JP6543121B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関する。

従来、様々な電気製品にスイッチング電源装置が搭載されている。スイッチング電源装置には、出力電圧に基づく帰還電流（フィードバック電流）に基づいてスイッチング制御を行うことで出力電圧を安定化させるものがある。

また、このようなスイッチング電源装置には、軽負荷状態において通常よりも電圧値を低くした出力電圧を安定化して出力し、省電力化を図るものもある。

特開２００９−３０３４７４号公報

しかしながら、上記従来のスイッチング電源装置では、出力電圧を低くして動作させる場合に、帰還電流によって電力が消費されるという問題があった。例えば帰還構成としてフォトカプラを用いた場合、フォトカプラの感度によっては例えば１次側の帰還電流として１５０μＡが流れる場合に２次側の帰還電流として１次側の３倍である４５０μＡが流れることがあった。

上記問題点に鑑み、本発明は、低出力電圧動作のときの消費電力を抑えることが可能となるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、
１次巻線と、２次巻線と、前記１次巻線側に設けられた補助巻線とを有したトランスと、
前記１次巻線の経路上に設けられた少なくとも一つのスイッチング素子と、を備えたスイッチング電源装置であって、
前記補助巻線に発生する電圧に基づく電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
前記スイッチング電源装置の出力電圧に基づき帰還電流を生成するフィードバック回路と、
前記整流平滑回路の出力電圧に基づく電源電圧が印加される電源端子と、前記帰還電流に基づく電圧が印加されるフィードバック端子とを有し、前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御回路と、を備え、
前記帰還電流に基づき前記制御回路により前記出力電圧を一定とすべく前記スイッチング素子をスイッチング制御する通常動作から、前記制御回路により前記帰還電流は用いずに前記電源電圧の検出信号に基づくフィードバック制御によって前記電源電圧を一定とすべく前記スイッチング素子のスイッチングを行う電源電圧安定化制御による低電圧出力動作への移行が可能であり、
前記電源電圧安定化制御のときに前記フィードバック回路は前記帰還電流を遮断する構成としている（第１の構成）。

また、上記構成において、前記低電圧出力動作への移行のときに、前記フィードバック回路は、前記出力電圧を低下させるような前記帰還電流を生成することとしてもよい（第２の構成）。

また、上記第２の構成において、前記出力電圧の低下に応じて前記電源電圧が低下して所定の下限電圧に達すると、前記制御回路は、前記帰還電流に基づき前記電源電圧を低下させようとすると共に、前記電源電圧が前記下限電圧を下回らないよう制限するような電圧低下制限制御を開始し、
前記電圧低下制限制御を第１の所定時間継続すると、前記制御回路は、前記電源電圧安定化制御を開始することとしてもよい（第３の構成）。

また、上記第３の構成において、前記電源電圧安定化制御が第２の所定時間継続すると、前記フィードバック回路は前記帰還電流を遮断することとしてもよい（第４の構成）。

また、上記第２〜第４のいずれかの構成において、前記フィードバック回路は、前記出力電圧を分圧するための分圧抵抗を調整する分圧抵抗調整部を有しており、
前記分圧抵抗調整部による前記分圧抵抗の調整によって、前記出力電圧を低下させるような前記帰還電流が生成されることとしてもよい（第５の構成）。

また、上記第５の構成において、前記フィードバック回路は、前記分圧抵抗調整部と前記出力電圧の分圧後の電圧に基づき１次側帰還電流を生成する電圧検出部とを有した電流制御部と、前記１次側帰還電流に応じた前記帰還電流を生じさせるフォトカプラと、を備えることとしてもよい（第６の構成）。

また、上記第１〜第６のいずれかの構成において、前記電源電圧安定化制御が行われているときに、前記フィードバック回路によって所定の前記帰還電流が生成されると、これを検出した前記制御回路は、動作状態を前記通常動作に復帰させることとしてもよい（第７の構成）。

また、上記第１の構成において、前記制御回路へ通知するための電流を流すフォトカプラを前記フィードバック回路とは別に備え、
前記フォトカプラに流れる電流が遮断されたことを前記制御回路が検出すると、前記制御回路は前記電源電圧安定化制御を開始することとしてもよい（第８の構成）。

また、二つの前記スイッチング素子から構成されて入力電圧が一端に印加されるブリッジ構造にその一端が接続される共振コンデンサを更に備え、前記制御回路は周波数変調によって前記スイッチング素子をスイッチングする上記第１〜第８のいずれかの構成のスイッチング電源装置であって、
前記電源電圧安定化制御のときに前記制御回路は断続的なスイッチング制御を行うこととしてもよい（第９の構成）。

また、上記第９の構成において、前記断続的なスイッチング制御が行われるとき、スイッチング期間における一方の前記スイッチング素子をオンとする期間の総和と他方の前記スイッチング素子をオンとする期間の総和とを一致させていることとしてもよい（第１０の構成）。

また、二つの前記スイッチング素子から構成されて入力電圧が一端に印加されるブリッジ構造にその一端が接続される共振コンデンサを更に備え、前記制御回路は周波数変調によって前記スイッチング素子をスイッチングする上記第１〜第１０のいずれかの構成のスイッチング電源装置であって、
前記トランスは密結合であって、前記２次巻線と直列に接続された第１コイルと、前記第１コイルと密結合された第２コイルとを更に備え、
前記補助巻線と前記第２コイルとの直列接続構成に生じる電圧は前記整流平滑回路によって整流平滑されることとしてもよい（第１１の構成）。

また、本発明の別態様に係る電気機器は、上記第５又は第６の構成としたスイッチング電源装置と、前記分圧抵抗調整部を制御する制御部と、を備えることとしている（第１２の構成）。

また、本発明の別態様に係る電気機器は、上記第８の構成としたスイッチング電源装置と、前記フォトカプラに流す電流を制御する制御部と、を備えることとしている（第１３の構成）。

また、本発明の別態様に係る電気機器は、上記第１〜第１１のいずれかの構成としたスイッチング電源装置と、前記スイッチング電源装置の出力側に接続された蓄電部と、前記蓄電部の充電状態を検出する検出部と、を備え、
前記電源電圧安定化制御が行われているときに前記検出部により前記蓄電部の充電量は充分であることが検出されると、前記制御回路は前記電源電圧安定化制御を解除すると共に前記スイッチング素子のスイッチングを停止することとしている（第１４の構成）。

また、上記第１４の構成において、前記検出部は、前記フィードバック回路を介して前記帰還電流を生成することにより、前記蓄電部の充電量が充分であることを前記制御回路に通知することとしてもよい（第１５の構成）。

また、上記目的を達成するために本発明の別態様に係るスイッチング電源装置は、
１次巻線と、２次巻線とを有したトランスと、
前記トランスの１次側に配された二つの前記スイッチング素子から構成されて入力電圧が一端に印加されるブリッジ構造と、
前記ブリッジ構造にその一端が接続される共振コンデンサと、
周波数変調によって前記スイッチング素子をスイッチングする制御回路と、を備えたスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、断続的なスイッチング制御を行うことで低電圧出力動作を行い、その際、スイッチング期間における一方の前記スイッチング素子をオンとする期間の総和と他方の前記スイッチング素子をオンとする期間の総和とを一致させている構成としている（第１６の構成）。

