CN111332143A - 用于功率因数校正器(pfc)的可变零电压切换(zvs)混合控制器 - Google Patents

用于功率因数校正器(pfc)的可变零电压切换(zvs)混合控制器 Download PDF

Info

Publication number
CN111332143A
CN111332143A CN201910866969.XA CN201910866969A CN111332143A CN 111332143 A CN111332143 A CN 111332143A CN 201910866969 A CN201910866969 A CN 201910866969A CN 111332143 A CN111332143 A CN 111332143A
Authority
CN
China
Prior art keywords
pfc
voltage
power
reference signal
inductor current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201910866969.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN111332143B (zh
Inventor
安东尼奥·利昂·马西奇
拉法尔·希门尼斯·皮诺
奥斯卡·露西娅·吉尔
赫克托·萨纳高·安迪亚
亚历杭德罗·纳瓦尔·帕勒雷斯
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Lear Corp
Original Assignee
Lear Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Lear Corp filed Critical Lear Corp
Publication of CN111332143A publication Critical patent/CN111332143A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111332143B publication Critical patent/CN111332143B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L53/00—Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles
    • B60L53/20—Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles characterised by converters located in the vehicle
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4241—Arrangements for improving power factor of AC input using a resonant converter
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L53/00—Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles
    • B60L53/20—Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles characterised by converters located in the vehicle
    • B60L53/22—Constructional details or arrangements of charging converters specially adapted for charging electric vehicles
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/007—Regulation of charging or discharging current or voltage
    • H02J7/00712—Regulation of charging or discharging current or voltage the cycle being controlled or terminated in response to electric parameters
    • H02J7/00714—Regulation of charging or discharging current or voltage the cycle being controlled or terminated in response to electric parameters in response to battery charging or discharging current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4216—Arrangements for improving power factor of AC input operating from a three-phase input voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/027—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of logic circuits, with internal or external positive feedback
    • H03K3/037—Bistable circuits
    • H03K3/0377—Bistables with hysteresis, e.g. Schmitt trigger
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
    • H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2207/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/7072—Electromobility specific charging systems or methods for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/80—Technologies aiming to reduce greenhouse gasses emissions common to all road transportation technologies
    • Y02T10/92—Energy efficient charging or discharging systems for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors specially adapted for vehicles
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T90/00—Enabling technologies or technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
    • Y02T90/10—Technologies relating to charging of electric vehicles
    • Y02T90/14—Plug-in electric vehicles

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本申请公开了用于功率因数校正器(PFC)的可变零电压切换(ZVS)混合控制器。一种例如用于为车辆牵引电池充电的车载充电器(OBC)的功率因数校正器(PFC)使用来自电源的输入电压和输入电流来输出期望电压。PFC具有电感器以及第一和第二功率开关。微控制器对于输入电压的每个半周期生成第一和第二参考信号，分别表示(i)电感器电流的正弦包络，对于该包络，PFC将从电源吸收足够的功率，用于PFC输出期望电压，以及(ii)电感器电流的反向值，对于该反向值，确保开关的零电压切换(ZVS)。在电感器电流等于外部正弦幅度包络(反向值)时，比较器组件断开(接通)第一开关且接通(断开)第二开关，由此PFC输出具有ZVS的期望电压。

