CN111327185A - 用于开关模式功率转换器的突发模式例程 - Google Patents

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Abstract

用于开关模式功率转换器的突发模式例程。一种用于提供开关模式功率转换器的输出功率的方法包括如下步骤：确定块长度，以及如果输出功率的设定值在第一功率阈值以下，则在多相AC电压的每个周期中针对至少一个阻断间隔而阻止通过转换器的功率流。每个阻断间隔具有一个块长度的持续时间。开关模式功率转换器具有多相AC侧，其具有用于接收多相AC电压的数目N个导体。导体的数目N是至少三个。功率通过载流导体的组合而流到开关模式功率转换器中。通过在载流导体的组合的两个随后的改变之间的时间跨度来限定块长度。

Description

用于开关模式功率转换器的突发模式例程
技术领域
本发明涉及用于利用多相AC侧来提供开关模式功率转换器的输出功率的方法。本发明此外涉及用于实施该方法的控制器，涉及使用该方法的功率转换器，并且涉及使用该方法的逆变器。
背景技术
US 2013/0235626 A1（Delta）公开了用于在调节PFC整流器的输出电压的时候实现软开关的若干控制方案。
不基于输入电流波形来选择该方案的突发长度。
US8,222,772（VI Chip）公开了在高负载下执行功率因数校正并且在低负载下执行按需突发模式。在低负载下，控制器可以相对于单极输入来调整操作间隔的相位角，从而朝向使操作间隔以脉冲波形中的峰值为中心。
不基于输入电流波形来选择突发长度，仅突发的安置取决于输入电流波形。
US 4,937,728（Leonardi）公开了单相开关模式功率供给，其具有被同步到公共设施线的频率的突发模式，根据US 8,222,772（VI Chip），每个突发的长度基本上被固定成对应于每个AC公共设施线循环的1/4。
突发长度不取决于在载流导体中的两个随后的改变之间的持续时间。
US 2002/0125863（Lin等人）公开了用于使用多个定相突发信号来调节多个负载的功率的方法。在每个定相突发模式信号之间生成恒定或可变的相位延迟。一个应用是用于多个冷阴极荧光灯的调节电路。在本文档中，选择突发长度以调节所传送的功率。
不基于输入电流波形来选择突发长度。
如果输入电流不对应于输入电压，则不能实现通常需要的功率因数校正。因此，高开关频率通常在具有如下后果的情况下被使用：已知的突发模式例程可能导致可听噪声或功率供给的输入滤波器的振铃。
发明内容
本发明的目的是为开关模式功率转换器创建突发模式例程，该例程可以与功率因数校正电路一起使用，以便减小低负载条件期间的损耗。取决于手边的需要，本发明的例程避免了结果得到的电流或电压信号中的次谐波，或者平衡了在所有所涉及的相位之间的电流。该例程减小了噪声或振铃问题。
由权利要求1的特征来指定本发明的解决方案。根据本发明，一种用于提供开关模式功率转换器的输出功率的方法包括如下步骤：
a.确定块长度，
b.并且，如果输出功率的设定值在第一功率阈值以下，则在多相AC电压的每个周期中针对至少一个阻断间隔而阻止通过转换器的功率流。
通过在载流导体的组合的两个随后的改变之间的时间跨度来限定块长度。阻断间隔具有一个块长度的持续时间。
开关模式功率转换器具有多相AC侧。多相AC侧具有用于接收多相AC电压的数目N个导体。用于接收多相AC侧的导体的数目N是至少三个。功率通过载流导体的组合而流到转换器中。
突发是在其期间功率流过转换器的时间跨度。通过阻断间隔来分离突发。阻断间隔的持续时间是块长度并且取决于多相AC电压。
如果电流运行通过不存在于先前的组合中的至少一个导体或如果电流运行通过与先前相同的导体但是在至少两个导体中改变其方向，则发生载流导体的组合的改变。
多相AC电压包括多个相位。优选地，所有这些相位具有基本上相同的幅度和周期以及正弦波形。在两个随后的相位之间的相移优选地对于所有相位是相同的，并且基本上等于360°除以相位的数目。
在这样的多相AC电压的情况下，并且假定电路是这样的，即使得具有最小相移的相位被连接到彼此或所有相位都被连接到中性导体，如果相位的数目M是奇数，则载流导体的组合每360°/(2M)地改变。如果相位的数目M是偶数，则载流导体的组合每360°/M地改变。
在下文中，我们将两个载流导体的组合标示为两个字母的序列，所述第一字母指示具有较高电压电势的相位。
在第一示例中，我们假定存在三个导体，并且所有导体是相位导体P、Q和R。相位相对于彼此移位120°。在该情况中，M=3并且N=3。
相位角间隔 载流导体的组合
0°到60° PR
60°到120° PQ
120°到180° RQ
180°到240° RP
240°到320° QP
320°到360° QR
因此，在载流导体的组合的两个随后的改变之间的时间跨度因此如果以相位角单位来被表述的话则总是60°，或如果以时间单位来被表述的话则是AC电压的周期的1/6。
在第二示例中，我们假定存在三个导体，并且它们中的两个是相位导体P、Q，而一个是中性导体N。相位相对于彼此移位180°。在该情况中，M=2并且N=3。
相位角间隔 载流导体的组合
0°≤到180° PN和NQ
180°到360° NP和QN
在载流导体的组合的两个随后的改变之间的时间跨度因此如果以相位角单位来被表述的话则总是180°，或如果以时间单位来被表述的话则是AC电压的周期的1/2。
在第三示例中，我们假定存在四个导体，其全部是相位导体P、Q、R和S。相位相对于彼此移位90°。在该情况中，N=4并且M=4。
相位角间隔 载流导体的组合
0°≤到90° QR和PS
90°到180° SR和PQ
180°到270° RQ和SP
270°到360° RS和QP
在载流导体的组合的两个随后的改变之间的时间跨度因此如果以相位角单位来被表述的话则总是90°，或如果以时间单位来被表述的话则是AC电压的周期的1/4。
在第四示例中，我们假定存在四个导体，其中的三个是相位导体P、Q、R并且一个是中性导体N。相位相对于彼此移位120°。在该情况中，M=3并且N=4。
相位角间隔 载流导体的组合
0°到60° NR
60°到120° PN
120°到180° NQ
180°到240° RN
240°到300° NP
300°到360° QN
在载流导体的组合的两个随后的改变之间的时间跨度因此如果以相位角单位来被表述的话则总是60°，或如果以时间单位来被表述的话则是AC电压的周期的1/6。
此处并且在下文中，除非另行声明，否则时间跨度和持续时间以及时间点可以用相位角以及用时间单位来被表述。如果没有另行明确提及，则相位角是多相AC电压的相位角。
导体可以是相位导体或中性导体，但是总存在仅一个中性导体。
应当在其中输出功率在第一功率阈值以上的状态中并且因此在其中功率流没有被阻断的情形中确定块长度。
术语“确定”应当被解释成包括但不限于测量、计算、构建设备使得值被预先已知，或者在其中值被已知的情形中使用设备。还可能的是：设备以这样的方式被构造，使得阻断间隔具有内置一个块长度的持续时间。
AC电压的周期可以通过测量或监视多相AC电流、多相AC电压、多相AC功率来被确定，或它可以通过网络提供商或AC电压提供商来被给出。
选择长的阻断间隔导致与现有技术中已知的频率相比更低的频率。这将可能的噪声发射移动到其中人耳不太敏感的频率，因此减小可听到的噪声。另外，多相AC功率相关的块长度具有如下优点：即在所有所涉及的相位之间平衡电流是可能的。