また、上記第１６の構成において、前記入力電圧を生成する力率改善回路と、当該スイッチング電源装置の出力電圧に応じた帰還信号を前記制御回路に与えるフィードバック回路と、を更に備え、
前記低電圧出力動作を行う際に通常動作時よりも前記力率改善回路の出力電圧の設定値が高く設定されることとしている（第１７の構成）。

また、上記第１６の構成において、前記入力電圧を生成する力率改善回路と、当該スイッチング電源装置の出力電圧に応じた帰還信号を前記制御回路に与えるフィードバック回路と、を更に備え、
前記低電圧出力動作を行う際に通常動作時よりも前記力率改善回路の出力電圧の設定値が低く設定される、又は前記力率改善回路の動作が停止されることとしてもよい（第１８の構成）。

また、上記第１６〜第１８のいずれかの構成において、前記スイッチング期間における周波数は、周波数変調の最高制御周波数であることとしてもよい（第１９の構成）。

また、上記第１６〜第１９のいずれかの構成において、前記トランスは１次側に補助巻線を更に有して密結合であり、
前記２次巻線と直列に接続された第１コイルと、
前記第１コイルと密結合される第２コイルと、
前記補助巻線と前記第２コイルとの直列接続構成に生じる電圧を整流平滑する整流平滑回路と、を更に備え、
前記整流平滑回路の出力電圧に基づく電源電圧が前記制御回路に供給されることとしてもよい（第２０の構成）。

本発明によると、低出力電圧動作のときの消費電力を抑えることが可能となる。

本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置を含む電気機器の構成を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電流制御部の一構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置における動作モード切替時の各種波形を示すタイミングチャートである。 本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置における動作モード切替に関するフローチャートである。 本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置を含む電気機器の構成を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置における動作モード切替時の各種波形を示すタイミングチャートである。 本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置を含む電気機器の構成を示す図である。 本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置における動作モード切替に関するフローチャートである。 本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源装置を含む電気機器の構成を示す図である。 本発明の第５実施形態に係るスイッチング電源装置を含む電気機器の構成を示す図である。 本発明の第６実施形態及び第７実施形態に係るスイッチング電源装置を含む電気機器の構成を示す図である。 共振型のスイッチング電源装置における周波数変調の制御周波数と電圧変換比との関係の一例を概略的に示す図である。 本発明の第７実施形態に係る断続的なスイッチング制御によるスイッチング波形の一例を示す図である。 本発明の第７実施形態に係る断続的なスイッチング制御によるスイッチング波形の一例を示す図である。 本発明の第７実施形態に係る断続的なスイッチング制御によるスイッチング波形の一例を示す図である。 本発明の第８実施形態に係るスイッチング電源装置を含む電気機器の構成を示す図である。

＜第１実施形態＞
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を図１に示す。図１は、スイッチング電源装置を含めた電気製品としての構成を示している。

図１に示すスイッチング電源装置１は、ＡＣ／ＤＣコンバータであって、ダイオードブリッジＤＢ１と、起動抵抗Ｒｓｔと、キャパシタＣ１と、トランスＴ１と、第１ダイオードＤ１と、第１出力キャパシタＣｏ１と、第２ダイオードＤ２と、第２出力キャパシタＣｏ２と、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２と、スイッチングトランジスタＭ１と、検出抵抗Ｒｓと、制御回路（制御ＩＣ）１０と、電流制御部１１と、フォトカプラ１２を備えている。

ダイオードブリッジＤＢ１は、入力される商用交流電圧などの交流電圧Ｖａｃを全波整流する。キャパシタＣ１は、全波整流後の電圧を平滑して直流電圧Ｖｄｃを生成する。例えば、Ｖａｃ＝１００Ｖの場合、Ｖｄｃ＝１４４Ｖとなる。

トランスＴ１は、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、及び１次側に設けられた補助巻線Ｎ３を有している。

スイッチングトランジスタＭ１、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、第１ダイオードＤ１、及び第１出力キャパシタＣｏ１は、第１コンバータ（メインコンバータ）を構成する。当該第１コンバータは、フライバック方式のＤＣ／ＤＣコンバータに相当する。

第１出力キャパシタＣｏ１の一端は接地される。第１出力キャパシタＣｏ１の他端と２次巻線Ｎ２の一端の間に、そのカソードが第１出力キャパシタＣｏ１側となる向きの第１ダイオードＤ１が設けられる。２次巻線Ｎ２の他端は接地される。

１次巻線Ｎ１の一端には直流電圧Ｖｄｃが印加される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）であるスイッチングトランジスタＭ１のドレインは、１次巻線Ｎ１の他端に接続される。スイッチングトランジスタＭ１のソースは、スイッチングトランジスタＭ１を流れる電流を検出するための検出抵抗Ｒｓを介して接地電位の印加端に接続される。検出抵抗Ｒｓに生じる電圧信号は、制御回路１０の電流検出端子ＣＳに入力される。

スイッチングトランジスタＭ１のゲートには、制御回路１０の出力端子ＯＵＴから出力されるスイッチング信号が入力される。

直流電圧Ｖｄｃは、スイッチングトランジスタＭ１によるスイッチング（オン／オフ）によってチョッピング（切り分け）され、トランスＴ１を介して２次側にエネルギー伝達される。そして、２次側で生じた方形波の交流電圧を第１ダイオードＤ１及び第１出力キャパシタＣｏ１によって整流平滑することにより、所望の直流電圧である出力電圧Ｖｏｕｔが出力端Ｐ１に生成される。出力端Ｐ１には負荷Ｌ１が接続される。

また、出力端Ｐ１には、電源回路２の入力端に接続される。電源回路２は出力電圧Ｖｏｕｔをマイコン３用の電源電圧に変換し、当該電源電圧をマイコン３に供給する。

電流制御部１１とフォトカプラ１２からフィードバック回路が構成される。電流制御部１１のより具体的な構成を図２に示す。図２に示すように、電流制御部１１は、電圧検出部１１Ａと、分圧抵抗調整部１１Ｂと、抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ４を備えている。

抵抗Ｒ３及びＲ４は、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧するための抵抗である。分圧抵抗調整部１１Ｂは、マイコン３によって制御され、抵抗Ｒ４を含めた合成抵抗を調整する回路である。分圧抵抗調整部１１Ｂは、例えば不図示の各種抵抗と各種スイッチを含んでおり、マイコン３により上記スイッチが切替えられることによって抵抗Ｒ４を含めた合成抵抗が調整される。これにより、分圧抵抗としての上記合成抵抗が調整される。

抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４を含めた合成抵抗により出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した出力電圧Ｖｏｕｔ’は、電圧検出部１１Ａに入力される。電圧検出部１１Ａは、出力電圧Ｖｏｕｔ’と不図示の基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を検出し、検出された誤差に応じた電流値の２次側帰還電流Ｉｆ２をフォトカプラ１２の発光ダイオード１２Ａに流す。

