成部的响应特性的控制。
6.根据权利要求5所述的功率因数改善电路，其特征在于，
所述响应控制部具备：上拉控制部，其在基于所述升压斩波器的输出电压来从轻负载状态切换为重负载状态时将所述误差信号生成部的输出电压上拉；以及下拉控制部，其在所述低电压误动作防止部为动作状态时将所述误差信号生成部的输出电压下拉来固定为低电位，其中，所述上拉控制部在所述输入切断检测部检测到交流输入电压的切断状态时，中止所述误差信号生成部的输出电压的上拉。
7.根据权利要求1至6中的任一项所述的功率因数改善电路，其特征在于，
所述驱动信号生成部具备：脉宽调制部，其基于来自所述误差信号生成部的误差信号以及来自所述振荡部的三角波信号来生成脉宽调制信号；单触发脉冲生成部，其基于来自所述零电流检测部的零电流检测信号来生成单触发脉冲；以及RS型触发器，该RS型触发器的置位端子被输入从该单触发脉冲生成部输出的单触发脉冲，该RS型触发器的复位端子被输入从所述脉宽调制部输出的脉宽调制信号。
8.根据权利要求1至7中的任一项所述的功率因数改善电路，其特征在于，
所述振荡部具备：充电部，其是将第一恒流电路与电容器串联连接而成的；与所述第一恒流电路并联连接的、第二恒流电路与开关元件的串联电路；比较部，其将所述电容器的充电电压与基准电压进行比较；放电部，其基于该比较部的比较信号来使所述电容器的充电电荷放电；以及基准电压选择部，其基于所述比较部的比较信号来将向所述比较部提供的第一参照电压和比该第一参照电压高的第二参照电压选择为基准电压。
9.一种开关电源装置，其特征在于，具备根据权利要求1至8中的任一项所述的功率因数改善电路来作为第一变换器，并具有与所述第一变换器的输出连接的第二变换器。
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