CN102868297A

CN102868297A - 一种固定截止时间pfm模式开关电源控制器

Info

Publication number: CN102868297A
Application number: CN2012103518691A
Authority: CN
Inventors: 李泽宏; 张仁辉; 黄斌
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2012-09-20
Filing date: 2012-09-20
Publication date: 2013-01-09
Anticipated expiration: 2032-09-20
Also published as: CN102868297B

Abstract

一种固定截止时间PFM模式的开关电源控制器，属于功率集成电路技术领域，主要涉及BOOST开关电源的应用领域。该开关电源控制器包括误差放大器（107）、频率补偿网络（106）、比较器（104）、固定截止时间PFM控制模块（101）、最高频率限制模块（102）、功率开关管驱动电路（103）、电流采样模块（105）及功率开关（108）。该PFM调制控制器架构实现方式简单，不仅可工作于断续电流模式，也可以工作于连续电流模式；而且该控制器在实际应用中具有外部储能元件体积小，轻载时纹波电压小，重载时开关损耗低、效率高等优点。

Description

一种固定截止时间PFM模式开关电源控制器

技术领域

本发明属于功率集成电路技术领域，涉及BOOST开关电源的应用，具体涉及一种固定截止时间的PFM模式的开关电源控制器，尤其适用于体积小、供电电压低、效率要求高的便携式移动设备的应用。

背景技术

目前，DC/DC功率变换器的调制方式主要有恒频变宽(CFVW)的脉冲宽度调制PWM、恒宽变频(CWVF)的脉冲频率调制PFM以及PWM和PFM的混合调制。PWM调制由于控制方式简单，是目前最常用的一种调制方式，但当工作在电流连续模式（CCM）下，在宽范围的占空比变化时，将导致次谐波不稳定问题，需要斜率补偿，电路结构将变得复杂。恒宽变频的PFM在一个周期内导通时间固定，其在轻载时效率高，但此时纹波电压最大，且不能工作于电流连续模式，由于断续模式下流过电感的电流波动较大，对电感的体积提出了更高的要求。PWM和PFM的混合调制模式由于控制方式复杂，应用较少。另外，以上几种调制方式工作在重载情况，功率开关器件工作在最高开关频率，开关损耗大、效率低。

发明内容

本发明提出了一种固定截止时间PFM模式开关电源控制器。该PFM模式开关电源控制器实现方式简单，可在电流断续和连续两种模式下工作，而且工作于电流连续模式时不需要加斜坡补偿，该控制器在实际应用中具有外部储能元件体积小，轻载时纹波电压小，重载时开关损耗低、效率高等特点。

本发明技术方案是：

一种固定截止时间PFM模式的开关电源控制器10，如图1所示，包括误差放大器107、频率补偿网络106、比较器104、固定截止时间PFM控制模块101、最高频率限制模块102、功率开关管驱动电路103、电流采样模块105及功率开关管108。

所述误差放大器107将负载电压采样信号与基准电压Vref进行比较，将负载电压采样信号与基准电压Vref的差值放大产生误差电压信号并输入到频率补偿网络106。

所述频率补偿网络106对误差放大器107产生的误差电压信号进行高频噪声滤除，以产生稳定的直流误差电压信号，并将此直流误差电压信号输入到比较器104的正输入端。

所述电流采样模块105对流过功率器件108的电流进行采样，并将电流采样信号输入到比较器104的负输入端。具体采样方式可以是电阻采样、互感线圈采样或霍尔传感器采样；具体采样点可以是功率器件108的高电位端，也可以是功率器件108的低电位端（图1只给出了低电位端采样的示意）

所述比较器104为电流比较器或电压比较器；当比较器104为电流比较器时，负责将频率补偿网络106输入的直流误差电压信号转换成直流误差电流信号，并与电流采样模块105输入的电流采样信号进行比较和输出高低电平的比较结果；当比较器104为电压比较器时，负责将电流采样模块105输入的电流采样信号转换成电压采样信号，并与频率补偿网络106输入的直流误差电压信号进行比较和输出高低电平的比较结果。