在一个实施例中，通过将多相AC电压的周期的持续时间除以隆起数目（bump-number）C来确定块长度。隆起数目C是在输出功率的设定值在第一功率阈值以上的时候在多相AC电压的一个周期期间发生的载流导体的组合的改变的数目。
在其它实施例中，通过检测载流导体的组合的改变并且测量中间的时间来确定块长度。该时间测量不限于以时间单位的测量，而且它还可以通过利用某物来填充储库、例如利用电荷来加载电容器、积累电势或类似的方法来被完成。
在于360°的相位角间隔之上被均等地间隔的电压的正弦波形的情况中，如果相位的数目M是奇数则隆起数目C是2M，并且如果相位的数目M是偶数则它等于M。
在一个实施例中，两个阻断间隔之间的分离是块长度的整数倍。
所述整数可以是零或高达载流导体的组合的改变的数目减一的任何正数。根据该实施例，可以选择多相AC电压的周期的开始而使得360°基本上完全被填充有阻断间隔和突发间隔。
突发间隔是具有一个块长度的持续时间的间隔，在其期间，即使输出功率的设定值在第一功率阈值以下，通过转换器的功率流也是可能的。
块长度乘以一个多相AC电压周期的突发和块间隔的数目的总和在该实施例中因此等于多相AC电压的周期。
两个阻断间隔紧接在彼此之后是可能的。如果所述整数等于零则是此情况。
在一个实施例中，每个阻断间隔开始于在该处发生载流导体的组合的改变的时间点。
由于阻断间隔的持续时间等于在载流导体的组合的两个改变之间的时间跨度，因此这导致如果输出功率在第一功率阈值以下，则在该AC电压周期中阻止从载流导体的一个组合的功率流。
这允许精确地选择从其中取得功率的相位，并且因此可以在相位之间平衡电流，如果这是所期望的话。另外，如果在开关的帮助下实现了功率流的阻止，则在开关时刻的电压和电流是出现的最低电压和电流。这减小对开关的需要并且增大其寿命时间。
此外，可以容易地检测载流导体的组合的改变。例如，可以监视流过导体的合适选择的电流。在三个相位导体的情况中，可以为了该目的而测量出自三个相位导体中的两个中的电流或电压。最后，该实施例具有如下优点：即如果被安置在导体上的开关用于阻止通过转换器的功率流，则开关可以发生在所预期的载流导体的改变之前：如在许多情况中那样，导体中的至少一个在改变之前不载流，断开该导体中的开关在所预期的改变之前不影响输出处的波形。
在另一实施例中，每个阻断间隔开始于如下时间点：在所述时间点处，经组合的电压函数在预定义的方向上跨过电压阈值。
经组合的电压函数
Figure 746273DEST_PATH_IMAGE001
是在至少一个相位角间隔期间与彼此连接——如果输出功率的设定值在第一功率阈值以上的话——的任何两个导体之间的电压的最大绝对值。
如果在导体之间存在电流路径，所述电流路径允许电流在至少一个方向上从导体中的一个流向另一个，则导体优选地被连接到彼此。如果在该电流路径中存在开关，则在本发明的意义上如果该开关在某个相位角间隔内闭合、如果输出功率的设定值在第一功率阈值以上的话，则导体被连接。
经组合的电压函数
Figure 397834DEST_PATH_IMAGE001
在连接器以星形连接被连接的情况中在每个时间点都是在连接器中的一个中出现的所有电压的最大绝对值。
在连接器以多边形连接被连接的情况中，经组合的电压函数是在具有固定的相位角差的电压的所有连接器对之间的电压差的最大绝对值。
此处并且在下文中，多边形连接应当被理解为如下连接：在所述连接中，具有给定相位角差的相位被连接到彼此。不应当出现在具有其它相位角差的相位之间的直接连接。
例如在利用P、Q、R和S被标示的、具有电压
Figure 974309DEST_PATH_IMAGE002
Figure 369519DEST_PATH_IMAGE003
的四相位的情况中，经组合的电压函数如下：
Figure 918312DEST_PATH_IMAGE004
，如果相位以星形连接被连接的话。
Figure 740774DEST_PATH_IMAGE005
，如果相位以具有90°相位角差的多边形连接被连接的话。
Figure 70124DEST_PATH_IMAGE006
，如果相位以具有180°相位角差的多边形连接被连接的话。
根据“多边形连接”的定义，在上述四相位P、Q、R、S的情况中存在例如两个可能的多边形连接：如果连接在P与Q、Q与R、R与S、以及S与P之间，则所连接的相位之间的相位差是90°。如果P与R被连接，以及Q与S被连接，则所连接的相位之间的相位差是180°。
如果每个相位与每个其它相位连接，则结果得到的经组合的电压函数与在具有最大可能的相位角差的多边形连接的情况中相同。
在具有四相位P、Q、R和S以及连接P-Q、P-R、P-S、Q-R、Q-S和R-S的示例中，电压差的最大绝对值将处于连接P-R以及Q-S中，所述连接P-R以及Q-S具有180°相位差。因此，经组合的电压函数与在具有180°相位差的多边形连接的情况中相同。
经组合的电压函数具有与块长度相等的周期。因此，在该处经组合的电压函数在给定方向上跨过给定电压阈值的时间点处开始阻断间隔导致了规则的模式，在所述规则的模式的情况下，可以控制次谐波的量或在不同相位之间的电流平衡。
在一个实施例中，存在比第一功率阈值低的第二功率阈值。根据该实施例的方法包括以下的附加步骤：
如果输出功率的设定值在第二功率阈值以下，则在其中输出功率的设定值在第二与第一功率阈值之间的情况中，将AC电压的每周期的阻断间隔的数目选择成大于多相AC电压的每周期的阻断间隔的数目。
如果输出功率的设定值在第一功率阈值以上，则将AC电压的每周期的阻断间隔的数目选择成是零。
优选地，如果输出功率的设定值在第二功率阈值以下，则多相AC电压的每周期的阻断间隔的数目被设定成是二。并且如果输出功率的设定值在第二功率阈值与第一功率阈值之间，则AC电压的每周期的阻断间隔的数目被设定成是一。
在优选实施例中，存在确切三个用于接收多相AC电压的导体并且存在确切三个相位（N=M=3），并且在该实施例中，如果输出功率的设定值在第二功率阈值以下则多相AC电压的每周期的阻断间隔的数目被设定成二，并且如果输出功率的设定值在第二功率阈值与第一功率阈值之间，则AC电压的每周期的阻断间隔的数目被设定成一。
通过在减小输出功率的设定值的情况下增大阻断间隔的数目，转换器布置可以适合于不同的低负载条件。因而，转换器布置的效率甚至在低输出负载的情况下也可以保持很高。
根据一个实施例，第一功率阈值被设定成在导体的给定连接的情况下可获得的最大功率的(C-1)/C倍。C是如以上所定义的隆起数目。
优选地，第二功率阈值被设定成在导体的给定连接的情况下可获得的最大功率的(C-2)/C倍。C是如以上所定义的隆起数目。
在导体的给定连接的情况下以及在给定输出电流的情况下可获得的最大功率取决于在所连接的导体之间的相位角差：电压随着增大的相位角差而增大。导体的连接的选择确定可能的相位角差。例如，导体的连接可以是星形连接、三角形连接或多边形连接。
存在两种方式用于减小转换器布置中的输出功率：一方面，输出电流可以被减小，并且另一方面，可以引入阻断间隔，该阻断间隔在一个块长度的持续时间期间阻断功率传送。在减小的电流的情况下运作倾向于减小功率供给的效率。因此，优选使用阻断间隔。然而，阻断间隔在分立的步骤中减小所传送的功率。在具有C个隆起的情况下，如果AC电压的每周期存在C个阻断间隔，则明显没有功率被传送。单个阻断间隔按在具有相同电流但是没有任何阻断间隔的情况下所传送的功率的1/C倍来减小所传送的功率。为了尽可能小地改变电流值，因此优选将第一功率阈值设定到最大可传送功率的(C-1)/C。其中电流需要被改变以获得在最大值与最大功率的(C-1)/C之间的功率传送的间隔因而仅仅是以最大电流为单位并且假定恒定的电压幅度的[(C-1)/C,1]。