Description

用于功率因数校正器(PFC)的可变零电压切换(ZVS)混合控 制器
技术领域
本发明涉及用于控制功率因数校正器(PFC)的方法和系统，例如车载充电器(OBC)的PFC。
背景
具有电源和负载的电气系统的“功率因数”是输送到负载的实际功率(realpower)除以电气系统中的视在功率的比率。功率因数取决于输送到负载的电压和电流之间的相位差以及电流失真。当电压和电流为正弦且同相时，功率因数为1。
当功率因数为1时，电气系统为负载供电的效率最大化。因此，电气系统可以包括功率因数校正器(PFC)。控制PFC以调节电流，使其与电压更同相，从而提高功率因数使其趋近于1，以达到EMC标准并使效率最大化。
概述
一种功率因数校正器(PFC)组件包括PFC、微控制器和迟滞比较器电路组件。PFC将使用来自电源的输入电压和输入电流来输出期望电压。PFC具有电感器、第一功率开关和第二功率开关。输入电流是电感器的电流，并且电感器电流取决于功率开关的切换状态。
微控制器被配置为基于输入电压和期望电压生成第一参考信号(Ref_H)和第二参考信号(Ref_L)。在输入电压的正半周期期间，第一参考信号(Ref_H)指示电感器电流的外部正弦幅度包络，对于该包络，PFC将从电源吸收足够量的功率以使PFC输出期望电压，并且该第一参考信号(Ref_H)具有正弦值，该正弦值与足够量的功率成比例且偏移了零电压切换(ZVS)偏移值。ZVS偏移值是电感器中的反向电流值，对于该值，要确保功率开关的零电压切换。在输入电压的负半周期期间，第一参考信号(Ref_H)具有负ZVS偏移值。第二参考信号(Ref_L)在输入电压的正半周期期间具有ZVS偏移值，而在输入电压的负半周期期间具有负正弦值。
迟滞比较器电路组件被配置为将电感器电流与第一和第二参考信号进行比较，在电感器电流等于第二参考信号时断开第一功率开关且接通第二功率开关，并且在电感器电流等于第一参考信号时接通第一功率开关且断开第二功率开关，由此PFC利用功率开关的零电压切换来输出期望电压。
在一个实施例中，迟滞比较器电路组件包括第一比较器和第二比较器。第一比较器接收第一参考信号和电感器电流的检测值作为输入，并在电感器电流等于第一参考信号时切换其输出。第二比较器接收第二参考信号和电感器电流的检测值作为输入，并在电感器电流等于第二参考信号时切换其输出。
在一个实施例中，迟滞比较器电路组件还可以包括数字触发器电路和数字驱动器电路，它们利用第一比较器和第二比较器的输出工作，以保持第一功率开关断开和第二功率开关接通直到电感器电流等于第一参考信号，以及保持第一功率开关接通和第二功率开关断开直到电感器电流等于第二参考信号。
一种用于给车辆的牵引电池充电的车载充电器(OBC)，包括DC支撑电容器(DClink capacitor)和PFC组件。PFC组件使用来自AC市电电源(AC mains supply)的输入电压和输入电流，来将DC支撑电容器充电到期望的电压电平。
在一个实施例中，微控制器与第一、第二和第三信号调节器相关联。第一信号调节器与PFC的输入侧通信并检测输入电压，第二信号调节器与和电感器串联的测量电阻器通信并检测电感器电流，而第三信号调节器检测DC支撑电容器的电压。通常，微控制器处理DC支撑电容器的检测电压、检测的输入电压和DC支撑电容器的期望电压电平，以生成第一参考信号和第二参考信号。
更具体地，微控制器通过以下步骤来生成第一参考信号和第二参考信号中的每一个：(i)确定DC支撑电容器的期望电压和DC支撑电容器的检测电压之间的电压差，(ii)对该电压差进行比例积分以生成期望的输入电流值，以及(iii)将期望的输入电流值和检测到的输入电压相乘，以生成功率信号，该功率信号指示PFC从市电电源吸收的足够量的功率，用于PFC将DC支撑电容器充电到期望的电压电平。
在一个实施例中，微控制器与过零检测器(ZCD)相关联，该过零检测器被配置为当输入电压越过零伏时生成过零信号。基于过零信号进一步生成第一参考信号和第二参考信号。
微控制器可以预先配置有电感器电流的反向值的大小。
OBC还可以包括DC/DC转换器，以将DC支撑电容器的期望电压电平转换成更高或更低的电压电平，并对牵引电池充电。
附图说明
图1示出了具有车载充电器(OBC)的电气系统的框图，该车载充电器包括功率因数校正器(PFC)、DC支撑电容器和DC/DC转换器；
图2示出了PFC的电气示意图；
图3A示出了在市电电源的一个周期期间具有如下参数的曲线的图示：电气系统的市电电源的电流、PFC的电感器的电流以及由该电气系统的控制器生成的ref_L和ref_H波形；
图3B示出了图3A所示图示在市电电源的正半周期期间的放大部分；
图4示出了电源PFC级(mains PFC stage)及其检测信号的框图；和
图5示出了控制器的示意框图，该控制器包括微控制器和迟滞比较器电路组件。
详细描述
本文公开了本发明的详细实施例；然而应理解，所公开的实施例仅仅是可以采取各种且可选形式体现的本发明的示例。附图不必是按比例的；一些特征可能被放大或最小化，以示出特定部件的细节。因此，本文中所公开的特定的结构细节和功能细节不应被解释为限制性的，而是仅仅作为用于教导本领域中的技术人员以各种方式应用本发明的代表性基础。
现在参考图1，示出了具有车载充电器(OBC)12的电气系统10的框图。OBC 12包括功率因数校正器(PFC)14和DC/DC转换器16。(“DC”代表直流电。)电气系统10还包括AC电源，例如电网的市电电源18。(“AC”代表交流电。)
OBC 12用于具有牵引电池20的混合动力或电动车辆的“车载”使用。牵引电池20是电气系统10的负载。OBC 12使用来自市电电源18的AC电能给牵引电池20充电。OBC 12具有通过外部电动车辆供电设备(EVSE)(未示出)连接到市电电源18的输入端，以从市电电源接收AC电力。OBC 12具有连接到牵引电池20的输出端。OBC 12将来自市电电源18的AC电力转换成DC电力，并将DC电力提供给牵引电池20，用于对该牵引电池充电。
PFC 14和DC/DC转换器16是OBC 12的级联级(cascaded stage)。OBC 12还包括PFC14和DC/DC转换器16之间的DC支撑电容器22。PFC 14将来自市电电源18的AC电力转换成DC电力，并将该DC电力输送到DC支撑电容器22，同时保持功率因数接近1。控制PFC 14，使得DC支撑电容器22的电压被调节到期望的DC电压电平。DC支撑电容器22的电压是DC/DC转换器16的输入电压。DC/DC转换器16根据电池充电状态，将输入电压转换成更高/更低的DC电压电平。这个DC电压电平是DC/DC转换器16的输出电压。将牵引电池20(即，高压(“HV”)电池)充电到DC/DC转换器16的输出电压。