所述固定截止时间PFM控制模块101由脉宽控制模块一1001、SR锁存器1002和两个反向器1003、1004组成。比较器104输出的比较结果经第一反相器1004反相后分别接脉宽控制模块一1001的输入端和SR锁存器1002的R（置0）端，脉宽控制模块一1001的输出端接SR锁存器1002的S（置1）端，SR锁存器1002的Q端接第二反相器1003的输入端，第二反相器1003的输出端输出所述固定截止时间PFM控制模块101的输出信号。所述固定截止时间PFM控制模块101的作用是当输入端（即比较器104的输出端或第一反相器1004的输入端）检测到比较器104输出下降沿时，产生一固定时间的负脉冲，而在比较器104输出高电平期间，始终输出高电平。

所述最高频率限制模块102用于限制功率器件108的最小导通时间，由脉宽控制模块二1005和或门1006组成。其中所述脉宽控制模块二1005接在第二反相器1003的输出端和或门1006的一个输入端之间，或门1006的另一个输入端接第二反相器1003的输出端；或门1006的输出端输出最高频率限制模块102的输出信号。

所述脉宽控制模块二1005和脉宽控制模块一1001的工作机理和具体电路相同，当检测到上升沿信号后将产生导通时间固定的脉冲信号输出。具体电路结构如图4所示，由一个D触发器402、两个PMOS管404和405、两个NMOS管407和409、一个电流源408、一个电容409、一个反相器411和一个电感412构成。D触发器402的时钟信号输入端作为整个脉宽控制模块二1005或脉宽控制模块一1001的输入端，D触发器402的Q端作为整个脉宽控制模块二1005或脉宽控制模块一1001的输出端；D触发器402的Q端接第一PMOS管404和第一NMOS管407的栅极，第一PMOS管404和第一NMOS管407的漏极互连并接第二PMOS管405和第二NMOS管410的栅极，第二PMOS管405和第二NMOS管410的漏极互连并接反相器411的输入端，反相器411的输出端接D触发器402的R端；D触发器402的D端、S端，以及两个PMOS管的源极接电源VDD；第一NMOS管407的源极通过电流源408接地，第二NMOS管410的源极接地，第一NMOS管407的漏极通过电容409接地，D触发器402的时钟信号输入端通过电感412接地。所述D触发器402为上升沿触发器，时钟信号输入端检测到上升信号后Q输出端输出高电平，该高电平持续时间由电容409通过电流源408以固定电流放电所需时间决定。当电容409的电压下降到由第二PMOS管405和第二NMOS管410组成的反相器的翻转电压后，D触发器402复位端R有效，Q输出端回到低电平。

所述功率开关管驱动电路103对最高频率限制模块102输出的逻辑信号的波形进行整形后作为功率器件108的栅极控制信号，用于控制功率器件108的导通与关断。

所述功率器件108可以是功率三极管也可以是功率场效应管，其高电位端通过电感103接电源Vcc或顺序通过电流采样模块105、电感103后接电源Vcc，其低电位端通过电流采样模块105接地或直接接地。

本发明的有益效果是：

1）电路结构简单，可工作于电流断续和连续两种模式。

2）工作于连续模式时，无需斜率补偿。

3）重载时功率开关损耗低、效率高。

4）轻载时开关频率升高，输出纹波小。

5）适用于基于BCD工艺和BiCMOS的功率集成芯片。

6）适用于体积小、供电电压低、效率要求高的便携式移动设备。

附图说明

图1是本发明提供的固定截止时间PFM模式开关电源控制器架构以及在LED恒流驱动领域的一种应用电路图。

图2是图1中电流采样模块105的一种实现方式。

图3是图1中电流比较器104的一种实现方式。

图4是图1中脉宽控制模块1001、1005的具体实现方式。

图5是本发明提供的固定截止时间的PFM调制控制架构在恒压输出的另一种应用电路图。

图6是图1中补偿网络106的一种实现方式。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案更加清楚，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明做进一步详细说明。