根据一个实施例，多相AC侧的所有导体被连接到多相AC电压的相位，使得结果产生多边形连接，并且所述方法包括如下步骤：
从在一与(M/2)的整数系数之间并且包括一与(M/2)的整数系数的整数中选择相位差倍数k，并且
从在0与C-1之间并且包括0与C-1的整数中选择AC电压的每周期的阻断间隔的数目q，
使得功率的设定值尽可能接近地在通过AC电压的单个相位可传送的最大功率乘以
Figure DEST_PATH_IMAGE008AA
以下。
M是多相AC电压的相位的数目，并且C是隆起数目。
通过单个相位可传送的功率是如果相位将会被连接到中性导体（如在星形连接中情况正是如此）而不是第二相位（如在多边形连接中情况正是如此）则可传送的功率。
所述整数系数是可以从被除数减去除数而余数没有变成负的最大整数倍。
如果被连接到多相AC电压的相位的导体以多边形连接被连接，并且如果存在多于三个相位，则可以通过除了改变电流之外还改变电压来改变所传送的功率。经组合的电压函数的幅度等于
Figure 393658DEST_PATH_IMAGE009
，其中“a”是在所连接的导体之间的相位差。如果存在M个相位，则最小的相位差是360°/M，并且如果M是偶数，则最大的相位差是180°，并且如果M是奇数，则最大的相位差是180°(1-1/M)。可能的相位差是k*360°/M，其中k是在1与(M/2)的整数系数之间变化的整数。因此，可以通过选择合适的相位来获得以下电压幅度：
Figure 219794DEST_PATH_IMAGE010
，其中k=1……
Figure 541054DEST_PATH_IMAGE011
的整数系数。
该实施例的想法是通过适配在其期间传送功率的时间以及通过适配电压并且仅在那时改变电流来尽可能接近地达到输出功率的所期望的设定值。通过选择在AC电压的一个周期期间的阻断间隔的数目来调节在其期间传送功率的时间。通过连接相位与所期望的相位差来适配电压。
作为示例，在4相位的情况中，k可以是1或2。隆起数目C等于4，并且q可以具有在0与4之间的值。因此，通过单个相位可传送的最大功率的以下分数可以通过改变k和q来被达成：
k q 通过单个相位可传送的最大功率的分数
2 0 2
2 1 1.5
1 0 1.414
1 1 1.061
2 2 1
1 2 0.707
2 3 0.5
1 3 0.354
1或2 4 0
在一个实施例中，多相AC侧的导体被连接使得它们的连接可以在星形连接与多边形连接之间变化。
在该情况下，从以下集合中选择k：(M/6)以及在一和(M/2)的整数系数之间并且包括一和(M/2)的整数系数的整数集合。从在0与C-1之间并且包括0与C-1的整数中选择多相AC电压的每周期的阻断间隔的数目q。所述选择是这样的使得输出功率的设定值尽可能接近地在通过多相AC电压的单个相位可传送的最大功率乘以
Figure 590656DEST_PATH_IMAGE012
以下。
如果选择k=M/6，则以星形连接来连接导体：
Figure 124406DEST_PATH_IMAGE013
。由于通过单个相位可传送的最大功率只不过是在不存在所有阻断间隔（q=0）的情况下通过星形连接中的单个相位所传送的功率，并且由于通过单个相位可传送的最大功率是
Figure 382212DEST_PATH_IMAGE014
应当与之相乘的单位，因此要求是在该特殊情况中
Figure 812056DEST_PATH_IMAGE015
等于1。在q=0并且k=M/6的情况中，满足所述条件。如果k被不同地选择，则导体以多边形连接被连接，其中在所连接的导体之间的相位角差等于
Figure 850419DEST_PATH_IMAGE016
。
作为示例，在3个相位（M=3）的情况中，k可以是1或0.5=M/6。隆起数目C等于6，并且q可以具有在0与6之间的值。因此，通过单个相位可传送的最大功率的以下分数可以通过改变k和q来被达成：
k q 通过单个相位可传送的最大功率的分数
1 0 1.732
1 1 1.44
1 2 1.15
0.5 0 1
1 3 0.87
0.5 1 5/6=0.83
0.5 2 4/6=0.67
1 4 0.58
0.5 3 3/6=0.5
0.5 4 2/6=0.33
1 5 0.29
0.5 5 1/6=0.17
在另一实施例中，AC电压的每周期的阻断间隔的数目q以及相位差倍数k被选择使得对于给定的输出功率的设定值，手边的转换器的效率是最高的。可以通过如下来评估q和k的最高效的组合：在多个可能的输出功率的设定值、例如以在零与标称最大输出功率之间的5%的步进下测量每个组合的效率，并且然后通过在这些数据点之间进行插值。该效率评估可以为每个感兴趣的转换器类型进行一次，并且然后关于最高效的组合的信息可以针对相同类型的所有转换器而被保存在内部存储器上。
在优选实施例中，导体的数目N等于三，并且所有导体都被连接到AC多相电压的相位，并且其中所述方法优选地包括如下步骤：对在载流导体的所有组合之间的电流进行整流。
该实施例特别简单、稳健并且成本高效。
在一个实施例中，DC电压在输入处进入开关模式功率转换器，并且多相AC电压在多相AC侧离开开关模式功率转换器。多相AC电压的周期的持续时间、以及优选地还有跨转换器的输出的多相AC电压的另外的性质通过转换器被连接到的输电网来被确定。
这样的转换器特别容易安装并且不需要用户的任何认知。
在一个实施例中，多相AC电压的周期的持续时间、以及优选地还有离开转换器的多相AC电压的另外的性质通过用户输入来被确定。
这样的转换器可以适合于它应当与之一起被使用的输电网，并且它不需要用于确定输出输电网性质的传感器。
在一个实施例中，多相AC电压的周期的持续时间、以及优选地还有离开转换器的多相AC电压的另外的性质通过转换器本身来被确定。
这样的转换器仅仅需要小量零件。
多相AC电压的性质优选地是以下中的一个或多个：针对每个出现的相位的周期、相位角、幅度和/或波形。
在一个实施例中，多相AC电压在多相AC侧进入开关模式功率转换器。所有导体都被连接到多相AC电压的相位。在该实施例中，所述方法优选地包括如下步骤：利用整流器、优选地利用包括二极管的桥式整流器来对载流导体的所有组合之间的电流进行整流。
导体可以以这样的方式被连接：使得在给定所连接的AC电压的相位的数目的情况下，在所连接的导体之间的相位角差是可能的最大的。
导体还可以以这样的方式被连接：使得每个导体与每个其它导体连接。
此外，导体可以以这样的方式被连接：使得被连接到它们的相位具有固定的相位差。
整流器还可以是Vienna整流器或桥式整流器，其包括晶闸管或其它单向开关。还可以使用其它已知类型的整流器。
在一个实施例中，所述方法包括以下步骤：
如果输出功率的设定值在第一功率阈值以下，则重复地使用一模式以确定阻断间隔。
所述模式是一个或多个子模式的组合。
所述子模式是Q和P元素的序列，其中Q元素指示阻断间隔，并且P元素指示不存在阻断间隔，并且其中在子模式中存在C/2或C个元素，并且其中在子模式中的元素的次序指示在阻断间隔之间的距离。C是隆起数目。