２次側帰還電流Ｉｆ２が流れることによりフォトカプラ１２のフォトトランジスタ１２Ｂに流れる１次側帰還電流Ｉｆ１は、制御回路１０のフィードバック端子ＦＢを介して流れる。制御回路１０は、１次側帰還電流Ｉｆ１に基づき、出力電圧Ｖｏｕｔ’が基準電圧Ｖｒｅｆと一致するようにパルスが調節されるスイッチング信号を生成し、出力端子ＯＵＴから出力したスイッチング信号によってスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが一定に安定制御される。

より具体的には、制御回路１０は、フィードバック端子ＦＢに接続されるプルアップ抵抗（不図示）を有しており、１次側帰還電流Ｉｆ１が多く流れるほど、フィードバック端子ＦＢの印加電圧Ｖｆｂは低くなる。制御回路１０は、上記印加電圧Ｖｆｂと電流検出端子ＣＳにより検出される電流に基づき、スイッチング信号を生成する。

スイッチングトランジスタＭ１、補助巻線Ｎ３、第２ダイオードＤ２、及び第２出力キャパシタＣｏ２は、第２コンバータ（補助コンバータ）を構成する。補助巻線Ｎ３の一端と、第２出力キャパシタＣｏ２の一端との間には、そのカソードが第２出力キャパシタＣｏ２側を向くように第２ダイオードＤ２が設けられる。補助巻線Ｎ３、及び第２出力キャパシタＣｏ２のそれぞれの他端は接地される。第２ダイオードＤ２と第２出力キャパシタＣｏ２は整流平滑回路を構成する。

制御回路１０の電源端子ＶＣＣには、第２出力キャパシタＣｏ２の一端が接続される。制御回路１０のハイ電圧端子ＶＨは、その一端がダイオードブリッジＤＢ１に接続される起動抵抗Ｒｓｔの他端に接続される。制御回路１０は、ハイ電圧端子ＶＨと電源端子ＶＣＣの間に接続される起動回路（不図示）を内蔵する。

また、第２出力キャパシタＣｏ２の一端と接地電位の印加端との間には、分圧用の抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２が直列に接続される。抵抗Ｒ１とＲ２の接続点には、制御回路１０の電圧検出端子ＶＳが接続される。

次に、以上のような構成であるスイッチング電源装置１の動作について説明する。

ユーザによる電源投入（交流電圧Ｖａｃのオン）時に、制御回路１０が備える起動回路（不図示）は、起動抵抗Ｒｓｔ、ハイ電圧端子ＶＨ、及び電源端子ＶＣＣを介して充電電流を流すことにより、第２出力キャパシタＣｏ２を充電し、制御回路１０を起動させる。起動後は、第２出力キャパシタＣｏ２に生じる電圧が電源電圧として電源端子ＶＣＣに印加される。なお、第２出力キャパシタＣｏ２の充電電圧が所定電圧に達したときに起動回路は充電電流を遮断する。

制御回路１０は、起動するとスイッチングトランジスタＭ１のスイッチングを開始し、１次側帰還電流Ｉｆ１に基づくスイッチング制御を継続し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。そして、出力電圧Ｖｏｕｔが通常動作用の目標電圧に達すると、フィードバック回路による帰還電流に基づき制御回路１０は出力電圧Ｖｏｕｔが上記目標電圧となって安定化するようスイッチングトランジスタＭ１をスイッチング制御する。通常動作時には、マイコン３の制御により、分圧抵抗調整部１１Ｂは、抵抗Ｒ４を含めた合成抵抗を通常動作用の抵抗値に調整する。これにより、通常動作時には、抵抗Ｒ３と上記調整された抵抗Ｒ４を含めた合成抵抗により出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した出力電圧Ｖｏｕｔ’に基づき帰還電流が生成され、出力電圧Ｖｏｕｔは上記目標電圧に安定制御される。

次に、このような通常動作から低電圧出力動作へ移行する場合について、図３のタイミングチャート、及び図４のフローチャートも参照して説明する。

軽負荷状態においてマイコン３は、低電圧出力動作へ移行させるべく、分圧抵抗調整部１１Ｂを制御して、抵抗Ｒ４を含めた合成抵抗を通常動作時よりも大きく調整する。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔ’は高めに設定され、２次側帰還電流Ｉｆ２及び１次側帰還電流Ｉｆ１が最大値に設定される（図３のタイミングｔ１）。このとき、フィードバック端子ＦＢの印加電圧Ｖｆｂは最小値に設定される。これにより、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングはオフが維持され、出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。

出力電圧Ｖｏｕｔの低下に応じて電源端子ＶＣＣに印加される電源電圧Ｖｃｃも低下する。そして、電源電圧Ｖｃｃが所定の下限電圧に達したことを電圧端子ＶＳにより検出すると、制御回路１０は電源電圧Ｖｃｃが上記下限電圧を下回らないよう制限すべくスイッチング制御を行う(タイミングｔ２)。以降、１次側帰還電流Ｉｆ１（印加電圧Ｖｆｂ）により電源電圧Ｖｃｃを低下させようとすると共に、電源電圧Ｖｃｃが上記下限電圧を下回らないよう制限するような制御（電圧低下制限制御）が行われる（図４のステップＳ１）。これにより、電源電圧Ｖｃｃが異常に低くなって制御回路１０が動作を停止することを防止できる。

このような電圧低下制限制御が所定時間Ｔ１（図３のタイミングｔ２からｔ３の期間）だけ継続すると、制御回路１０はスタンバイ状態へ移行し（図３のＩＣスタンバイ状態）、１次側帰還電流Ｉｆ１（印加電圧Ｖｆｂ）は用いずに、電圧検出端子ＶＳにより検出される電圧（電源電圧Ｖｃｃの検出電圧）を用いたフィードバック制御により電源電圧Ｖｃｃを一定電圧とすべくスイッチングを行う制御（電源電圧安定化制御）を開始する（ステップＳ２）。なお、上記一定電圧は、上記下限電圧と同一とすることが望ましい。

このような電源電圧安定化制御が所定時間Ｔ２（図３のタイミングｔ３からｔ４の期間）だけ継続すると、マイコン３は、分圧抵抗調整部１１Ｂを制御することにより抵抗Ｒ４を含めた合成抵抗を低めに設定し、出力電圧Ｖｏｕｔ’を低めに設定する。これにより、２次側帰還電流Ｉｆ２、及び１次側帰還電流Ｉｆ１はほぼゼロに設定される（印加電圧Ｖｆｂは最大値）（ステップＳ３）。従って、電源電圧安定化制御が行われている間、１次側、２次側ともに帰還電流が遮断されて、帰還電流による消費電力をほぼゼロとすることが可能となる。

また、電源電圧安定化制御の継続中に負荷状態が軽負荷から復帰した場合、マイコン３は、分圧抵抗調整部１１Ｂを制御することにより、抵抗Ｒ４を含めた合成抵抗を高めに設定する。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔ’を高めに設定することで、１次側帰還電流Ｉｆ１を最大値とする（タイミングｔ５）。その後、マイコン３は、分圧抵抗調整部１１Ｂを制御することで、抵抗Ｒ４を含めた合成抵抗を低めに戻し、１次側帰還電流Ｉｆ１を最小値に戻す（タイミングｔ６）。