如所述，PFC 14是电网前端，而DC/DC转换器16使输出适应HV电池范围。特别地，PFC 14用于控制从市电电源18吸收的电流并控制DC支撑电压(DC link voltage)。与PFC14串联的DC/DC转换器16调节从DC支撑级输送到牵引电池20的充电电流。当功率因数为1时，OBC 12对牵引电池20充电的效率最大化。随着功率因数偏离1，符合EMC标准的情况会削弱，并且会产生更多的功率损耗。功率损耗导致热生成。OBC的目标效率通常至少为95％，以避免使用复杂的热管理系统来耗散产生的损耗。OBC 12的总效率是由PFC 14和DC/DC转换器16实现的效率的函数。
OBC 12还包括控制器23。控制器23是电子设备，例如处理器、微控制器等(例如计算机)。控制器23与PFC 14和DC/DC转换器16通信，以控制PFC和DC/DC转换器的操作。例如，控制器23控制PFC 14将来自市电电源18的AC电力转换成DC电力，并将DC电力输送到DC支撑电容器22。在这方面，控制器23适当地控制PFC 14的功率晶体管开关28(如图2所示)的切换以及切换持续时间，以控制由PFC提供的功率因数校正和PFC在将选定量的DC电力输送到DC支撑电容器22时的操作，该DC电力是从市电电源18的AC电力转换的。由此，DC支撑电容器22被调节在期望的DC电压电平。
控制器23控制DC/DC转换器16将来自DC支撑电容器22的DC输入电压转换成更高的DC输出电压，用于对牵引电池20充电。在这方面，控制器23适当地控制DC/DC转换器16的功率晶体管开关(未示出)的切换以及切换持续时间，以使DC/DC转换器将输入电压转换成更高的输出电压。控制器23还可操作来通信和控制电气系统10和车辆的其他节点，包括充电应用中涉及的节点。
市电电源18可以是单相、两相或三相的市电电源。因此，AC电源电压可以是单相、两相或三相的AC电源电压。为简单起见，市电电源18被假定为单相市电电源。这样，OBC 12在本文中被描述为具有单个组的PFC 14和DC/DC转换器16。在AC电源电压是两相(三相)AC电源电压的情况下，OBC 12将分别包括针对两相(三相)的两组(三组)PFC 14和DC/DC转换器16。
现在参考图2，并继续参考图1，示出了PFC 14的电气示意图。如图2所示，PFC 14具有本领域普通技术人员已知的图腾柱式的基本簇结构。PFC 14被图示为仅具有一个这样的结构。然而，更多结构的交错是可行的，并且被建议在不同的图腾柱分支上共享电流。
PFC 14从市电电源18汲取输入电流，以将来自该市电电源的AC电力转换成用于DC支撑电容器22的DC电力。PFC 14包括电感器24和测量电阻器26。电感器24和测量电阻器26与市电电源18的输入端串联。电感器24的电流(“电感器电流”)是从市电电源18汲取的输入电流。控制器23与测量电阻器26通信，以检测电感器电流的值。
PFC 14还包括第一功率晶体管开关28a(MH)和第二功率晶体管开关28b(ML)(“功率开关28”)。功率开关28形成PFC 14结构的“图腾柱”，因为一个开关在另一个开关的顶部。PFC 14还包括二极管30a和30b(“二极管30”)。二极管30根据市电电源18的电压是大于还是小于零来交替导通。特别地，当市电电源18的电压大于零时，二极管30a导通，这发生在市电电源的每个正半周期期间。当市电电源18的电压小于零时，二极管30b导通，这发生在市电电源的每个负半周期期间。
控制器23在市电电源18的正半周期和负半周期期间，随着相应的脉冲宽度持续时间来交替地接通和断开功率开关28，以使PFC 14在提供功率因数校正的同时，对于将来自市电电源的AC电力转换成用于DC支撑电容器22的DC电力，起到同步升压转换器的作用。
现在参考图3A和图3B，继续参考图1和图2，分别示出了对于市电电源18的一个周期的图示40以及图示40在一个周期的正半周期期间的放大部分。图示40包括在一个周期内随时间变化的来自市电电源18的期望输入电流(iac)42的曲线图和电感器电流(iL)44的曲线图。
示出了来自市电电源18的期望输入电流42的曲线图作为参考。市电电源18是频率例如为50Hz的正弦电源。因此，期望输入电流42是正弦的，并且具有50Hz的频率。基于50Hz的频率，一个周期的持续时间为0.02秒，如图示40所描绘的。
电感器电流44由三角形电流波形组成。三角形电流波形在比期望输入电流42的频率高得多的频率上振荡。三角形电流波形是由于功率开关28在PFC 14的操作期间交替地接通和断开而生成的。控制器23在相应的脉冲宽度持续时间内交替地接通和断开功率开关28，使得电感器电流44是这样的：期望输入电流42是该电感器电流的均方根(RMS)。
如图3A所示，电感器电流44的三角形电流波形在市电电源18的正半周期期间穿透负电流区域(在图3B中最佳示出)，并且在市电电源的负半周期期间穿透正电流区域。控制器23控制功率开关28的切换，使得三角形电流波形在正(负)半周期期间穿透负(正)电流区域，达到期望的幅度。
电感器电流44的三角形电流波形将在正(负)半周期期间穿透负(正)电流区域，达到功率开关28的零电压切换(ZVS)发生所需的幅度。例如，如图3A所示，正半周期期间的期望幅度约为-5A，而负半周期期间的期望幅度约为+5A，如图3A所示。因此，在正(负)半周期期间，图示40中标记的“ZVS裕度(margin)”是低于(高于)0A的零电流值的5A。该零电流值是图示40中的x轴。
ZVS指的是当功率开关两端的电压为零或至少大约为零时，接通功率开关28。以此方式，功率开关两端的电压和通过功率开关的电流的叠加最小，从而导致最小的切换功率损耗。当电感器电流44的三角形电流波形处于ZVS裕度时，功率开关28两端的电压为零。ZVS裕度的期望幅度是预先确定的。该期望幅度是当三角形电流波形穿透到该幅度时，功率开关28两端的电压为零的幅度。
图示40还包括在市电电源的一个周期期间的ref_L波形46和ref_H波形48的曲线图。如本文中更详细描述的，控制器23生成ref_L波形46和ref_H波形48。Ref_L波形46定义了市电电源的正半周期期间的ZVS裕度，而ref_H波形48定义了市电电源的负半周期期间的ZVS裕度。Ref_H波形48定义了外部包络，在该外部包络处，在市电电源的正半周期期间，电感器电流44是期望输入电流42的两倍，并且ref_L定义了市电电源的负半周期期间的外部包络。