一个所应用的模式的持续时间是出现的次谐波的长度。一个所应用的子模式的持续时间是多相AC电压的一个周期的长度的一半，或者它等于多相AC电压的一个周期的长度。
在一模式中组合多于一个子模式允许在不同的相位上更均匀地分布负载。
子模式中的元素的数目可以是C/2，因为载流导体在AC电压周期的第一180°和第二180°中是相同的，因为仅电流的方向在AC电压周期的第一和第二半之间转变。
在另一实施例中，子模式中的元素的数目是C并且等于隆起数目。
在一个实施例中，只要输出功率的设定值在第一功率阈值以上或等于第一功率阈值，所述模式就仅仅包括P个元素。
根据一个实施例，所述模式包括一个子模式。
在该实施例中，不存在次谐波。在结果得到的电流中不存在dc部分。此外，负载可以集中在多相AC电压的相位的所期望的子集上。
根据一个实施例，所述模式包括
Figure DEST_PATH_IMAGE018AA
的整数倍的不同子模式，其具有全部相同数目的Q和P元素，由此X是每子模式的Q元素的数目，并且由此全部不同的子模式同等经常地出现在所述模式中，并且由此E是子模式中元素的数目。
E是子模式中元素的数目，并且E可以具有隆起数目C的值或C/2的值。
优选地取决于输出功率的设定值来选择Q元素的数目。
具有长度E并且包括第一类型的X个元素和第二类型的（E-X）个元素的集合的不同排列的数目是
Figure 453439DEST_PATH_IMAGE019
。因此，请求
Figure 96910DEST_PATH_IMAGE019
个不同的子模式等同于请求具有X个Q元素和（E-X）个P元素的所有可能的子模式。
例如，在三个相位以及为6的隆起数目、AC电压的每半周期一个阻断间隔以及子模式中三个元素的情况下，所有可能的子模式是[QPP]、[PQP]、[PPQ]。
根据该实施例的模式的示例因此是以下：
[[QPP],[PQP],[PPQ]]，其中所有可能的子模式出现一次，以及
[[QPP], [PQP], [PPQ], [PPQ], [PQP], [QPP]]，其中所有可能的子模式出现两次。
由于所有相位在针对一个模式所需要的时间跨度中被阻断相同的持续时间，因此在一个模式的时间尺度之上在所有相位之间均等地平衡负载。由于可以在AC电压的一个半周期期间应用一个子模式，因此在其期间应用一个模式的时间跨度是模式中子模式的数目乘以AC电压的半周期，或者换言之AC电压的
Figure 228814DEST_PATH_IMAGE020
的整数倍个周期。在所有相位之上均等地分布电流和功率。在结果得到的电流中不存在dc部分。
在一个实施例中，子模式以这样的方式被布置：在模式中使得在任何地方在彼此后方存在相同数目的Q元素。
这具有如下优点：即在其期间功率传送被阻断的有效持续时间总是相同。这降低对可能的输出滤波器的要求。
针对具有仅一个Q元素的这样的模式的一个示例是以下：
[[QPP], [PQP], [PPQ], [PPQ], [PQP], [QPP]]。
即使该模式被反复不断地重复，在两个随后的Q元素之间也总是存在至少一个P元素。
包括两个Q元素的另一示例是以下：
[[PQQ],[QPQ],[QQP]]。
如果该模式被反复不断地重复，则在彼此后方总是存在三个Q元素。三个Q元素的这些群组被任一个或两个P元素分离。
该实施例仅仅在其中子模式包括仅一个P或仅一个Q元素的情况中是可能的。优选地，子模式被布置使得在随后的Q元素的数目中的变化尽可能小。
在一个实施例中，根据被连接到多相AC电压的一个相位的至少一个导体的电压值以及输出功率的设定值来确定第一开关信号。
被连接到一相位的至少一个导体的电压用于确定AC电压的相位角和/或周期。输出功率的设定值用于确定每电压周期的阻断间隔的数目。
第一开关信号是如下信号：该信号控制开关模式功率转换器的至少一个开关。
在升压转换器的示例中，第一开关信号是PWM信号，其具有确定升压转换器的输出电压的占空比。
在一个实施例中，模式信号乘以第一开关信号。这导致经模式确定的开关信号。在该实施例中，第一开关信号是PWM信号，并且模式信号通过一系列0和1来表示模式，其中在一个块长度的持续时间内通过0来取代每个Q元素，并且在一个块长度的持续时间内通过1来取代每个P元素。在该实施例中，为零的经模式确定的开关信号将开关保持在阻止通过转换器的功率流的定位中。
PWM代表脉冲宽度调制。第一开关信号可以用于控制升压转换器的开关，或用于具有另一功能并且安置在开关模式功率供给中的开关。第一开关信号的频率和占空比可以取决于所期望的输出电压和/或取决于开关模式功率供给的部件的参数，并且通常独立于AC电压频率。通过模式信号来表示模式。模式信号也可以是PWM信号。模式信号以所期望的方式与AC电压同步。如果模式信号是PWM信号，则它具有针对模式中的每个Q元素在一个块长度的持续时间内表示零的幅度，并且它具有针对每个P元素在一个块长度的持续时间内表示一的幅度。如果第一开关信号和模式信号二者都是PWM信号，则将第一开关信号与模式信号型信号相乘导致经模式确定的开关信号，该信号类似于在阻断间隔外部的第一开关信号并且在阻断间隔期间是零。
该方法使得非常容易在现有转换器设计中实现本发明的想法：可以在没有任何改变的情况下产生未经改变的开关信号。信号的乘法可以发生在信号被传送到开关之前不久。所述开关可以与在现有转换器设计中相同。
以不同的方式在模式信号中表示模式也是可能的：可以通过不同的频率或通过对P或Q元素的开始进行表示的短峰值来表示Q和P元素。在这样的实施例中，第一开关信号和模式信号应当被组合使得在经模式确定的开关信号中仍可以看见P或Q元素的签名。这样的组合可以是加法或乘法。
然而，不将模式信号与第一开关信号组合也是可能的：开关模式功率供给可以包括一开关，该开关仅仅被用于手边的方法并且因此直接以合适的方式接收模式信号。此外可能的是：模式信号停止第一开关信号的部分的传送，或使用能够处置两个信号输入的开关。
根据本发明，存在用于实施以上呈现的方法的控制器。
这样的控制器可以被添加到以其它方式未被改变的转换器设计。转换器设计应当被适配使得原始开关信号可以在被传送到开关之前通过控制器被变更。
这样的控制器还可以与附加的开关一起被添加在常规的开关模式功率转换器中。开关可以被安置使得它可以阻碍通过转换器的功率传送，并且控制器可以用于控制该开关以便执行上述方法。
可能的是：控制器控制多于一个开关，以阻碍通过转换器的功率传送和/或确定载流导体。
在一个实施例中，控制器包括输入端口，该输入端口用于接收与输出功率的设定值相关的信息。
这允许控制器在一个AC电压周期期间确定阻断间隔的合适量。
根据本发明的开关模式功率转换器，其使用上述方法，包括AC多相端子、优选地输入端子，其中端子用于至少两个相位以及中性或至少三个相位。它此外包括至少一个可控制的开关和如上所述的控制器。控制器控制所述至少一个可控制的开关，使得上述方法被执行。
根据一个实施例，转换器包括AC/DC转换器，其优选地具有全桥式整流器或Vienna整流器。它还包括：电压或电流检测构件，以检测在被连接到多相AC电压的一个相位的至少一个导体中的电压或电流；以及DC/DC转换器，该DC/DC转换器优选地是升压或降压转换器，包括所述至少一个可控制的开关。
在该实施例中，可以通过控制DC/DC转换器的开关来阻断通过完整转换器的功率传递。
在其它实施例中，整流器中的开关用于阻断功率传递。在另外的实施例中，开关被安置在AC/DC与DC/DC转换器之间，以阻断功率传递。在另一实施例中，开关被安置在输出电容器之前，并且可以阻断该位置处的功率传递。