このようなパルス状の１次側帰還電流Ｉｆ１により生じるパルス状の印加電圧Ｖｆｂを検出すると（復帰トリガーの検出、ステップＳ４のＹ）、制御回路１０は、１次側帰還電流Ｉｆ１を用いたスイッチングを行う通常動作に復帰する（スタンバイ状態の解除）。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは上昇して通常動作用の目標電圧で安定化される。なお、このとき、マイコン３は、分圧抵抗調整部１１Ｂを制御することで、抵抗Ｒ４を含めた合成抵抗を通常動作用に調整している。

このような本実施形態によれば、低電圧出力動作における消費電力を大きく抑制することが可能となる。また、特に、本実施形態であれば、分圧抵抗調整部１１Ｂによって合成抵抗を調整することで低電圧出力動作への移行や通常動作への復帰が可能となる。即ち、出力電圧Ｖｏｕｔの安定化に用いるフィードバック回路の一系統で電源動作モードの切替えが可能となる。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を図５に示す。図５は、スイッチング電源装置を含めた電気製品としての構成を示している。

図５に示すスイッチング電源装置２１の上記第１実施形態との違いは、フィードバック用のフォトカプラ２４１とは別に、動作モード切替用のフォトカプラ２４２を設けたことである。電流制御部２３は、図２で示した第１実施形態に係る電流制御部１１と同様の構成であり、内部に不図示の分圧抵抗調整部と電圧検出部を有している。

また、マイコン２５は、電流制御部２３を制御すると共に、フォトカプラ２４２の発光ダイオード２４２Ａに動作モード切替用の２次側電流Ｉ２を流すことが可能である。フォトカプラ２４２のフォトトランジスタ２４２Ｂには、制御回路２２の動作モード切替端子ＭＳが接続される。２次側電流Ｉ２に応じた１次側電流Ｉ１が動作モード切替端子ＭＳ及びフォトトランジスタ２４２Ｂを介して流れる。

次に、本実施形態に係る動作モード切替制御について図６に示すタイミングチャートも参照して説明する。

まず、スイッチング電源装置２１は通常動作を行っているとする。通常動作では、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて電流制御部２３により、フォトカプラ２４１の発光ダイオード２４１Ａに流れる２次側帰還電流Ｉｆ２が生成され、フォトカプラ２４１のフォトトランジスタ２４１Ｂには２次側帰還電流Ｉｆ２に応じて１次側帰還電流Ｉｆ１が流れる。制御回路２２は、フィードバック端子ＦＢを介して流れる１次側帰還電流Ｉｆ１（フィードバック端子ＦＢの印加電圧Ｖｆｂ）に基づいてスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング制御を行い、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧で一定となるよう制御する。

通常動作時にマイコン２５は、通常動作モードを表す所定レベルの２次側電流Ｉ２を流し、２次側電流Ｉ２に応じたレベルの１次側電流Ｉ１が流れる。また、マイコン２５は、電流制御部２３の分圧抵抗調整部（不図示）を制御することで、分圧抵抗としての合成抵抗（図２であれば抵抗Ｒ４を含めた合成抵抗に相当）を通常動作用に調整する。

ここで、軽負荷状態においてマイコン２５が通常動作から低電圧出力動作へモード切替を行うべく、２次側電流Ｉ２を遮断する（図６のタイミングｔ１）。これにより、１次側電流Ｉ１が遮断され、制御回路２２がこれを検出すると、制御回路２２は、１次側帰還電流Ｉｆ１（印加電圧Ｖｆｂ）は用いずに、電圧検出端子ＶＳにより検出される電圧（電源電圧Ｖｃｃの検出電圧）を用いたフィードバック制御により電源電圧Ｖｃｃを一定電圧とすべくスイッチングを行う制御（電源電圧安定化制御）を開始する。これにより、電源電圧Ｖｃｃは低下し、所定の低電圧で安定化される。これに伴って出力電圧Ｖｏｕｔは低電圧に制御される。

このとき、マイコン２５は、電流制御部２３における分圧抵抗調整部（不図示）を制御して、分圧抵抗としての合成抵抗を低めに調整することで、２次側帰還電流Ｉｆ２を遮断させる。これにより、１次側帰還電流Ｉｆ１も遮断される。

また、低電圧出力動作から通常動作へ復帰させる場合、マイコン２５は、上記所定レベルの２次側電流Ｉ２を流すことで、１次側電流Ｉ１を流す（タイミングｔ２）。制御回路２２は、１次側電流Ｉ１を検出すると、電源電圧安定化制御を解除し、１次側帰還電流Ｉｆ１（印加電圧Ｖｆｂ）に基づいてスイッチングトランジスタＭ１のスイッチングを行う制御を開始する。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは上昇し、目標電圧で安定化される。このとき、マイコン２５は、電流制御部２３の分圧抵抗調整部（不図示）を制御することで、分圧抵抗としての合成抵抗を通常動作用に調整する。

このような本実施形態によれば、低電圧出力動作において１次側、２次側の帰還電流を遮断させることができ、消費電力を大きく抑えることが可能となる。また、本実施形態では、動作モード切替はフィードバック回路とは別系統を用いて行うので、制御を容易とすることができる。

＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態について説明する。本実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を図７に示す。本実施形態は、第１実施形態に基づく変形例となる。

図７に示すスイッチング電源装置３１を含めた製品構成としては、電源回路２の出力端にマイコン３５と共に蓄電池３６が接続される。マイコン３５は、電流制御部３３を制御可能である。電流制御部３３は、第１実施形態（図２）の電流制御部１１と同様の構成である。また、マイコン３５は、スイッチＳＷ１を介してフォトカプラ３４の発光ダイオード３４Ａの一端に接続されると共に、スイッチＳＷ２を介して発光ダイオード３４Ａの他端に接続される。マイコン３５は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオンオフさせる。

本実施形態では、通常動作から低電圧出力動作への移行に関する制御については、第１実施形態（図３）で説明したものと同様である。即ち、本実施形態では、図８に示すフローチャートにおけるステップＳ１１〜Ｓ１３が行われる。

ここで、図３のタイミングｔ４以降のように、低電圧出力動作状態において、制御回路３２は電源電圧安定化制御を行い、２次側帰還電流Ｉｆ２及び１次側帰還電流Ｉｆ１が遮断されている状態で（ステップＳ１３）、マイコン３５が蓄電池３６の充電量が充分であることを検出したとする。例えば蓄電池３６のＳＯＣ（State of charge）を算出することにより、ＳＯＣが所定の閾値を超えた場合に蓄電池３６の充電量が充分であると判断してもよい。

すると（ステップＳ１５のＹ）、マイコン３５は、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２をオンとした後、オフとすることで、発光ダイオード３４Ａにパルス状の通知用電流Ｉｃを流す。これにより、フィードバック端子ＦＢ及びフォトトランジスタ３４Ｂを介して通知用電流Ｉｃに応じたパルス状の１次側帰還電流Ｉｆ１が流れる。これを検出すると制御回路３２は、電源電圧安定化制御を解除し、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングを停止して、オフを維持する。これにより、蓄電池３６に蓄電されたエネルギーに依存できる場合に無駄な消費電力を抑えることができる。