更具体地，在市电电源的正半周期期间(即，在输入电压的正半周期期间)，ref_H波形48表示电感器电流的外部正弦幅度包络，对于该包络，PFC 14将从市电电源18吸收足够量的功率，以使PFC输出期望电压，并且ref_H波形48具有与足够量的功率成比例的且偏移了零电压切换(ZVS)偏移值的正弦值。ZVS偏移值是电感器中的反向电流值，对于该值，确保功率开关28的零电压切换。Ref_H波形48在市电电源18的负半周期期间具有负ZVS偏移值。Ref_L波形46在市电电源18的正半周期期间具有ZVS偏移值，并且在市电电源18的负半周期期间具有负正弦值。
总之，在正电源半周期期间：
Ref_H＝(正弦(与Po成比例))+ZVS偏移
Ref_L＝-ZVS偏移，
并且在负电源半周期期间：
Ref_H＝ZVS偏移
Ref_L＝(-正弦(与Po成比例))–ZVS偏移。
其中，“Po”是由PFC 14从市电电源18吸收的足够量的功率，用于PFC输出期望电压，并且“ZVS偏移”是ZVS偏移值(即，ZVS裕度)。
ZVS通过功率开关28的接通转换来实现，其确保寄生电容放电(正半周期期间的ref_L波形46和负半周期期间的ref_H波形)以及当电感器电流44是期望输入电流42的两倍时断开功率开关28以吸收选定的功率并将DC支撑电压控制到期望电压电平(正半周期期间的ref_H波形48和负半周期期间的ref_L波形)。
例如，参考图3B，该图涉及市电电源18的正半周期，控制器23控制功率开关28a(MH)接通和功率开关28b(ML)断开，使得电感器电流44具有电流段52的形式。随后，当电流段52在点54处等于ZVS裕度的期望幅度时，控制器23控制功率开关28a(MH)断开和功率开关28b(ML)接通。也就是说，当电感器电流44在点54处遇到ref_L波形46时，控制器23控制功率开关28a(MH)断开和功率开关28b(ML)接通。然后，电感器电流44具有电流段56的形式。随后，当电流段56在点58处是期望输入电流42的两倍时，控制器23控制功率开关28a(MH)接通和功率开关28b(ML)断开。也就是说，当电感器电流44在点58处遇到ref_H波形48时，控制器23控制功率开关28a(MH)接通和功率开关28b(ML)断开。当电感器电流44是ZVS裕度的期望幅度时，控制器23控制功率开关28a(MH)断开且功率开关28b(ML)接通，并且当电感器电流44是期望输入电流42的两倍时，控制器23控制功率开关28a(MH)接通且功率开关28b(ML)断开，这一过程重复进行。
现在参考图4，并继续参考图1、图2、图3A和图3B，示出了电源PFC级的框图及其检测信号。控制器23监控所检测的信号。在这点上，控制器23包括第一信号调节器60、第二信号调节器62和第三信号调节器64。第一信号调节器60与OBC 12的输入侧通信，并检测市电电源18的输入电压(Vac(t))。第二信号调节器62与测量电阻器26通信，以监控流过测量电阻器的电流。由于电感器24与测量电阻器26串联，流经测量电阻器的电流是电感器电流44。第二信号调节器62由此检测电感器电流(iL(t))44。第三信号调节器64检测DC支撑电容器22的电压(Vo(t))。
现在参考图5，并继续参考图1、图2、图3A、图3B和图4，示出了控制器23的框图。如图5所示，控制器23包括微控制器72和迟滞比较器电路组件(“比较器组件”)74。控制器23因此是“混合控制器”。
为了提高OBC 12的总效率，控制器23通过零电压技术控制PFC的操作，从而获得PFC损耗的减少，该总效率是由PFC 14和DC/DC转换器16实现的效率的函数。因此，在ZVS条件下的PFC操作是控制器23的重点。
在这点上，微控制器72用于生成ref_L波形46(即，对于市电电源18的正半周期的ZVS裕度和对于市电电源的负半周期的电感器电流44的外部包络)和ref_H波形48(即，对于市电电源的正半周期的电感器电流44的外部包络和对于市电电源的负半周期的ZVS裕度)。微控制器72基于输入电流和DC支撑电容器22的期望电压电平生成ref_L波形46和ref_H波形48。具体而言，微控制器72处理DC支撑电容器22的检测电压(Vo(t))、市电电源18的检测输入电压(Vac(t))和DC支撑电容器22的期望电压电平(Vref(n))，以生成对于市电电源的正半周期和负半周期的电感器电流44的外部包络。
详细地，如图5所示，微控制器72包括一组A/D转换器82。A/D转换器82分别接收指示市电电源18的检测输入电压(Vac(t))和DC支撑电容器22的检测电压(Vo(t))的模拟信号。A/D转换器82分别将这些模拟信号转换成数字信号。微控制器72在加法器84处，确定DC支撑电容器22的期望电压和检测电压的数字化信号(V(ref(n))和Vo(n))之间的电压差(e(n))；(ii)在比例积分器86处，对电压差(e(n))进行比例积分以生成期望输入电流值(Iref(n))；以及(iii)在乘法器88处，将市电电源18的期望输入电流值(Iref(n))和检测到的输入电压相乘，以生成功率信号(G(n))。功率信号(G(n))指示PFC 14从市电电源18吸收的功率，以便PFC使DC支撑电容器22具有期望电压电平(Vref(t))。功率信号(G(n))被提供给两个信号调节器90a和90b中的每一个。
微控制器72还包括ZVS偏移生成器105。ZVS偏移生成器105生成ZVS偏移的数字化值。ZVS偏移生成器105根据经验(即表格)生成ZVS偏移。ZVS偏移生成器105向两个信号调节器90a和90b中的每一个提供ZVS偏移的数字化值。
微控制器72还包括过零检测器(ZCD)92。ZCD 92监控市电电源18的检测输入电压(Vac(t))，并且当输入电压(Vac(t))越过零伏时生成过零(ZC)信号。由ZCD 92生成的每个数字过零信号(Zc(n))经由延时器104(下面详细讨论)被提供给两个信号调节器90a和90b中的每一个。
因此，每个信号调节器90a和90b接收功率信号(G(n))、ZVS偏移的数字化值和过零信号(Zc(n))。第一信号调节器90a处理这些信号输入，以生成Ref_H波形48的数字化版本。Ref_H波形48的数字化版本被提供给第一数模(DAC)转换器106a。第一DAC转换器106a从Ref_H波形48的数字化版本生成(模拟)ref_H波形48。类似地，第二信号调节器90b处理这些信号输入，以生成Ref_L波形46的数字化版本。Ref_L波形46的数字化版本被提供给第二DAC转换器106b。第二DAC转换器106b从Ref_L波形46的数字化版本生成(模拟)ref_L波形46。这样，过零信号控制传送到DAC转换器106的调节的输出。