在一个实施例中，转换器另外包括可控制的相位线开关，该可控制的相位线开关可以由控制器来被控制并且可以将被连接到相关联的相位的导体中的功率流中断。
这允许确定在所连接的导体之间的相位角差。
使用如上所述的方法的逆变器、优选地太阳能逆变器包括DC输入以及作为输出的多相AC侧。多相AC侧包括用于至少两个相位以及中性或至少三个相位的端子。该逆变器此外包括DC/AC转换器。DC/AC转换器优选地具有全桥式配置，并且每个被连接到相位的导体包括至少一个可控制的开关。逆变器此外包括控制器，该控制器控制DC/AC转换器的可控制的开关以便执行上述方法。
在逆变器的情况中，输出功率的设定值可以是DC输入上的功率输入的设定值或AC侧上的功率输出的设定值。例如，可以通过由DC源、比如太阳能模块所产生的并且被馈送到转换器中的功率来给出输出功率的设定值。输出功率的设定值还可以是由需要AC功率的负载、比如电动机所请求的功率。
其它有利实施例和特征组合出现自下面的详细描述以及权利要求书全文。
附图说明
用于解释实施例的附图示出了：
图1a是以星形连接的多相AC电压以及经组合的电压函数
Figure 692156DEST_PATH_IMAGE021
。
图1b是以多边形连接的多相AC电压以及经组合的电压函数
Figure 567708DEST_PATH_IMAGE021
。
图2a是升压转换器的第一开关信号、模式信号以及经模式确定的开关信号。
图2b是在输出功率的设定值在第一功率阈值以上的情况中经组合的电压函数以及在具有升压转换器的开关模式功率供给的输出电容器处的电压。
图2c是在输出功率的设定值在第一功率阈值以下的情况中经组合的电压函数以及在具有升压转换器的开关模式功率供给的输出电容器处的电压。
图3a是没有阻断间隔的相位电流。
图3b是具有一个阻断间隔的相位电流。
图3c是具有两个阻断间隔的相位电流。
图4是AC/DC转换器的示例。
图5是逆变器的示例。
在各图中，相同的部件被给予相同的参考符号。
优选实施例
图1a以点线示出了三个相位1.1、1.2和1.3的电压波形，所述三个相位1.1、1.2和1.3相对于彼此移位120°。所述三个电压波形全部具有带有为一的幅度的正弦形状。图形的x轴示出了相位角并且从0°延伸到360°。
如果三个相位以星形连接被连接，则在输出处的电压是在相位与中性之间的差异，并且因此结果得到的波形看似与三个相位1.1、1.2和1.3的电压相同。
经组合的电压函数
Figure 65686DEST_PATH_IMAGE022
3被示出为实线：它等于三个相位波形1.1、1.2和1.3的最高绝对值。其最大值等于一，并且其最小值等于sin(60°)=0.866。它在0°到360°的相位角间隔中具有六个最大值3.1。隆起长度4.1是在经组合的电压函数
Figure 571753DEST_PATH_IMAGE023
3的两个随后的最小值3.2之间的距离并且在该示例中为60°长。隆起4是在两个随后的最小值之间的经组合的电压函数
Figure 820594DEST_PATH_IMAGE023
3的波形。
在图1a的示例中，相位1.1的波形在第一隆起4期间是负的，但是其绝对值是所有相位中最大的。第二隆起4遵循在该区中为正的相位1.3的波形。第三隆起4是相位1.2的负值。第四隆起4遵循相位1.1的波形。第五隆起4是相位1.3的负值，并且第六隆起4遵循相位1.2的波形。因此，如果存在被连接在相位和中性之间的电阻性负载，则在电流在0°到60°期间流到相位1.1中，继之以电流在60°和120°期间从相位1.3流出，继之以电流在120°和180°期间流到相位1.2中，继之以电流在180°和240°期间从相位1.1流出，继之以电流在240°和300°期间流到相位1.3中，并且最后继之以电流在300°和360°期间从相位1.2流出。显然，所有相位在360°的一个AC电压周期期间总计递送120°相位角的功率。
在图1b的示例中，相位1.1、1.2和1.3以三角形连接被连接。因此，输出处的结果得到的电压总是在相位1.1、1.2和1.3中的两个之间的差异。差异电压2.13是在相位1.1和1.3之间的电压。差异电压2.21是在相位1.2和1.1之间的电压。差异电压2.32是在相位1.3和1.2之间的电压。差异电压2.13、2.21和2.32被示出为虚线。在它们之间的相位角是120°，并且它们具有带有2 sin(60°)=1.732的幅度的正弦形状。
经组合的电压函数
Figure 437521DEST_PATH_IMAGE024
3被示出为实线：它等于差异电压波形2.13、2.21和2.32的最高绝对值。其最大值等于2 sin(60°)=1.732，并且其最小值等于1.5。它在0°到360°的相位角间隔中具有六个最大值3.1。隆起长度4.1是在经组合的电压函数
Figure 790004DEST_PATH_IMAGE024
3的两个随后的最小值3.2之间的距离并且在该示例中为60°长。隆起4是在两个随后的最小值之间的经组合的电压函数
Figure 263711DEST_PATH_IMAGE024
3的波形。
在图1b中的示例中，差异电压2.21在从-30°到30°相位角的第一隆起4期间是正的。由于坐标系的选择，仅仅示出了该隆起4的一半。第二隆起4是在30°和90°之间的相位角间隔中的差异电压2.13的负值。第三隆起4遵循在90°和150°之间的相位角间隔中的差异电压2.32。第四隆起4是在150°和210°之间的相位角间隔中的差异电压2.21的负值。第五隆起4遵循差异值2.13，并且第六隆起4是在270°和330°之间的相位角间隔中的差异电压2.32的负值。考虑到在-30°和0°之间的相位角与在330°和360°之间的相位角相同这一事实，第六隆起继之以第一隆起4的第一半部分。
因此，如果存在被连接在相位之间的电阻性负载，则电流在0°到30°期间从相位1.2流到相位1.1中，继之以电流在30°和90°期间从相位1.3流到相位1.1中，继之以电流在90°和150°期间从相位1.3流到相位1.2，继之以电流在150°和210°期间从相位1.1流到相位1.2中，继之以电流在210°和270°期间从相位1.1流到相位1.3中，继之以电流在270°和330°期间从相位1.2到相位1.3，最后继之以电流从相位1.2到相位1.1中，所述相位1.1开始于330°的相位角处。显然，所有相位在360°的一个AC电压周期期间涉及在总计为240°的相位角的功率递送中。
图2a示出了关于以下的示例：在具有以星形连接或以三角形连接被连接到二极管桥式整流器、继之以包括可控制的开关和输出电容器8的升压转换器的三个相位（1.1、1.2、1.3）的转换器布置的情况中，如何构造经模式确定的开关信号13以及其对结果得到的波形的影响。负载5被连接到输出电容器8。图2b示出了在升压转换器的输入上的电压，所述电压在手边的情况中是经组合的电压函数3；以及在具有负载5的输出电容器14之上的电压，所述负载5请求在第一功率阈值以上的最大功率输出。图2c示出了在请求第一功率阈值以下的功率输出的负载5的情况中的相同电压。
图2a、2b和2c的x轴总是示出相位角。在该处一个隆起4结束并且下一个隆起4开始的相位角通过垂直虚线来被标记，为了易于比较，所述垂直虚线穿过所有图2a、2b和2c。
图2a的y轴是任意的：所描绘的信号11、12、13是二进制的，即零和一，并且灰色区域指示在所指示的相位角处为一的值，而白色区域指示在所指示的相位角处为零的值。