なお、通常動作への復帰用のパルス状の１次側帰還電流Ｉｆ１（図３のタイミングｔ５〜ｔ６）との区別をするために、例えばパルスの長さを異ならせるとよい。復帰用のパルス状の１次側帰還電流Ｉｆ１を制御回路３２が検出した場合は（ステップＳ１４のＹ）、通常動作へ復帰する。

＜第４実施形態＞
次に、本発明の第４実施形態について説明する。本実施形態に係るスイッチング電源装置４１の構成を図９に示す。本実施形態は、第２実施形態に基づく変形例となる。

図９に示すスイッチング電源装置４１を含めた製品においては、第２実施形態との相違点として、電源回路２の出力端にマイコン４３と共に蓄電池４４が接続されている。

本実施形態では、通常動作から低電圧出力動作への移行に関する制御は第２実施形態（図６）と同様である。ここで、２次側電流Ｉ２が遮断されて低電圧出力動作へ移行し、制御回路４２が電源電圧安定化制御を行っているとする。この状態でマイコン４３が蓄電池４４の充電量が充分であることを検出すると、マイコン４３はパルス状の２次側電流Ｉ２を流す。これにより、動作モード切替端子ＭＳ及びフォトトランジスタ２４２Ｂを介してパルス状の１次側電流Ｉ１が流れる。これを検出すると制御回路４２は、電源電圧安定化制御を解除し、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングを停止し、オフを維持する。従って、蓄電池４４に蓄電されたエネルギーに依存できる場合に無駄な消費電力を抑えることができる。

＜第５実施形態＞
上記第１実施形態（図１）の構成の変形例として、図１０に示すように、第２出力キャパシタＣｏ２の出力側に安定化電源回路Ｒｇを配置し、安定化電源回路Ｒｇの出力端に電源端子ＶＣＣを接続すると共に、抵抗Ｒ１の一端を接続するようにしてもよい。安定化電源回路Ｒｇとしては、例えば３端子レギュレータを用いることができる。これにより、電源端子ＶＣＣに安定な電源電圧Ｖｃｃを供給することができる。

また、抵抗Ｒ１及びＲ２については、安定化電源回路Ｒｇの入力端と接地電位の印加端との間に直列接続してもよい。また、電圧検出端子ＶＳを設けず、抵抗Ｒ１及びＲ２を制御回路１０の内部に設け、電源端子ＶＣＣと接地電位の印加端の間に抵抗Ｒ１とＲ２を直列接続してもよい。これにより、制御回路１０の端子数を削減できる。

なお、安定化電源回路を用いた上記変形実施例については、第２実施形態（図５）、第３実施形態（図７）、及び第４実施形態（図９）に適用することも同様に可能である。

＜第６実施形態＞
次に、本発明の第６実施形態について図１１を用いて説明する。図１１に示す本実施形態に係るスイッチング電源装置６１は、いわゆるＬＬＣ共振型のＤＣ／ＤＣコンバータを用いた構成としている。

スイッチング電源装置６１は、ダイオードブリッジＤＢ１と、ＰＦＣ回路（力率改善回路）６２と、平滑コンデンサＣ１１と、ＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、共振コンデンサＣｒと、トランスＴｒ１１と、ダイオードＤ１１及びＤ１２と、コンデンサＣ１２と、電流制御部１１と、フォトカプラ１２と、制御回路６３と、ダイオードＤ１３と、出力キャパシタＣ１３と、抵抗Ｒ１１及びＲ１２を備えている。

ＰＦＣ回路６２は昇圧型であり、不図示の昇圧コイル、スイッチング素子、ダイオード、制御部等を備えている。ＰＦＣ回路６２は、ダイオードブリッジＤＢ１によって整流後の電圧を昇圧して、ＰＦＣ回路６２の出力側に配される平滑コンデンサＣ１１の一端に直流電圧である入力電圧Ｖｉｎを発生させる。このとき、ＰＦＣ回路６２は、電流波形を電圧波形に近似させる力率改善動作も行う。

ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１とローサイドのスイッチング素子Ｑ２は、入力電圧Ｖｉｎの印加端と接地電位の印加端の間に直列接続され、ハーフブリッジ構造を構成する。スイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点には、共振コンデンサＣｒの一端が接続される。共振コンデンサＣｒの他端は、トランスＴｒ１１の１次巻線Ｎ１１の一端に接続される。１次巻線Ｎ１１の他端は、接地電位の印加端に接続される。

トランスＴｒ１１の２次巻線Ｎ１２の一端は、ダイオードＤ１１のアノードに接続され、他端はダイオードＤ１２のアノードに接続される。ダイオードＤ１１及びＤ１２の各カソードは、コンデンサＣ１２の一端に接続され、その接続点に出力端Ｐ１１が接続される。コンデンサＣ１２の他端は、接地電位の印加端に接続される。

また、トランスＴｒ１１の１次側に配される補助巻線Ｎ１３の一端は接地電位の印加端に接続され、他端はダイオードＤ１３のアノードに接続される。ダイオードＤ１３のカソードには、出力キャパシタＣ１３の一端が接続され、出力キャパシタＣ１３の他端は接地電位の印加端に接続される。ダイオードＤ１３と出力キャパシタＣ１３は整流平滑回路を構成する。ダイオードＤ１３のカソードと出力キャパシタＣ１３との接続点には、制御回路６３の電源端子ＶＣＣが接続される。また、上記接続点と接地電位の印加端の間には抵抗Ｒ１１とＲ１２が直列に接続され、その接続点には制御回路６３の電圧検出端子ＶＳが接続される。

また、出力端Ｐ１１には電流制御部１１が接続される。電流制御部１１とフォトカプラ１２から成るフィードバック回路の構成については第１実施形態と同様である。

制御回路６３は、出力端子ＯＵＴ１及びＯＵＴ２からそれぞれ駆動電圧をスイッチング素子Ｑ１及びＱ２の各ゲートに印加することで、各スイッチング素子をオンオフ駆動する。入力電圧Ｖｉｎをスイッチング素子Ｑ１及びＱ２の相補的なスイッチングによって周波数変調することでスイッチング波形を生成し、生成されたスイッチング波形を共振コンデンサＣｒ及び１次巻線Ｎ１１に供給する。ここで、トランスＴｒ１１を疎結合とすることで、共振コンデンサＣｒと直列に不図示のリケージインダクタンス（漏れインダクタンス）と励磁インダクタンスが接続される共振回路が構成される。なお、トランスＴｒ１１を密結合として、別途、共振用のコイルを設けるようにしてもよい。

上記共振回路によって１次巻線Ｎ１１に交流電圧が発生し、その交流電圧はトランスＴｒ１１によって２次側へ変換され、ダイオードＤ１１及びＤ１２によって整流され、コンデンサＣ１２によって平滑されて出力端Ｐ１１に出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。出力電圧Ｖｏｕｔは負荷Ｌ１と共に電源回路２に供給される。

通常動作時には、マイコン３によって電流制御部１１は通常動作用の設定がされ、電流制御部１１によって出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電流（Ｉｆ２、Ｉｆ１）が生成され、制御回路６３のフィードバック端子ＦＢに印加電圧Ｖｆｂが生じる。制御回路６３は、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化すべく、印加電圧Ｖｆｂに応じてスイッチング素子Ｑ１及びＱ２による周波数変調の制御周波数を制御する。