比较器组件74用于生成控制(即触发)信号，用于交替地将功率开关28接通和断开。比较器组件74基于电感器电流44与ref_L波形46和ref_H波形48的比较来生成控制信号。例如，参考图3B，当电感器电流44的值等于ref_L波形46的值时(例如在图3B的点54处)，比较器组件74生成控制信号以断开第一功率开关28a(MH)并接通第二功率开关28b(ML)。当电感器电流44的值等于ref_H波形48的值时(例如在图3B的点58处)，比较器组件74生成控制信号以接通第一功率开关28a(MH)且断开第二功率开关28b(ML)。
详细地，如图5所示，比较器组件74包括第一模拟比较器电路112和第二模拟比较器电路114、数字触发器电路116和数字驱动器电路118。第一比较器112接收ref_H波形48和电感器电流(iL(t))44的检测值作为输入。第二比较器114接收ref_L波形46和电感器电流(iL(t))44的检测值作为输入。当电感器电流44的值等于ref_H波形48的值时(即，当电感器电流的值是外部幅度包络的值时)，第一比较器112切换其输出。当电感器电流44的值等于ref_L波形46的值时(即，当电感器电流44的值是ZVS裕度的期望幅度的值时，第二比较器114切换其输出。
触发器电路116和驱动电路118相应地用于将脉宽调制(PWM)控制信号提供给功率开关28。PMW控制信号规定，当电感器电流44等于ref_L波形46时，第一功率开关28a(MH)断开且第二功率开关28b(ML)接通，并且第一功率开关28a(MH)保持断开且第二功率开关28b(ML)保持接通，直到电感器电流44等于ref_H波形48。同样地，PWM控制信号规定，当电感器电流44等于ref_H波形48时，第一功率开关28a(MH)接通且第二功率开关28b(ML)断开，并且第一功率开关28a(MH)保持接通且第二功率开关28b(ML)保持断开，直到电感器电流44等于ref_L波形46。
微控制器72在其生成数字外部慢回路(即，ref_L波形46和ref_H波形48)时，成本相对较低。比较器组件74是具有可变ZVS转换的低成本模拟快速电流控制回路。快速电流控制回路确保电感器24中所需量的反向电流(iR)，该反向电流可以使相应功率开关28的主要FET寄生电容完全放电。此外，微控制器72根据发电厂控制该反向电流，以便始终独立于FET特性来实现ZVS状态。在这点上，对于正半周期，微控制器72生成ref_L波形46(反向电流(iR)的幅度)和ref_H波形48(用于控制DC支撑电压的外部慢回路)，以及对于负半周期，微控制器72生成ref_L波形46(用于控制DC支撑电压的外部慢回路)和ref_H波形48(反向电流(iR)的幅度)。
总之，微控制器72基于输入电流和期望的DC支撑电压来生成参考信号、ref_L波形46和ref_H波形48，并且比较器组件74(即硬件)基于电感器电流与参考信号的比较来控制功率开关28的切换。以这种方式，微控制器72分配高级软件控制回路，该高级软件控制环路根据电源分布(即，根据ref_L波形46和ref_H波形48)生成到硬件电路(即，比较器组件74)的波形输入。比较器组件74在选定电平处接通和断开功率开关28，从而始终获得ZVS。
更详细地，微控制器72生成低频参考信号、ref_L波形46和ref_H波形48，以控制PFC 14。微控制器72生成ref_L波形46和ref_H波形48，以便利用正弦输入电流消耗来获得期望输出功率，并针对高效率操作来实现ZVS切换。
作为一个例子，参考属于电源正半周期的图3B，微控制器72跟随正弦形状生成ref_H波形48，该正弦形状的振幅由期望输出功率(即，所选的DC支撑电压)确定，并生成ref_L波形46以获得某个负电流值来确保ZVS。如所述，为了生成对于功率开关28的控制信号，将参考信号(ref_L波形46和ref_H波形48)与电感器电流44进行比较。
如上所述，由微控制器72的ZCD 92生成的每个数字过零信号(Zc(n))，经由微控制器的延迟器104，被提供给两个信号调节器90a和90b中的每一个。在这点上，可能存在到PFC14的输入滤波器(未示出)，其可能生成谐波失真。这意味着输入电压和输入电流之间存在相位差。因此，输入电流可能由于输入滤波器引入的相位滞后而失真。提供延迟器104是为了消除生成ref_L波形46和ref_H波形48时出现的相位差。延迟器104是根据经验(即表格)生成的。延迟器104被提供给信号调节器90a和90b，以便相移ref_L波形46和ref_H波形48。
与传统方法不同，微控制器72不直接测量、执行控制动作以及生成控制信号，从而避免了高资源利用和时间约束。也就是说，微控制器72不计算电感器电流44和ref_L波形46或ref_H波形48相遇的顶点。微控制器72因此不生成用于控制功率开关28的控制信号。如图3A和图3B所示，由于顶点出现得相对较快，这种控制信号需要纳秒量级的处理。微控制器72不生成这样的控制信号，而是生成ref_L波形46和ref_H波形48。ref_L波形46和ref_H波形48的生成采用毫秒量级的处理。因此，微控制器72以相对较低的速度(例如毫秒)运行，而不是以相对较高的速度(例如纳秒)运行。
微控制器72需要快速电感器电流数字化电路来检测电感器电流44的过零，以生成用于控制功率开关28的控制信号。像顶点一样，电感器电流44的过零发生得相对较快，如图3A和图3B所示。因此，处理检测到的电感器电流44的过零需要快速模数转换。由于微控制器72不生成用于控制功率开关28的控制信号，因此不需要快速电感器电流数字化电路和快速模数转换。微控制器72的控制架构被简化，因为该微控制器不具有与电感器电流过零信号相关的任何快速控制动作。PFC快速控制任务被具体化，并使用便宜的部件(即，比较器组件74)来实现，从而简化了整体控制架构。
控制器23的优点包括新颖的ZVS方法，由于混合实施(硬件/软件)，该ZVS方法能够实现高性能产品的可行性和灵活性。控制器23的“混合”特性方面不需要高性能MCU/DSP/FPGA来在ZVS中操作PFC。控制器23由于其具有成本效益和多功能的架构因此是一个具有成本效益且不太复杂的系统而不会损失效率。控制器23的硬件部分(即比较器组件74)基于标准的且不昂贵的设备。如所述，控制器23采用的概念是实信号检测，其比预测系统更稳定且更准确。控制器23也可以基于过零电流检测而输出到其他系统。同样如所述，控制器23的适用范围包括对于HEV、PHEV、EV和其他基于ZVS电流控制的高功率应用的电池充电器。
尽管上面描述了示例性的实施例，但并不意味着这些实施例描述了本发明的所有可能的形式。更确切地，在说明书中所使用的词是描述而不是限制的词，并且应理解，可以做出各种变化而不偏离本发明的精神和范围。另外，各种实施的实施例的特征可被组合以形成本发明的另外的实施例。