图2b和2c的y轴示出了电压。
图2a示出了三个信号：在顶部，存在第一开关信号11，其是用于升压转换器的开关的PWM信号。在手边的示例中，其占空比是2/5。其频率显著高于在经组合的电压函数
Figure 29542DEST_PATH_IMAGE021
中的隆起4的频率。在中间，存在模式信号12。它在该情况中是PWM信号。由所描绘的模式信号12表示的模式是[101101]或[PQPPQP]。该模式信号12被同步到经组合的电压函数
Figure 981317DEST_PATH_IMAGE023
3，并且取决于输出功率的设定值来选择其占空比。此处，占空比是2/3。频率是多相AC电压频率的两倍或隆起4频率的1/3，因为子模式[101]每3个隆起地或多相AC电压的每180°地重复。在图2a的底部的信号是经模式确定的开关信号13。经模式确定的开关信号13是第一开关信号11与模式信号12的乘积。
图2b和2c中的点线示出了未经扰动的经组合的电压函数
Figure 453887DEST_PATH_IMAGE023
3。这是桥式整流器的输出电压以及升压转换器的输入电压。经组合的电压函数
Figure 98495DEST_PATH_IMAGE022
3是具有相等隆起长度4.1的一系列隆起4。隆起4的最小值和最大值随着增大的相位角而保持恒定。
为了说明所述方法，假定升压转换器与具有恒定占空比的第一开关信号一起被使用。所述方法在具有改变的占空比的第一开关信号的情况下将以相同的方式运作，以便最小化输出上的电压纹波。
此外，再次主要为了说明目的，假定负载5包括电阻器和电容的并联电路。在图2b中，假定电容是小的。在图2c中，假定电容是大的。升压转换器的输出电容器8被假定是小的，并且被选择以抑制第一开关信号11的高频纹波。
在图2b中，负载可以处置最大输出功率。第一功率阈值在最大输出功率以下。因此，不存在阻断间隔，并且经模式确定的开关信号13等于如在图2a的顶行中所示出的第一开关信号11。由于占空比是2/5并且由于第一开关信号11的频率相比于隆起4频率很高，因此输出电容器14上的电压基本上与升压转换器的输入上的电压或经组合的电压函数3的2.5倍成比例。由于内部电容应当很小，因此我们此外在此处假定负载5基本上立即消耗所请求的功率，使得在隆起长度4.1的时间尺度上几乎没有显著的阻尼效应。假定较大的内部电容，在输出电容器之上的电压的波形中的纹波将会减小。
在图2c中，负载5请求较少的功率并且具有大的内部电容：输出功率的设定值低于第一功率阈值。因此，具有2/3的占空比的模式在经模式确定的开关信号13中被转换，所述经模式确定的开关信号13被乘到升压转换器的第一开关信号11。如果该经模式确定的开关信号13被用作用于升压转换器中的开关的控制信号，则在其中经模式控制的开关信号13等于零的隆起4期间，开关保持断开。这类似于用于升压转换器的开关的为零的占空比。在这些条件下，输出电压等于升压转换器的输入电压。在具有较高占空比的时间期间，该输出电压显著低于升压转换器的输出电压。由于升压转换器的二极管，负载5的内部电容可以仅仅经由电阻器而放电。如果指示阻断间隔的模式完全活动，则负载5请求仅很少的功率。因此，电容仅仅缓慢地放电，并且保持比输入电压高的电压14。在图2c中，通过电容之上的缓慢下降的电压14来描绘电容的该缓慢放电。由于在升压转换器的输入上的电压在阻断间隔期间小于内部电容之上的电压14，因此在阻断间隔期间没有电流从输入流过输出并且到负载5中。由于作为整体没有电流从输入流到转换器的输出，因此没有通过转换器的功率流。
图3a、3b和3c示出了具有以多边形连接被连接的三个相位的转换器中的电流：利用实线来示出第一相位导体15.1中的电流，利用虚线来示出第二相位导体15.2中的电流，并且利用点线来示出第三相位导体15.3中的电流。这些图的x轴示出了以度为单位的相位角，而y轴示出了以任意单位的电流。为了易于比较，示出了垂直的虚线，该垂直的虚线在360°相位角的整数倍处跨过所有x轴。
图3a示出了没有任何阻断间隔的情形。模式具有为1的占空比。图3b示出了每180°相位角具有一个阻断间隔的情形。模式具有为2/3的占空比。最后，图3c示出了每180°相位角具有两个阻断间隔的情形。所应用的模式具有为1/3的占空比。
从图3a中，可以清楚地确定多相AC电压的每周期、即每360°相位角间隔存在六个隆起4。块长度4.1因此如果以相位角来被表述的话是60度。
由于相位导体1.1、1.2、1.3以多边形连接被连接，因此如果到底存在任何电流，则在两个相位导体1.1、1.2、1.3中存在电流。在下文中，我们将假定正电流从源流到汇点（sink），并且因此具有正电流值的导体是源，并且具有负电流值的导体是汇点。取决于惯例，相反情况当然也是可能的。
图3a示出了以下：
相位角间隔 源 汇点 所涉及的相位 载流导体的组合
0°-30° 第一 第二 第一和第二 12
30°-90° 第三 第二 第二和第三 32
90°-150° 第三 第一 第一和第三 31
150°-210° 第二 第一 第一和第二 21
210°-270° 第二 第三 第二和第三 23
270°-330° 第一 第三 第一和第三 13
330°-360° 第一 第二 第一和第二 12
因此，每个相位导体在总计120°相位角的持续时间内是源，并且它还在总计120°相位角的持续时间内是汇点。负载在相位之间均等地平衡。
还可以看到：如果电流的方向是令人感兴趣的，则情形每360°重复自身，并且如果方向不让人感到任何兴趣，则情形每180°重复自身。
图3b描绘了在模式[PPQ,PPQ,PQP,PQP,QPP,QPP]或[110,110,101,101,011,011]的情况中的电流。此处，利用通过逗号被划分的子模式来编写模式。在三个相位的情况中并且如果电流的方向不让人感到任何兴趣，则子模式包括三个元素。针对2/3的占空比的可能的子模式是[PPQ]、[PQP]和[QPP]或[110]、[101]和[011]。在图3b中所使用的模式中，每个子模式出现两次。因此，模式具有2*3*180°=1080°的周期。模式的频率是多相AC电压频率的1/3。
图3b示出了以下电流流动：
相位角间隔 源 汇点 所涉及的相位 载流导体的组合
0°-30° 第一 第二 第一和第二 12
30°-90° 第三 第二 第二和第三 32
90°-150° 第三 第一 第一和第三 31
150°-210° - - -
210°-270° 第二 第三 第二和第三 23
270°-330° 第一 第三 第一和第三 13
330°-390° - - -
390°-450° 第三 第二 第二和第三 32
450°-510° - - -
510°-570° 第二 第一 第一和第二 21
570°-630° 第二 第三 第二和第三 23
630°-690° - - -
690°-750° 第一 第二 第一和第二 12
750°-810° - - -
810°-870° 第三 第一 第一和第三 31
870°-930° 第二 第一 第一和第二 21
930°-990° - - -
990°-1050° 第一 第三 第一和第三 13
1050°-1080° 第一 第二 第一和第二 12
每个相位针对4*60°=240°的相位角是源，并且针对相同的相位角长度是电流的汇点。因此，负载在所有相位之间均等地分布。