ここで、制御周波数と電圧変換比（入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの比）の関係の一例を図１２に概略的に示している。図１２に示すように負荷の大きさに応じて制御周波数と電圧変換比の関係は変化する。通常動作時には例えば図１２に示す制御周波数ｆ１付近での周波数での制御を行う。より具体的には、出力電圧Ｖｏｕｔが設定値（目標値）よりも高くなると、制御周波数を高くして出力電圧Ｖｏｕｔを下げ、出力電圧Ｖｏｕｔが設定値よりも低くなると、制御周波数を低くして出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させる。

そして、本実施形態に係るスイッチング電源装置６１においても、第１実施形態と同様に、通常動作から軽負荷時の低電圧出力動作へ移行することが可能となっている。ここでの動作としては第１実施形態で説明したものと類似したものとなるが、以下説明する。

軽負荷状態となると、マイコン３によって電流制御部１１の設定が行われ、２次側帰還電流Ｉｆ２及び１次側帰還電流Ｉｆ１が最大値に設定され、フィードバック端子ＦＢの印加電圧Ｖｆｂは最小値に設定される。これにより、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングはオフが維持され、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。そして、電源電圧Ｖｃｃが低下して所定の下限電圧に達したことを電圧検出端子ＶＳにより検出すると、制御回路６３は電源電圧Ｖｃｃが上記下限電圧を下回らないようにスイッチング素子Ｑ１及びＱ２を制御する（電圧低下制限制御）。

そして、このような電圧低下制限制御が第１の所定時間だけ継続すると、制御回路６３はスタンバイ状態へ移行し、印加電圧Ｖｆｂは用いずに、電圧検出端子ＶＳにより検出される電圧を用いたフィードバック制御により電源電圧Ｖｃｃを一定とすべくスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングを行う制御を開始する（電源電圧安定化制御）。そして、このような電源電圧安定化制御が第２の所定時間だけ継続すると、マイコン３による電流制御部１１の設定によって２次側帰還電流Ｉｆ２及び１次側帰還電流Ｉｆ１がほぼゼロに設定される。従って、帰還電流による消費電力をほぼゼロとすることが可能となる。

このように、本実施形態に係るスイッチング電源装置６１においても、軽負荷時における低電圧出力動作のときの消費電力を抑えることが可能となる。

＜第７実施形態＞
次に、本発明の第７実施形態について説明する。本実施形態に係る構成としては、図１１に示したスイッチング電源装置６１と同様であり、ＬＬＣ共振型のＤＣ／ＤＣコンバータを用いたものである。

本実施形態においては、通常動作において軽負荷状態となると以下説明するような動作となることを特徴としている。軽負荷状態となるとマイコン３によって電流制御部１１の設定が行われ、出力電圧Ｖｏｕｔの設定値（目標値）が通常動作時よりも低い電圧に設定される。

これにより、電流制御部１１によって生成される２次側帰還電流Ｉｆ２及び１次側帰還電流Ｉｆ１（印加電圧Ｖｆｂ）に基づき、制御回路６３はスイッチング素子Ｑ１及びＱ２による周波数変調の制御周波数を上昇させ、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させてゆく。そして、制御周波数が最高値（最高制御周波数）に達して充分に高くなっても出力電圧Ｖｏｕｔが設定値まで低下しないと、制御回路６３は、それまでの連続的なスイッチング制御から断続的なスイッチング制御へ切替える。

断続的なスイッチング制御によるスイッチング波形の一例を図１３に示す。図１３においてハイレベルがスイッチング素子Ｑ１のオン（Ｑ２のオフ）、ローレベルがスイッチング素子Ｑ１のオフ（Ｑ２のオン）、中間レベルがスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のオフを示す。図１３に示すように、断続的なスイッチングを行う単位期間である断続スイッチング単位期間Ｔｉｍは、オンオフを実施するスイッチング期間Ｔｓｗと、スイッチングを停止する停止期間Ｔｓｔとから構成される。スイッチング期間Ｔｓｗにおける周波数としては、上記の最高制御周波数とすることが望ましいが、これに限らず、例えば通常動作時の制御周波数としてもよい。このように断続的なスイッチング制御を行うことにより、スイッチング損失を抑制し、軽負荷時の低電圧出力動作における効率を向上させることができる。

なお、図１３の下方のスイッチング波形については、上方のスイッチング波形よりも更に負荷が軽負荷である場合を示している。下方のスイッチング波形では、上方と同じ断続スイッチング単位期間Ｔｉｍにおいて、スイッチング期間Ｔｓｗの周波数を変えずにパルス数を減少させて、停止期間Ｔｓｔを長くしている。

また、特に本実施形態においては、図１４に示すスイッチング波形（図１３の上方に対応）のように、スイッチング期間Ｔｓｗにおいて、スイッチング素子Ｑ１をオン（Ｑ２をオフ）とする期間（ハッチング部）の総和と、スイッチング素子Ｑ２をオン（Ｑ１をオフ）とする期間（黒塗り部）の総和を一致させるようにしている。このようにすることで、共振コンデンサＣｒの印加電圧とトランスＴｒ１１の磁束に偏りが生じることを抑え、安定的な出力電圧Ｖｏｕｔを生成することが可能となる。

なお、スイッチング期間Ｔｓｗにおいて上記のように各期間の総和同士を一致させるスイッチング波形は上記以外の種々の形態での実施が可能であり、例えば、図１５に示すように、スイッチング素子Ｑ１をオンとする各期間の間に、その期間の２倍の長さのスイッチング素子Ｑ１をオフとする期間を配するスイッチング波形としてもよい。

ここで、ＰＦＣ回路６２について特に説明すれば、軽負荷時の低電圧出力動作のときにＰＦＣ回路６２の出力電圧（入力電圧Ｖｉｎ）の設定値は通常動作時のときの設定値と同じであってもよいが、低電圧出力動作時の出力電圧Ｖｏｕｔの設定値によっては、ＰＦＣ回路６２の出力電圧の設定値を通常動作時よりも高い値としてもよい。これによれば、低電圧動作時の出力電圧Ｖｏｕｔの設定値が高めである場合に、上記の断続的なスイッチング制御へ確実に移行することが可能となり、効率の低下を抑制することができる。

また、軽負荷時の低電圧出力動作のときの出力電圧Ｖｏｕｔの設定値が低めである場合は、ＰＦＣ回路６２の出力電圧の設定値を通常動作時よりも低くしたり、ＰＦＣ回路６２の動作を停止させてもよい（なお、ＰＦＣ回路６２の動作停止時はダイオードブリッジＤＢ１による整流後の電圧が平滑コンデンサＣ１１によって平滑されて入力電圧Ｖｉｎが生成される）。これによっても、上記の断続的なスイッチング制御へ確実に移行することが可能となり、効率の低下を抑制することができる。

なお、力率改善が不要である製品のためのスイッチング電源装置であってＰＦＣ回路６２を設けない構成であっても、本実施形態は有効に機能する。

また、先述した第６実施形態において、軽負荷時の低電圧出力動作へ移行するときに、制御回路６３はスタンバイ状態へ移行し、フィードバック端子ＦＢの印加電圧Ｖｆｂは用いずに、電圧検出端子ＶＳにより検出される電圧を用いたフィードバック制御により電源電圧Ｖｃｃを一定とすべくスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングを行う制御を開始するが、このときに上記の断続的なスイッチング制御を適用することも可能である。これにより、第６実施形態において、低電圧出力動作時に効率を向上させることが可能となる。