Claims (16)

1.一种功率因数校正器(PFC)组件，包括：
功率因数校正器(PFC)，其使用来自电源的输入电压和输入电流来输出期望电压，所述PFC具有电感器、第一功率开关和第二功率开关，其中所述输入电流是所述电感器的电流，并且电感器电流取决于所述功率开关的切换状态；
微控制器，其被配置为基于所述输入电压和所述期望电压生成第一参考信号和第二参考信号，其中在所述输入电压的正半周期期间，所述第一参考信号指示所述电感器电流的外部正弦幅度包络，对于所述包络，所述PFC将从所述电源吸收足够量的功率以便所述PFC输出所述期望电压，并且所述第一参考信号具有与所述足够量的功率成比例且被零电压切换(ZVS)偏移值偏移的正弦值，其中，所述ZVS偏移值是所述电感器中的反向电流的值，对于所述反向电流值，确保所述功率开关的零电压切换，并且在所述输入电压的负半周期期间，所述第一参考信号具有负ZVS偏移值，其中，在所述输入电压的正半周期期间，所述第二参考信号具有所述ZVS偏移值，并且在所述输入电压的负半周期期间，所述第二参考信号具有负正弦值；和
迟滞比较器电路组件，其被配置为将所述电感器电流与所述第一参考信号和所述第二参考信号进行比较，以及当所述电感器电流等于所述第二参考信号时断开所述第一功率开关且接通所述第二功率开关，并且当所述电感器电流等于所述第一参考信号时接通所述第一功率开关且断开所述第二功率开关，由此所述PFC通过所述功率开关的零电压切换来输出所述期望电压。
2.如权利要求1所述的PFC组件，其中：
所述迟滞比较器电路组件包括第一比较器，所述第一比较器接收所述第一参考信号和所述电感器电流的检测值作为输入，并在所述电感器电流等于所述第一参考信号时切换所述第一比较器的输出；和
所述迟滞比较器电路组件还包括第二比较器，所述第二比较器接收所述第二参考信号和所述电感器电流的检测值作为输入，并在所述电感器电流等于所述第二参考信号时切换所述第二比较器的输出。
3.如权利要求2所述的PFC组件，其中：
所述迟滞比较器电路组件还包括数字触发器电路和数字驱动器电路，所述数字触发器电路和所述数字驱动器电路与所述第一比较器和所述第二比较器的输出一起工作，以保持所述第一功率开关断开和所述第二功率开关接通，直到所述电感器电流等于所述第一参考信号，并且保持所述第一功率开关接通和所述第二功率开关断开，直到所述电感器电流等于所述第二参考信号。
4.如权利要求1所述的PFC组件，其中：
所述微控制器与第一信号调节器、第二信号调节器和第三信号调节器相关联，其中所述第一信号调节器与所述PFC的输入侧通信并检测所述输入电压，所述第二信号调节器与和所述电感器串联的测量电阻器通信并检测所述电感器电流，且所述第三信号调节器与所述PFC的输出侧通信并检测所述PFC的输出电压；和
所述微控制器处理所述PFC的检测到的输出电压、检测到的输入电压和所述期望电压，以生成所述第一参考信号和所述第二参考信号中的每一个。
5.如权利要求4所述的PFC组件，其中：
所述微控制器通过以下方式生成所述第一参考信号和所述第二参考信号中的每一个：(i)确定所述期望电压和所述PFC的所述检测到的输出电压的电压差，(ii)对所述电压差进行比例积分以生成期望的输入电流值，以及(iii)将所述期望的输入电流值和所述检测到的输入电压相乘以生成功率信号，所述功率信号指示所述PFC从所述电源吸收的所述足够量的功率以便所述PFC输出所述期望电压。
6.如权利要求5所述的PFC组件，其中：
所述微控制器还与过零检测器(ZCD)相关联，所述过零检测器被配置为当所述输入电压越过零伏时生成过零信号，其中所述第一参考信号和所述第二参考信号还基于过零信号来生成。
7.如权利要求1所述的PFC组件，其中：
所述微控制器预先配置有所述电感器电流的反向值的幅度。
8.如权利要求1所述的PFC组件，还包括：
DC支撑电容器，其中所述DC支撑电容器由所述PFC充电至所述PFC的输出电压；和
DC/DC转换器，其用于将所述DC支撑电容器的电压转换成更高或更低的电压电平。
9.一种用于给车辆的牵引电池充电的车载充电器，包括：
DC支撑电容器；
功率因数校正器(PFC)，其使用来自AC市电电源的输入电压和输入电流来将所述DC支撑电容器充电到期望电压电平，所述PFC具有电感器、第一功率开关和第二功率开关，其中所述输入电流是所述电感器的电流，并且电感器电流取决于所述功率开关的切换状态；
微控制器，其被配置为基于所述输入电压和所述期望电压电平生成第一参考信号和第二参考信号，其中在所述输入电压的正半周期期间，所述第一参考信号指示所述电感器电流的外部正弦幅度包络，对于所述包络，所述PFC将从所述电源吸收足够量的功率，以便所述PFC将所述DC支撑电容器充电到所述期望电压电平，并且所述第一参考信号具有与所述足够量的功率成比例的且被零电压切换(ZVS)偏移值偏移的正弦值，其中，所述ZVS偏移值是所述电感器中的反向电流值，对于所述反向电流值，确保所述功率开关的零电压切换，并且在所述输入电压的负半周期期间，所述第一参考信号具有负ZVS偏移值，其中，在所述输入电压的正半周期期间，所述第二参考信号具有ZVS偏移值，并且在所述输入电压的负半周期期间，所述第二参考信号具有负正弦值；和
迟滞比较器电路组件，其被配置为将所述电感器电流与所述第一参考信号和所述第二参考信号进行比较，并且在所述电感器电流等于所述第二参考信号时，断开所述第一功率开关且接通所述第二功率开关，并且在所述电感器电流等于所述第一参考信号时，接通所述第一功率开关且断开所述第二功率开关，由此所述PFC利用所述功率开关的零电压切换将所述DC支撑电容器充电到所述期望电压电平。
10.如权利要求9所述的车载充电器，其中：
所述迟滞比较器电路组件包括第一比较器，所述第一比较器接收所述第一参考信号和所述电感器电流的检测值作为输入，并在所述电感器电流等于所述第一参考信号时切换所述第一比较器的输出；和
所述迟滞比较器电路组件还包括第二比较器，所述第二比较器接收所述第二参考信号和所述电感器电流的检测值作为输入，并在所述电感器电流等于所述第二参考信号时切换所述第二比较器的输出。
11.如权利要求10所述的车载充电器，其中：
所述迟滞比较器电路组件还包括数字触发器电路和数字驱动器电路，所述数字触发器电路和所述数字驱动器电路与所述第一比较器和所述第二比较器的输出一起工作，以便生成第一控制信号使得所述第一功率开关保持断开并且所述第二功率开关保持接通直到所述电感器电流等于所述第一参考信号，并且生成第二控制信号使得所述第一功率开关保持接通并且所述第二功率开关保持断开直到所述电感器电流等于所述第二参考信号。
12.如权利要求11所述的车载充电器，其中：
所述微控制器与第一信号调节器、第二信号调节器和第三信号调节器相关联，其中所述第一信号调节器与所述PFC的输入侧通信并检测所述输入电压，所述第二信号调节器与和所述电感器串联的测量电阻器通信并检测所述电感器电流，以及所述第三信号调节器检测所述DC支撑电容器的电压；和
其中，所述微控制器处理所述DC支撑电容器的检测到的电压、检测到的输入电压和所述DC支撑电容器的期望电压电平，以生成所述第一参考信号和所述第二参考信号。
13.如权利要求12所述的车载充电器，其中：
所述微控制器通过以下方式生成所述第一参考信号和所述第二参考信号中的每一个：(i)确定所述DC支撑电容器的期望电压和所述DC支撑电容器的检测到的电压的电压差，(ii)对所述电压差进行比例积分以生成期望的输入电流值，以及(iii)将所述期望的输入电流值和所述检测到的输入电压相乘，以生成功率信号，所述功率信号指示所述PFC将从所述市电电源吸收的所述足够量的功率以使所述PFC将所述DC支撑电容器充电到所述期望电压电平。
14.如权利要求13所述的车载充电器，其中：
所述微控制器还与过零检测器(ZCD)相关联，所述过零检测器被配置为当所述输入越过零伏时生成过零信号，其中所述第一参考信号和所述第二参考信号还基于所述过零信号生成。
15.如权利要求11所述的车载充电器，其中：
所述微控制器预先配置有所述电感器电流的反向值的幅度。
16.如权利要求11所述的车载充电器，还包括：
DC/DC转换器，其用于将所述DC支撑电容器的期望电压电平转换成更高或更低的电压电平，并将所述牵引电池充电到更高或更低的电压电平。
CN201910866969.XA 2018-12-18 2019-09-12 用于功率因数校正器(pfc)的可变零电压切换(zvs)混合控制器 Active CN111332143B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16/224,214 2018-12-18
US16/224,214 US10804793B2 (en) 2018-12-18 2018-12-18 Variable zero voltage switching (ZVS) hybrid controller for power factor corrector (PFC)