由于阻断间隔的分布，该情形的周期总是1080°，而无论电流的方向是否起作用。
图3c描绘了在模式[100,010,001]的情况中的电流。此处，利用通过逗号被划分的子模式来编写模式。在三个相位的情况中并且如果电流的方向不让人感到任何兴趣，则子模式包括三个元素。针对1/3的占空比的可能的子模式是[100]、[010]和[001]。在图3b中所使用的模式中，每个子模式出现一次。因此，模式具有1*3*180°=540°的周期。模式的频率是多相AC电压频率的2/3。
图3c示出了以下电流流动：
相位角间隔 源 汇点 所涉及的相位 载流导体的组合
0°-30° - - -
30°-90° 第三 第二 第二和第三 32
90°-150°
150°-210°
210°-270°
270°-330° 第一 第三 第一和第三 13
330°-390°
390°-450°
450°-510°
510°-570° 第二 第一 第一和第二 12
570°-630° 第二 第三 第二和第三 23
630°-690°
690°-750°
750°-810°
810°-870° 第三 第一 第一和第三 13
870°-930°
930°-990°
990°-1050°
1050°-1080° 第一 第二 第一和第二 12
每540°，所有相位一次是源并且一次是汇点。此外，相位的所有可能的组合出现一次。然而，如果对电流的方向感兴趣，则周期增大到1080°：仅在那时，包括电流方向的载流导体的组合重复自身。
在图4和图5中，用实线绘制电连接，而通过点虚线来指示信号传送。通过箭头来指示在其中传送信号的方向。
图4示出了具有多相AC电压输入端子9.1的转换器。转换器被连接到负载5。它包括具有三个分支的桥式整流器。每个分支包括两个二极管。将被连接在多相AC电压输入端子9.1处的每个相位1.1、1.2和1.3连接到桥式整流器的分支的中点中的不同一个中点。所述分支被并联地连接到桥式整流器的输出。升压转换器被连接到桥式整流器的输出。升压转换器包括感应率（inductivity）、二极管、输出电容器8和可控制的开关。升压转换器的第一输入端子被连接到桥式整流器的输出端子中的一个。升压转换器的第二输入端子被连接到桥式整流器的另一输出端子。感应率被连接到升压转换器的输入端子。感应率的下游是第一连接点。可控制的开关和二极管被连接到第一连接点。二极管被连接使得其传导方向是远离第一连接点的方向。开关此外被连接到升压转换器的第二输入端子。二极管此外被连接到第二连接点。该第二连接点此外被连接到输出电容器8并且被连接到升压转换器的第一输出端子。输出电容器8此外被连接到升压转换器的第二输入端子。升压转换器的第二输入端子被连接到升压转换器的第二输出端子。升压转换器的第一和第二输出端子被连接到负载5。
所述转换器此外包括测量设备，该测量设备用于测量输入端子9.1处的相位1.1、1.2和1.3的电压。可替换地或附加地，测量设备还可以测量在桥式整流器的所有分支中的电压。测量值被传送到控制单元6，或测量设备被包括在控制单元6中。此外，测量负载5所需要的功率。在手边的实施例中，通过测量负载5所汲取的电流来完成此。另外，该测量被传送到控制单元6，或电流测量被包括在控制单元6中。此外存在存储器，该存储器包括一旦负载5所需要的功率下落到预定义的第一功率阈值以下就将被应用的模式7。模式7可以被传送到控制单元6。模式7被存储在控制单元6本身中或在控制单元6本身中被计算也是可能的。控制单元6使用电流测量来确定负载所需要的功率的设定值——其是输出功率的设定值——是否在第一功率阈值以下。如果负载所需要的功率的设定值在第一功率阈值以上，则控制单元产生具有给定的或经限定的占空比的高频PWM信号。这是用于升压转换器的可控制的开关的第一开关信号11。如果负载所需要的功率的设定值在第一功率阈值以下或确切在第一功率阈值处，则控制单元选择合适的模式7。它使用一个或多个电压测量来确定隆起中的一个开始的时间点并且确定块长度。利用这些信息和模式，产生阻断信号：阻断信号包括为1和0的间隔，每个间隔具有一个块长度的长度。1和0的序列通过模式来被确定。模式反复不断地重复直到所需要的功率的设定值——其是输出功率的设定值——改变使得应该应用另一模式或没有模式应该被应用。阻断信号被乘到高频PWM信号。结果得到的开关信号是经模式确定的开关信号13，并且它被传送到在经模式确定的开关信号13等于0的时候保持断开的开关。
在相比于C*R而言很长的时间内保持可控制的开关断开将具有如下效应：即升压转换器的输出电压基本上与其输入电压相同。C是输出电容器8的组合电容，并且负载5的内部电容L在此处是感应率的电感，并且R是负载5的电阻。负载5典型地保持高得多的电压，因为它在其中升压转化器具有比其输入电压高得多的输出电压的时间中被充电。由于我们假定其中负载消耗仅很少功率的情形，因此它在显著时间内在其输入端子之上保持高电压。因此，将存在其中具有恒定断开的开关的升压转换器的输出电压——其基本上等于升压转换器的输入电压——小于负载的输入端子之上的电压的显著时间跨度。因此，没有电流从升压转换器的上游侧流到其输出并且到负载中。因此，在该时间间隔中没有通过转换器的功率流。一旦在负载的输入端子之上的电压低于升压转换器的输入电压，负载就将接收功率并且再次存在通过转换器的功率流。然而，在大多数情况中，负载将是这样的使得在其输入端子之上的电压保持高于升压转换器的输入电压。如果负载本身不能在其输入端子之上在足够量的时间内保持电压，则合适的电容器可以被并联地连接到负载。这样的电容器充当用于由阻断间隔引起的纹波的储库和阻尼器。通过应用紧接在彼此之后具有恒定或几近恒定数目的阻断间隔的模式，这样的电容器的尺寸可以被优化。
图5示出了逆变器。它具有可以被连接到功率输电网的多相AC输出端子9.2。相位1.1、1.2和1.3被连接到AC输出端子9.2。它们中的每一个还被连接到两个可控制的开关之间的连接点。存在并联与彼此连接的三个分支，其承载两个可控制的开关。DC功率源被连接在三个分支的两个公共点之间。
此外存在测量设备、例如伏特计，利用所述测量设备，由DC功率源提供的功率被评估，以及还有分支中的AC电压的周期，以及如果需要的话阻断间隔应当开始的时间点。测量结果被传送到控制单元6，或在控制单元6的内部被直接测量。如果由DC功率源提供的功率在第一功率阈值以上，则分支中的开关以这样的方式被断开和闭合使得结果产生具有所期望的相移和频率的AC电压。针对该操作而言必要的开关信号由控制单元6产生。如果由DC功率源提供的功率——这在该情况中是输出功率的设定值——在第一功率阈值以下，则模式7被应用到开关信号：关于输出电压的频率和相位的认知被用于产生经模式确定的开关信号，该经模式确定的开关信号在块长度内是0或1。通过模式7来确定0和1块的序列。模式7反复不断地被重复直到由DC功率源提供的功率满足使用另一模式或完全不应用任何模式的条件为止。经模式确定的开关信号被乘到对于产生所期望的输出电压而言必要的所有开关信号。如果结果得到的开关信号是零，则相应的开关是断开的。因此，在该时间期间不存在从DC功率源到AC多相输出端子9.2的电流和功率流。
总而言之，将注意到，可以通过用于获得必要信息的其它手段来取代一些所建议的测量。例如，用户可以选择并且录入AC多相输出电压的频率，并且转换器可以被编程或构造以将为0°的相位角选择成在操作的开始处或在另一事件处。另外，可以通过用户输入或者通过由负载生成并且由任何常见的信号传送手段、比如无线电波或线缆来被传送到控制单元的某种信号来限定功率的设定值。模式可以被预定义并且被保存在计算机可读介质上，但是它还可以每当它被需要的时候由控制单元或由另一计算设备来计算，或者它可以由用户输入来设定。还可能的是：仅子模式被保存，并且去往模式中的布置由随机或经编程的过程来完成。开关的布置以及逆变器、整流器和升压转换器的设计是用于说明性目的。可以使用任何其它的逆变器设计、整流器和转换器。如果该设计不包括适合用于本发明的方法的开关，则可控制的开关可以被安置在输入中或在完整转换器的输出端子中，并且该开关可以由经模式控制的开关信号单独控制。
大多数示例具有三个相位。然而，可以将所述方法扩展到具有多于三个相位的系统。

Claims (16)

1.一种用于利用多相AC侧（9.1、9.2）来提供开关模式功率转换器的输出功率的方法，所述多相AC侧（9.1、9.2）具有用于接收多相AC电压（1.1、1.2、1.3）的数目N个导体，其中导体的数目N是至少三个，并且其中功率通过载流导体的组合而流到开关模式功率转换器中，包括如下步骤：
a. 确定通过在载流导体的组合的两个随后的改变之间的时间跨度而被限定的块长度，并且
b. 如果输出功率的设定值在第一功率阈值以下，则在多相AC电压的每个周期中针对至少一个阻断间隔而阻止通过转换器的功率流，其中每个阻断间隔具有一个块长度的持续时间。
2.根据权利要求1所述的方法，其中通过将多相AC电压（1.1、1.2、1.3）的周期的持续时间除以隆起数目C来确定所述块长度，其中隆起数目C是在输出功率的设定值在第一功率阈值以上的时候在多相AC电压（1.1、1.2、1.3）的一个周期期间发生的载流导体的组合的改变的数目。
3.根据权利要求1至2中任一项所述的方法，其中每个阻断间隔开始于在该处发生载流导体的组合的改变的时间点。
4.根据权利要求1至2中任一项所述的方法，其中每个阻断间隔开始于如下时间点：在所述时间点处，经组合的电压函数（3）在预定义的方向上跨过电压阈值，其中经组合的电压函数（3）是在至少一个相位角间隔期间与彼此连接——如果输出功率的设定值在第一功率阈值以上的话——的任何两个导体之间的电压的最大绝对值。
5.根据权利要求1至4中的一项所述的方法，其中：
a）存在低于第一功率阈值的第二功率阈值，并且
b）其中所述方法包括以下步骤：
a. 如果输出功率的设定值在第二功率阈值以下，则在其中输出功率的设定值在第二与第一功率阈值之间的情况中，将多相AC电压（1.1、1.2、1.3）的每周期的阻断间隔的数目选择成大于多相AC电压（1.1、1.2、1.3）的每周期的阻断间隔的数目，并且
b. 如果输出功率的设定值在第一功率阈值以上，则将多相AC电压（1.1、1.2、1.3）的每周期的阻断间隔的数目选择成是零，
c. 优选地，如果输出功率的设定值在第二功率阈值以下，则将多相AC电压（1.1、1.2、1.3）的每周期的阻断间隔的数目选择成是二，并且如果输出功率的设定值在第二功率阈值与第一功率阈值之间，则将多相AC电压（1.1、1.2、1.3）的每周期的阻断间隔的数目选择成是一。
6.根据权利要求1至5中的一项所述的方法，其中第一功率阈值被设定成在导体的给定连接的情况下可传送的最大功率的(C-1)/C倍，其中C是隆起数目，并且其中优选地第二功率阈值被设定成在导体的给定连接的情况下可传送的最大功率的(C-2)/C倍。
7.根据权利要求1至6中的一项所述的方法，其中
a）多相AC侧的全部导体被连接到多相AC电压（1.1、1.2、1.3）的相位，使得结果产生多边形连接，并且
b）所述方法包括如下步骤：
a. 从在一与(M/2)的整数系数之间并且包括一与(M/2)的整数系数的整数中选择相位差倍数k，其中M是多相AC电压的相位的数目，并且
b. 从在零与C-1之间并且包括零与C-1的整数中选择多相AC电压的每周期的阻断间隔的数目q，其中C是隆起数目，
使得输出功率的设定值尽可能接近地在通过多相AC电压的单个相位可传送的最大功率乘以
Figure 183163DEST_PATH_IMAGE001
以下。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的方法，包括如下步骤：
a）如果输出功率的设定值在第一功率阈值以下，则重复地使用一模式以确定阻断间隔，
b）其中所述模式是一个或多个子模式的组合，并且
c）所述子模式是Q和P元素的序列，其中Q元素指示一个阻断间隔，并且P元素指示不存在一个阻断间隔，并且其中在子模式中存在C/2或C个元素，并且其中在子模式中的元素的次序指示在阻断间隔之间的距离，并且其中C是隆起数目。
9.根据权利要求8所述的方法，其中所述模式包括一个子模式。
10.根据权利要求8所述的方法，其中所述模式包括
Figure DEST_PATH_IMAGE003A
的整数倍的不同子模式，其具有全部相同数目的Q和P元素，由此X是每子模式的Q元素的数目，并且E是子模式中元素的数目，并且由此全部不同的子模式同等经常地出现在所述模式中。
11.根据权利要求1至10中的一项所述的方法，其中根据被连接到多相AC电压（1.1、1.2、1.3）的一个相位的至少一个导体的电压电势以及输出功率的设定值来确定第一开关信号（11）。
12.根据权利要求11所述的方法，其中通过将表示根据权利要求8-10中的一项所述的模式的模式信号（12）与第一开关信号（11）相乘来构造经模式确定的开关信号（13），其中：
a. 第一开关信号（11）是PWM信号，并且
b. 其中模式信号（12）是一系列0和1，其中
i. 在一个块长度的持续时间内通过0来取代每个Q元素，并且
ii. 在一个块长度的持续时间内通过1来取代每个P元素，并且
c. 其中为0的经模式确定的开关信号（13）将开关保持在阻止通过开关模式功率转换器的功率流的定位中。
13.一种控制器，其用于实施根据权利要求1至12中的一项所述的方法。
14.一种开关模式功率转换器，其使用根据权利要求1至12中任一项所述的方法，包括：
a）AC多相端子、优选地输入端子，其中端子用于至少两个相位以及中性或至少三个相位（1.1、1.2、1.3），
b）至少一个可控制的开关，以及
c）根据权利要求13所述的控制器，其控制所述至少一个可控制的开关，使得根据权利要求1至12中的一项所述的方法被执行。
15.根据权利要求14所述的开关模式功率转换器，此外包括：
a）AC/DC转换器，优选地全桥式整流器或Vienna整流器，
b）电压或电流检测构件，其用于检测被连接到多相AC电压（1.1、1.2、1.3）的一个相位的至少一个导体中的电压或电流，以及
c）DC/DC转换器，优选地升压或降压转换器，其包括所述至少一个可控制的开关。
16.一种逆变器，优选地太阳能逆变器，其使用根据权利要求1至12中任一项所述的方法，包括：
a）DC输入，
b）作为输出的多相AC侧，其具有用于多相AC电压的至少两个相位以及以其它方式的AC多相电压（1.1、1.2、1.3）的至少三个相位或中性的端子，以及
c）DC/AC转换器，其优选地以全桥式配置，每个被连接到AC多相电压（1.1、1.2、1.3）的相位中的一个的导体包括至少一个可控制的开关，以及
d）根据权利要求13所述的控制器，其控制所述可控制的开关以便执行根据权利要求1-12中的一项所述的方法。
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