＜第８実施形態＞
次に、本発明の第８実施形態について説明する。本実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を図１６に示す。図１６に示すスイッチング電源装置７１は、ＬＬＣ共振型のＤＣ／ＤＣコンバータを用いたものである。先述した第６実施形態及び第７実施形態の構成（図１１）との構成の相違について以下特に説明する。

スイッチング電源装置７１はトランスＴｒ２１を備えており、トランスＴｒ２１は１次巻線Ｎ２１、２次巻線Ｎ２２、及び１次側に補助巻線Ｎ２３を有している。１次巻線Ｎ２１は、共振コンデンサＣｒの一端と接地電位の印加端の間に接続される。２次側では、ダイオードＤ２１のアノードとダイオードＤ２２のアノードの間には、２次巻線Ｎ２２とコイルＬ２１が直列に接続される。ダイオードＤ２１及びダイオードＤ２２の各カソードは、出力端Ｐ２１と共にコンデンサＣ２１の一端に接続される。ダイオードＤ２１のアノードにはダイオードＤ２３のカソードが接続され、ダイオードＤ２２のアノードにはダイオードＤ２４のカソードが接続される。ダイオードＤ２３及びＤ２４の各アノードとコンデンサＣ２１の他端は、接地電位の印加端に接続される。

アノードが接地電位の印加端に接続されたダイオードＤ２５及びＤ２６の各カソード間には、補助巻線Ｎ２３と、コイルＬ２１と密結合されたコイルＬ２２とが直列に接続される。ダイオードＤ２５のカソードにはダイオードＤ２７のアノードが、ダイオードＤ２６のカソードにはダイオードＤ２８のアノードがそれぞれ接続される。コンデンサＣ２２の一端は接地電位の印加端に接続され、他端はダイオードＤ２７及びＤ２８の各カソードに接続される。コンデンサＣ２２とダイオードＤ２７及びＤ２８の接続点には、制御回路７２の電源端子ＶＣＣが接続される。ダイオードＤ２５〜Ｄ２８とコンデンサＣ２２は整流平滑回路を構成する。また、上記接続点と接地電位の印加端の間には、抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２が直列に接続される。抵抗Ｒ２１とＲ２２の接続点には、制御回路７２の電圧検出端子ＶＳが接続される。

トランスＴｒ２１は密結合として高効率化を図っているので、２次側においてトランスＴｒ２１とは別途にコイルＬ２１を共振用に設けている。制御回路７２によってスイッチング素子Ｑ１及びＱ２が駆動される。入力電圧Ｖｉｎをスイッチング素子Ｑ１及びＱ２の相補的なスイッチングによって周波数変調することでスイッチング波形を生成する。生成されたスイッチング波形が共振コンデンサＣｒ、トランスＴｒ２１、及びコイルＬ２１からなる共振回路に供給されることで交流電圧が発生し、発生した交流電圧をダイオードＤ２１〜Ｄ２４によって全波整流してコンデンサＣ２１によって平滑することで出力端Ｐ２１に出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。出力電圧Ｖｏｕｔは、負荷Ｌ１及び電源回路２に供給される。

また、補助巻線Ｎ２３及びコイルＬ２２に発生する交流電圧をダイオードＤ２５〜Ｄ２８によって全波整流し、コンデンサＣ２２によって平滑することで電源電圧Ｖｃｃを生成して電源端子ＶＣＣに印加させる。

ここで、トランスＴｒ２１は密結合とし、コイルＬ２１とコイルＬ２２も密結合としている。そのため、補助巻線Ｎ２３に生じる電圧は、２次巻線Ｎ２２に生じる電圧と２次巻線Ｎ２２と補助巻線Ｎ２３の巻数比によって決定され、コイルＬ２２に生じる電圧は、コイルＬ２１に生じる電圧とコイルＬ２１とコイルＬ２２の巻数比によって決定される。従って、補助巻線Ｎ２３とコイルＬ２２の直列接続構成に生じる電圧は、２次巻線Ｎ２２とコイルＬ２１の直列接続構成に生じる電圧と比例関係となる。

このような構成である本実施形態において、第６実施形態との関係を説明すれば、本実施形態に係るスイッチング電源装置７１においても、第６実施形態と同様に、軽負荷時の低電圧出力動作へ移行するときに、制御回路７２はスタンバイ状態へ移行し、フィードバック端子ＦＢの印加電圧Ｖｆｂ（帰還電流）は用いずに、電圧検出端子ＶＳにより検出される電圧を用いたフィードバック制御により電源電圧Ｖｃｃを一定とすべくスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングを行う制御を開始することが可能である。このとき、上記のような電圧の比例関係があるため、電源電圧Ｖｃｃを一定に制御することで、２次側からの帰還信号不要で出力電圧Ｖｏｕｔを安定化することが可能となる。

また、本実施形態における第７実施形態との関係を説明すれば、本実施形態に係るスイッチング電源装置７１においても、第７実施形態と同様に、軽負荷時に帰還信号に応じてスイッチング素子Ｑ１及びＱ２の断続的なスイッチング制御を行うことで低電圧出力動作を行うことが可能である。このように出力電圧Ｖｏｕｔが低電圧で一定に制御されていれば、上記のような電圧の比例関係があるので、制御回路７２用の電源電圧Ｖｃｃも安定化することが可能となる。

なお、本明細書中に開示された種々の技術的特徴については、上記実施形態の他、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。即ち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本発明は、種々の電気製品に利用することができる。

１、２１、３１、４１ スイッチング電源装置
２ 電源回路
３、２５、３５、４３ マイコン
１０、２２、３２、４２ 制御回路（制御ＩＣ）
１１、２３、３３、４５ 電流制御部
１２、２４１、２４２、３４ フォトカプラ
１２Ａ、２４１Ａ、２４２Ａ、３４Ａ 発光ダイオード
１２Ｂ、２４１Ｂ、２４２Ｂ、３４Ｂ フォトトランジスタ
３６、４４ 蓄電池
ＤＢ１ ダイオードブリッジ
Ｒｓｔ 起動抵抗
Ｃ１ キャパシタ
Ｔ１ トランス
Ｎ１ １次巻線
Ｎ２ ２次巻線
Ｎ３ 補助巻線
Ｍ１ スイッチングトランジスタ
Ｒｓ 検出抵抗
Ｄ１ 第１ダイオード
Ｄ２ 第２ダイオード
Ｃｏ１ 第１出力キャパシタ
Ｃｏ２ 第２出力キャパシタ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
Ｌ１ 負荷
ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ
ＶＨ ハイ電圧端子
ＶＳ 電圧検出端子
ＶＣＣ 電源端子
ＯＵＴ 出力端子
ＦＢ フィードバック端子
ＣＳ 電流検出端子
ＭＳ 動作モード切替端子
Ｒｇ 安定化電源回路
６１、７１ スイッチング電源装置
６２ ＰＦＣ回路（力率改善回路）
６３、７２ 制御回路
Ｃ１１ 平滑コンデンサ
Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子
Ｃｒ 共振コンデンサ
Ｔｒ１１、Ｔｒ２１ トランス
Ｎ１１、Ｎ２１ １次巻線
Ｎ１２、Ｎ２２ ２次巻線
Ｎ１３、Ｎ２３ 補助巻線
Ｄ１１、Ｄ１２ ダイオード
Ｐ１１ 出力端
Ｃ１３ 出力キャパシタ
Ｄ１３ ダイオード
Ｒ１１、Ｒ１２ 抵抗
ＯＵＴ１、ＯＵＴ２ 出力端子
Ｌ２１、Ｌ２２ コイル
Ｄ２１〜Ｄ２８ ダイオード
Ｃ２１、Ｃ２２ コンデンサ
Ｒ２１、Ｒ２２ 抵抗