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111332143A true CN111332143A (zh) 2020-06-26
CN111332143B CN111332143B (zh) 2023-06-20

Family

ID=70859525

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910866969.XA Active CN111332143B (zh) 2018-12-18 2019-09-12 用于功率因数校正器(pfc)的可变零电压切换(zvs)混合控制器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10804793B2 (zh)
CN (1) CN111332143B (zh)
DE (1) DE102019219876A1 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114604114A (zh) * 2020-12-09 2022-06-10 李尔公司 控制电动车车载电池充电器适应源电压瞬变的方法和系统
WO2023056613A1 (en) * 2021-10-08 2023-04-13 Abb Schweiz Ag Bidirectional bridgeless pfc circuit
CN114604114B (zh) * 2020-12-09 2024-05-14 李尔公司 控制电动车车载电池充电器适应源电压瞬变的方法和系统

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7094780B2 (ja) * 2018-05-31 2022-07-04 矢崎総業株式会社 Ｄｃ／ｄｃ変換ユニット
US20220161673A1 (en) * 2020-11-25 2022-05-26 Lear Corporation System and method for single-stage on-board charger power factor correction reactive control
CN112721680B (zh) * 2020-12-25 2023-04-18 中国第一汽车股份有限公司 一种电流控制方法、装置、车辆及存储介质
US20230163678A1 (en) * 2021-11-24 2023-05-25 Hamilton Sundstrand Corporation Automatic power factor correction
WO2023242836A1 (en) * 2022-06-12 2023-12-21 B.G. Negev Technologies And Applications Ltd., At Ben-Gurion University Fast dc link voltage control of grid-connected converters maintaining low total harmonic distortion

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1102518A (zh) * 1993-08-19 1995-05-10 三菱电机株式会社 电源变换器的控制装置
US20030095421A1 (en) * 2000-05-23 2003-05-22 Kadatskyy Anatoly F. Power factor correction circuit
CN102638179A (zh) * 2011-02-08 2012-08-15 李尔公司 具有双电压功率因数校正的效率优化的功率转换器
CN102835009A (zh) * 2009-12-28 2012-12-19 Nxp股份有限公司 在低负载或高干线电压条件下具有高功率因子的功率因子校正器
CN202634299U (zh) * 2011-02-22 2012-12-26 美蓓亚株式会社 开关电源装置
CN104426352A (zh) * 2013-09-05 2015-03-18 电力集成公司 功率因数校正电路中的感测电流的预失真
CN204947893U (zh) * 2014-07-15 2016-01-06 意法半导体股份有限公司 控制开关功率因数校正器的控制电路、pfc和ac/dc转换器
CN105515416A (zh) * 2016-01-11 2016-04-20 张光阳 高效高电流调整率非隔离开关电源
KR20160118580A (ko) * 2015-04-02 2016-10-12 현대자동차주식회사 차량용 충전기
CN107846142A (zh) * 2013-08-19 2018-03-27 英飞凌科技奥地利有限公司 功率因数校正电路及方法