图1是本发明一种固定截止时间PFM调制控制架构以及在LED恒流驱动方面的一种应用电路图。其中固定截止时间的PFM模式的开关电源控制器10包括误差放大器107、频率补偿网络106、比较器104、固定截止时间PFM控制模块101、最高频率限制模块102、功率开关管驱动电路103、电流采样模块105及功率开关管108。具体电路连接关系如前所述。

该开关电源控制器具体应用于LED恒流驱动时，电感113一端接至电源Vcc，电感113另一端连接功率开关管108的高电位端（功率MOS管的漏极或功率三极管的集电极）及续流二极管112阳极，续流二极管阴极连接至电容111及LED负载的阳极，电容111的另一端接地，LED负载的阴极接采样电阻109的一端，采样电阻109的另一端接地，误差放大器107的同向输入端接基准电压Vref，误差放大器107反向输入端接LED负载电压采样点201，误差放大器107的输出端经过频率补偿网络106到比较器104的正输入端与电流采样模块105的输出电流相比较，比较器的输出先后经过固定截止时间PFM控制模块101、最高频率限制模块102完成了固定截止时间的PFM调制及最高频率限制，最后通过功率开关管驱动电路103到功率开关器件108的栅极控制端。

电路正常工作时，由于误差放大器107两个输入端电压近似相等，采样电阻109和Vref确定了流过LED的电流值

I = \frac{Vref}{R}

图2是电流采样模块105的一种实现方式。包括一个运算放大器1008、一个功率MOS管1007和一个功率三极管1009；其中功率MOS管1007的栅极接功率开关管108的栅极，功率MOS管1007的源极接地，功率MOS管1007的漏极接运算放大器1008的负输入端和功率三极管1009的集电极，运算放大器1008的正输入端接功率开关管108的高电位端，运算放大器1008的输出端接功率三极管1009的基极，功率三极管1009的发射极作为电流采样模块105的输出端接比较器104的负输入端。运算放大器1008的两个输入端电压“虚短”，即功率开关管108和功率MOS管1007的漏极电压相同，而且它们的栅极（或基极）短接，于是功率开关管108和功率MOS管1007的所有电极上电压都相同，流过功率开关108的电流以m:1的比例精确地镜像到了电流比较器104的负输入端。

图3是图1中比较器104的一种实现方式，该比较器104为电流比较器，具体包括四个PMOS管1043、1044、1047和1048，两个NMOS管1045和1046，一个三级管1041和一个电阻1042；三级管1041的集电极通过电阻1042接地，三极管1041的发射极接第一PMOS管1043的漏极，第一PMOS管1043和第二PMOS管1044的栅极互连并接第一PMOS管1043的漏极，第二PMOS管1044与第一NMOS管1045的漏极互连，第一NMOS管1045和第二NMOS管1046的栅极互连并接第二NMOS管1046的漏极，第二NMOS管1046的漏极接第三PMOS管1047的漏极，第三PMOS管1047和第四PMOS管1048的栅极互连并接第四PMOS管1048的漏极，四个PMOS管1043、1044、1047和1048的源极接电源Vdd，两个NMOS管1047和1048的源极接地；三级管1041的基极作为比较器104的正输入端接频率补偿网络106的输出端，第四PMOS管1048的漏极作为比较器104的负输入端接电流采样模块105的输出端，第二PMOS管1044和第一NMOS管1045的漏极互连作为比较器104的输出端接固定截止时间PFM控制模块101的输入端。图中IN+输入端接频率补偿网络106的输出端，三极管1041和电阻1042将误差电压信号转换为误差电流信号，该电流信号被镜像到MOS管1044，IN-输入端接电流采样模块105的输出，该电流被MOS管1045镜像，并与MOS管1044电流比较，如果MOS管1044的电流大于1045的电流则，Vo输出高，反之输出低。在功率开关管108导通期间，比较器反向输入端的电流线性增加，直至大于同向输入端电压后，比较器104的输出从高电平翻转成低电平，用于控制功率开关器件的关断。

图4是图1中所述脉宽控制模块一1001或所述脉宽控制模块二1005的一种实现方式。所述脉宽控制模块二1005和脉宽控制模块一1001的工作机理和具体电路相同，当检测到上升沿信号后将产生导通时间固定的脉冲信号输出。具体电路结构如图4所示，由一个D触发器402、两个PMOS管404和405、两个NMOS管407和409、一个电流源408、一个电容409、一个反相器411和一个电感412构成。D触发器402的时钟信号输入端作为整个脉宽控制模块二1005或脉宽控制模块一1001的输入端，D触发器402的Q端作为整个脉宽控制模块二1005或脉宽控制模块一1001的输出端；D触发器402的Q端接第一PMOS管404和第一NMOS管407的栅极，第一PMOS管404和第一NMOS管407的漏极互连并接第二PMOS管405和第二NMOS管410的栅极，第二PMOS管405和第二NMOS管410的漏极互连并接反相器411的输入端，反相器411的输出端接D触发器402的R端；D触发器402的D端、S端，以及两个PMOS管的源极接电源VDD；第一NMOS管407的源极通过电流源408接地，第二NMOS管410的源极接地，第一NMOS管407的漏极通过电容409接地，D触发器402的时钟信号输入端通过电感412接地。所述D触发器402为上升沿触发器，时钟信号输入端检测到上升信号后Q输出端输出高电平，该高电平持续时间由电容409通过电流源408以固定电流放电所需时间决定。当电容409的电压下降到由第二PMOS管405和第二NMOS管410组成的反相器的翻转电压后，D触发器402复位端R有效，Q输出端回到低电平。所用的D触发器402为上升沿触发器。当输入端401检测到上升信号后输出端406输出高电平，该高电平持续时间由电容409通过电流源408以固定电流放电所需时间决定。当电容409的电压下降到由PMOS管405和NMOS管410组成的反相器的翻转电压后，触发器402复位端R有效，输出端406回到低电平。

最高频率限制模块由脉宽控制模块二1005和或门1006以图1中最高频率限制模块102中所示的连接组成。其中脉宽控制模块二1005和脉宽控制模块一1001的功能相同，因此也可以用如图4所示的方式实现。脉宽控制模块二1005检测到上升沿后将输出脉宽固定为Ton(min)的脉冲信号，其中Ton(min)的值计算方式与上述Toff的值计算方式相同。输入102的PFM信号及经过1005整形后固定脉宽为Ton(min)的脉冲信号输入到或门1006相或，或门1006的输出信号就是控制功率器件108关断与导通的PFM信号。因此，电路的最高开关频率为：

f_{\max} = \frac{1}{T_{on (\min)} + T_{off}}

图5是本发明提供的固定截止时间PFM调制控制器在恒压输出方面的一种具体应用电路图。与用于恒流输出不同的是，该实施例中输出电压用电阻109、115组成分压网络反馈到误差放大器107的反向输入端，达到恒定输出电压的目的。输出电压的值为：

V_{o} = Vref (1 + \frac{R_{115}}{R_{109}})

图6是图1中所述频率补偿网络106的一种实现方式，由两个电容C1和C2和一个电阻R1串联构成；其中两个电容C1和C2的连接点接地，电阻R1和电容C2的连接点作为所述频率补偿网络106的输入、输出端分别接误差放大器107的输出端和比较器104的正输入端。所述频率补偿网络用来滤掉高频噪声，同时补偿系统环路的相位，防止产生振荡。所述补偿网络的传递函数为：

\frac{1 + {SC}_{1} R_{1}}{(1 + {SC}_{1} R_{O}) (1 + {SC}_{2} R_{1})}, (C 1 > > C 2, Ro > > R 1)

式中，RO是跨到放大器的输出阻抗，可以看出该补偿网络贡献了一个零点和两个极点。

综上所述，本发明提出的一种固定截止时间PFM模式开关电源控制器架构实现方式简单，可工作于电流断续和连续两种模式，而且工作于电流连续模式时不需要加斜坡补偿，该控制器在实际应用中具有外部储能元件体积小，轻载时纹波电压小，重载时开关损耗低、效率高等特点。

Claims

1.一种固定截止时间PFM模式的开关电源控制器（10），包括误差放大器（107）、频率补偿网络（106）、比较器（104）、固定截止时间PFM控制模块（101）、最高频率限制模块（102）、功率开关管驱动电路（103）、电流采样模块（105）及功率开关管（108）；

所述误差放大器（107）将负载电压采样信号与基准电压Vref进行比较，将负载电压采样信号与基准电压Vref的差值放大产生误差电压信号并输入到频率补偿网络（106）；

所述频率补偿网络（106）对误差放大器（107）产生的误差电压信号进行高频噪声滤除，以产生稳定的直流误差电压信号，并将此直流误差电压信号输入到比较器（104）的正输入端；

所述电流采样模块（105）对流过功率器件（108）的电流进行采样，并将电流采样信号输入到比较器（104）的负输入端；

所述比较器（104）为电流比较器或电压比较器；当比较器（104）为电流比较器时，负责将频率补偿网络（106）输入的直流误差电压信号转换成直流误差电流信号，并与电流采样模块（105）输入的电流采样信号进行比较和输出高低电平的比较结果；当比较器（104）为电压比较器时，负责将电流采样模块（105）输入的电流采样信号转换成电压采样信号，并与频率补偿网络（106）输入的直流误差电压信号进行比较和输出高低电平的比较结果；

所述固定截止时间PFM控制模块（101）由脉宽控制模块一（1001）、SR锁存器（1002）和两个反向器（1003和1004）组成；比较器（104）输出的比较结果经第一反相器（1004）反相后分别接脉宽控制模块一（1001）的输入端和SR锁存器（1002）的R端，脉宽控制模块一（1001）的输出端接SR锁存器（1002）的S端，SR锁存器（1002）的Q端接第二反相器（1003）的输入端，第二反相器（1003）的输出端输出所述固定截止时间PFM控制模块（101）的输出信号；所述固定截止时间PFM控制模块（101）的作用是当输入端，即比较器（104）的输出端或第一反相器（1004）的输入端检测到比较器（104）输出下降沿时，产生一固定时间的负脉冲，而在比较器（104）输出高电平期间，始终输出高电平；

所述最高频率限制模块（102）用于限制功率器件（108）的最小导通时间，由脉宽控制模块二（1005）和或门（1006）组成；其中所述脉宽控制模块二（1005）接在第二反相器（1003）的输出端和或门（1006）的一个输入端之间，或门（1006）的另一个输入端接第二反相器（1003）的输出端；或门（1006）的输出端输出最高频率限制模块（102）的输出信号；

所述脉宽控制模块二（1005）和脉宽控制模块一（1001）的工作机理和具体电路相同，当检测到上升沿信号后将产生导通时间固定的脉冲信号输出；具体电路结构由一个D触发器（402）、两个PMOS管（404和405）、两个NMOS管（407和409）、一个电流源（408）、一个电容（409）、一个反相器（411）和一个电感（412）构成；D触发器（402）的时钟信号输入端作为整个脉宽控制模块二（1005）或脉宽控制模块一（1001）的输入端，D触发器（402）的Q端作为整个脉宽控制模块二（1005）或脉宽控制模块一（1001）的输出端；D触发器（402）的Q端接第一PMOS管（404）和第一NMOS管（407）的栅极，第一PMOS管（404）和第一NMOS管（407）的漏极互连并接第二PMOS管（405）和第二NMOS管（410）的栅极，第二PMOS管（405）和第二NMOS管（410）的漏极互连并接反相器（411）的输入端，反相器（411）的输出端接D触发器（402）的R端；D触发器（402）的D端、S端，以及两个PMOS管的源极接电源VDD；第一NMOS管（407）的源极通过电流源（408）接地，第二NMOS管（410）的源极接地，第一NMOS管（407）的漏极通过电容（409）接地，D触发器（402）的时钟信号输入端通过电感（412）接地；所述D触发器（402）为上升沿触发器，时钟信号输入端检测到上升信号后Q输出端输出高电平，该高电平持续时间由电容（409）通过电流源（408）以固定电流放电所需时间决定；当电容（409）的电压下降到由第二PMOS管（405）和第二NMOS管（410）组成的反相器的翻转电压后，D触发器（402）复位端R有效，Q输出端回到低电平；

所述功率开关管驱动电路（103）对最高频率限制模块（102）输出的逻辑信号的波形进行整形后作为功率器件（108）的栅极控制信号，用于控制功率器件（108）的导通与关断；

所述功率器件（108）为功率三极管或功率场效应管，其高电位端通过电感（103）接电源Vcc或顺序通过电流采样模块（105）、电感（103）后接电源Vcc，其低电位端通过电流采样模块（105）接地或直接接地。

2.根据权利要求1所述的固定截止时间PFM模式的开关电源控制器（10），其特征在于，所述电流采样模块（105）的具体采样方式是电阻采样、互感线圈采样或霍尔传感器采样；具体采样点是功率器件108的高电位端或功率器件108的低电位端。

3.根据权利要求1所述的固定截止时间PFM模式的开关电源控制器（10），其特征在于，所述电流采样模块（105）包括一个运算放大器（1008）、一个功率MOS管（1007）和一个功率三极管（1009）；其中功率MOS管（1007）的栅极接功率开关管（108）的栅极，功率MOS管（1007）的源极接地，功率MOS管（1007）的漏极接运算放大器（1008）的负输入端和功率三极管（1009）的集电极，运算放大器（1008）的正输入端接功率开关管（108）的高电位端，运算放大器（1008）的输出端接功率三极管（1009）的基极，功率三极管（1009）的发射极作为电流采样模块（105）的输出端接比较器（104）的负输入端。

4.根据权利要求1所述的固定截止时间PFM模式的开关电源控制器（10），其特征在于，所述比较器（104）为电流比较器，具体包括四个PMOS管（1043、1044、1047和1048），两个NMOS管（1045和1046），一个三级管（1041）和一个电阻（1042）；三级管（1041）的集电极通过电阻（1042）接地，三极管（1041）的发射极接第一PMOS管（1043）的漏极，第一PMOS管（1043）和第二PMOS管（1044）的栅极互连并接第一PMOS管（1043）的漏极，第二PMOS管（1044）与第一NMOS管（1045）的漏极互连，第一NMOS管（1045）和第二NMOS管（1046）的栅极互连并接第二NMOS管（1046）的漏极，第二NMOS管（1046）的漏极接第三PMOS管（1047）的漏极，第三PMOS管（1047）和第四PMOS管（1048）的栅极互连并接第四PMOS管（1048）的漏极，四个PMOS管（1043、1044、1047和1048）的源极接电源Vdd，两个NMOS管（1047和1048）的源极接地；三级管（1041）的基极作为比较器（104）的正输入端接频率补偿网络（106）的输出端，第四PMOS管（1048）的漏极作为比较器（104）的负输入端接电流采样模块（105）的输出端，第二PMOS管（1044）和第一NMOS管（1045）的漏极互连作为比较器（104）的输出端接固定截止时间PFM控制模块（101）的输入端。

5.根据权利要求1所述的固定截止时间PFM模式的开关电源控制器（10），其特征在于，所述频率补偿网络（106）由两个电容C1和C2和一个电阻R1串联构成；其中两个电容C1和C2的连接点接地，电阻R1和电容C2的连接点作为所述频率补偿网络（106）的输入、输出端分别接误差放大器（107）的输出端和比较器（104）的正输入端。