Claims (13)

1. １次巻線と、２次巻線と、前記１次巻線側に設けられた補助巻線とを有したトランスと、
   前記１次巻線の経路上に設けられた少なくとも一つのスイッチング素子と、を備えたスイッチング電源装置であって、
   前記補助巻線に発生する電圧に基づく電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
   前記スイッチング電源装置の出力電圧に基づき帰還電流を生成するフィードバック回路と、
   前記整流平滑回路の出力電圧に基づく電源電圧が印加される電源端子と、前記帰還電流に基づく電圧が印加されるフィードバック端子とを有し、前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御回路と、を備え、
   前記帰還電流に基づき前記制御回路により前記出力電圧を一定とすべく前記スイッチング素子をスイッチング制御する通常動作から、前記制御回路により前記帰還電流は用いずに前記電源電圧の検出信号に基づくフィードバック制御によって前記電源電圧を一定とすべく前記スイッチング素子のスイッチングを行う電源電圧安定化制御による低電圧出力動作への移行が可能であり、
   前記電源電圧安定化制御のときに前記フィードバック回路は前記帰還電流を遮断し、
   前記低電圧出力動作への移行のときに、前記フィードバック回路は、前記出力電圧を低下させるような前記帰還電流を生成し、
   前記出力電圧の低下に応じて前記電源電圧が低下して所定の下限電圧に達すると、前記制御回路は、前記帰還電流に基づき前記電源電圧を低下させようとすると共に、前記電源電圧が前記下限電圧を下回らないよう制限するような電圧低下制限制御を開始し、
   前記電圧低下制限制御を第１の所定時間継続すると、前記制御回路は、前記電源電圧安定化制御を開始する、ことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記電源電圧安定化制御が第２の所定時間継続すると、前記フィードバック回路は前記帰還電流を遮断する、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. １次巻線と、２次巻線と、前記１次巻線側に設けられた補助巻線とを有したトランスと、
   前記１次巻線の経路上に設けられた少なくとも一つのスイッチング素子と、を備えたスイッチング電源装置であって、
   前記補助巻線に発生する電圧に基づく電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
   前記スイッチング電源装置の出力電圧に基づき帰還電流を生成するフィードバック回路と、
   前記整流平滑回路の出力電圧に基づく電源電圧が印加される電源端子と、前記帰還電流に基づく電圧が印加されるフィードバック端子とを有し、前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御回路と、を備え、
   前記帰還電流に基づき前記制御回路により前記出力電圧を一定とすべく前記スイッチング素子をスイッチング制御する通常動作から、前記制御回路により前記帰還電流は用いずに前記電源電圧の検出信号に基づくフィードバック制御によって前記電源電圧を一定とすべく前記スイッチング素子のスイッチングを行う電源電圧安定化制御による低電圧出力動作への移行が可能であり、
   前記電源電圧安定化制御のときに前記フィードバック回路は前記帰還電流を遮断し、
   前記低電圧出力動作への移行のときに、前記フィードバック回路は、前記出力電圧を低下させるような前記帰還電流を生成し、
   前記フィードバック回路は、前記出力電圧を分圧するための分圧抵抗を調整する分圧抵抗調整部を有しており、
   前記分圧抵抗調整部による前記分圧抵抗の調整によって、前記出力電圧を低下させるような前記帰還電流が生成される、ことを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 前記出力電圧の低下に応じて前記電源電圧が低下して所定の下限電圧に達すると、前記制御回路は、前記帰還電流に基づき前記電源電圧を低下させようとすると共に、前記電源電圧が前記下限電圧を下回らないよう制限するような電圧低下制限制御を開始し、
   前記電圧低下制限制御を第１の所定時間継続すると、前記制御回路は、前記電源電圧安定化制御を開始する、ことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記電源電圧安定化制御が第２の所定時間継続すると、前記フィードバック回路は前記帰還電流を遮断する、ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記フィードバック回路は、前記分圧抵抗調整部と前記出力電圧の分圧後の電圧に基づき１次側帰還電流を生成する電圧検出部とを有した電流制御部と、前記１次側帰還電流に応じた前記帰還電流を生じさせるフォトカプラと、を備えることを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記電源電圧安定化制御が行われているときに、前記フィードバック回路によって所定の前記帰還電流が生成されると、これを検出した前記制御回路は、動作状態を前記通常動作に復帰させることを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
8. 二つの前記スイッチング素子から構成されて入力電圧が一端に印加されるブリッジ構造にその一端が接続される共振コンデンサを更に備え、前記制御回路は周波数変調によって前記スイッチング素子をスイッチングする請求項１〜請求項７のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置であって、
   前記電源電圧安定化制御のときに前記制御回路は断続的なスイッチング制御を行うことを特徴とするスイッチング電源装置。
9. 前記断続的なスイッチング制御が行われるとき、スイッチング期間における一方の前記スイッチング素子をオンとする期間の総和と他方の前記スイッチング素子をオンとする期間の総和とを一致させていることを特徴とする請求項８に記載のスイッチング電源装置。
10. 二つの前記スイッチング素子から構成されて入力電圧が一端に印加されるブリッジ構造にその一端が接続される共振コンデンサを更に備え、前記制御回路は周波数変調によって前記スイッチング素子をスイッチングする請求項１〜請求項９のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置であって、
    前記トランスは密結合であって、前記２次巻線と直列に接続された第１コイルと、前記第１コイルと密結合された第２コイルとを更に備え、
    前記補助巻線と前記第２コイルとの直列接続構成に生じる電圧は前記整流平滑回路によって整流平滑されることを特徴とするスイッチング電源装置。
11. 請求項３〜請求項６のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置と、前記分圧抵抗調整部を制御する制御部と、を備えることを特徴とする電気機器。
12. 請求項１〜請求項１０のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置と、前記スイッチング電源装置の出力側に接続された蓄電部と、前記蓄電部の充電状態を検出する検出部と、を備え、
    前記電源電圧安定化制御が行われているときに前記検出部により前記蓄電部の充電量は充分であることが検出されると、前記制御回路は前記電源電圧安定化制御を解除すると共に前記スイッチング素子のスイッチングを停止する、ことを特徴とする電気機器。
13. 前記検出部は、前記フィードバック回路を介して前記帰還電流を生成することにより、前記蓄電部の充電量が充分であることを前記制御回路に通知することを特徴とする請求項１２に記載の電気機器。

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