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW550878B (en) 2001-04-06 2003-09-01 Delta Electronics Inc Zero-voltage zero-current switching power factor correction converter
US6949915B2 (en) 2003-07-24 2005-09-27 Harman International Industries, Incorporated Opposed current converter power factor correcting power supply
US20060267561A1 (en) 2005-05-27 2006-11-30 Cherokee International Corporation Power factor correction circuit for DC-DC converters with low resonance current
TWI364155B (en) 2008-04-25 2012-05-11 Delta Electronics Inc Three-phase buck-boost power factor correction circuit and controlling method thereof
US8233298B2 (en) 2008-06-05 2012-07-31 Delta Electronics, Inc. Power factor correction rectifier that operates efficiently over a range of input voltage conditions
US8829865B2 (en) 2010-07-13 2014-09-09 General Electric Company Power factor correction efficiency improvement circuit, a converter employing the circuit and a method of manufacturing a converter
CN102457193B (zh) 2010-10-27 2015-08-19 台达电子工业股份有限公司 具有单级转换器的电源供应器
US8971075B2 (en) 2011-02-07 2015-03-03 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for generating an adaptive switching frequency for operating power factor correction circuit
US20130033240A1 (en) 2011-06-29 2013-02-07 Texas Instruments Incorporated Pfc thd reduction by zvs or valley switching
KR101420516B1 (ko) 2012-10-30 2014-07-16 삼성전기주식회사 역률 개선 회로 및 역률 개선 제어 방법
ITMO20130267A1 (it) 2013-09-26 2015-03-27 Meta System Spa Caricabatterie per veicoli elettrici
US9935547B2 (en) * 2016-04-13 2018-04-03 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switched-mode power supply
US10381915B1 (en) * 2018-10-04 2019-08-13 Texas Instruments Incorporated Variable delay for soft switching in power conversion circuit

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1102518A (zh) * 1993-08-19 1995-05-10 三菱电机株式会社 电源变换器的控制装置
US20030095421A1 (en) * 2000-05-23 2003-05-22 Kadatskyy Anatoly F. Power factor correction circuit
CN102835009A (zh) * 2009-12-28 2012-12-19 Nxp股份有限公司 在低负载或高干线电压条件下具有高功率因子的功率因子校正器
CN102638179A (zh) * 2011-02-08 2012-08-15 李尔公司 具有双电压功率因数校正的效率优化的功率转换器
CN202634299U (zh) * 2011-02-22 2012-12-26 美蓓亚株式会社 开关电源装置
CN107846142A (zh) * 2013-08-19 2018-03-27 英飞凌科技奥地利有限公司 功率因数校正电路及方法
CN104426352A (zh) * 2013-09-05 2015-03-18 电力集成公司 功率因数校正电路中的感测电流的预失真
CN204947893U (zh) * 2014-07-15 2016-01-06 意法半导体股份有限公司 控制开关功率因数校正器的控制电路、pfc和ac/dc转换器
KR20160118580A (ko) * 2015-04-02 2016-10-12 현대자동차주식회사 차량용 충전기
CN105515416A (zh) * 2016-01-11 2016-04-20 张光阳 高效高电流调整率非隔离开关电源

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114604114A (zh) * 2020-12-09 2022-06-10 李尔公司 控制电动车车载电池充电器适应源电压瞬变的方法和系统
CN114604114B (zh) * 2020-12-09 2024-05-14 李尔公司 控制电动车车载电池充电器适应源电压瞬变的方法和系统
WO2023056613A1 (en) * 2021-10-08 2023-04-13 Abb Schweiz Ag Bidirectional bridgeless pfc circuit

Also Published As

Publication number Publication date
US10804793B2 (en) 2020-10-13
US20200195131A1 (en) 2020-06-18
DE102019219876A1 (de) 2020-06-18
CN111332143B (zh) 2023-06-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111332143B (zh) 用于功率因数校正器(pfc)的可变零电压切换(zvs)混合控制器
Ghodke et al. One-cycle-controlled bidirectional AC-to-DC converter with constant power factor
Fang et al. Modulation and control method for bidirectional isolated AC/DC matrix based converter in hybrid AC/DC microgrid
US20210143665A1 (en) On-Board Charger (OBC) Single-Stage Converter
Yao et al. Parallel fixed switching frequency CRM and DCM boost PFC converter with high power factor
US9887643B2 (en) Bidirectional electrical signal converter
CN104124884A (zh) 光伏逆变器和光伏空调系统
Yuan et al. A single-phase vienna rectifier with wide output voltage range
CN106961226B (zh) 一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路
Sudheer et al. Integrator controlled semi-bridgelesss PFC boost converter
Kulkarni et al. Bidirectional converter for vehicle to grid (V2G) reactive power operation
Ding et al. Single-phase ac-dc buck PFC converter based on flying-capacitor topology with active power decoupling control
Selarka et al. Close loop control of three phase Active Front End Converter using SVPWM technique
Ji et al. Dual-loop control for three-phase vienna rectifier with duty-ratio feedforward
Jena et al. Mix energy source unified loop based dual active bridge for electric vehicle
Kanaan et al. A modified sheppard-taylor power factor corrector operating in discontinuous capacitor voltage mode
Jin et al. Design and Implementation of 6kW Boost PFC Topology in Discontinuous Current Mode
Rufer et al. Control of the actively balanced capacitive voltage divider for a five-level NPC inverter-estimation of the intermediary levels currents
Rajeshkanna et al. A single-phase grid-connected PV cell system based on a boost-inverter
Gunasekaran et al. Improved resettable integrator control for a bridgeless interleaved AC/DC converter
Wang et al. Single-Phase Bridgeless Three-Level Power Factor Correction Topologies Based on the Embedded Construction Scheme
dos Santos et al. Novel bidirectional DC-DC-AC three-phase power converter
Zeng et al. A controllable LCL-T resonant AC/DC converter for high frequency power distribution systems
Maulik et al. Power Factor Correction and THD Minimization by Interleaved Boost Converter in Continuous Conduction Mode
Bhumika et al. Three phase vienna rectifier for wind power generation system

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant