CN105048808A - 电压转换电路、方法和多相并联电源系统 - Google Patents

电压转换电路、方法和多相并联电源系统 Download PDF

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Abstract

本发明实施例提供一种电压转换电路、方法和多相并联电源系统。本发明电压转换电路，通过反馈电路提供频率可控的反馈纹波信号，使得本实施的电压转换电路工作频率可控，可以满足负载对频率需求，并且迟滞模式无需补偿响应速度快，同时由于工作频率固定，所以可以将本实施例的电压转换电路应用于多相并联电源系统中，使其满足大负载电流的应用场景。

Description

电压转换电路、方法和多相并联电源系统
技术领域
本发明实施例涉及电子技术，尤其涉及一种电压转换电路、方法和多相并联电源系统。
背景技术
DC-DC(DirectCurrent，简称DC)变换器是将输入直流电压转换为输出直流电压的电路拓扑。根据系统升降压的特性，DC-DC变换器可以分为：升压型(BOOST)、降压型(BUCK)以及升降压型(BUCK-BOOST)等主要几类。而一般小功率的DC-DC变换器采用降压式(BUCK)和升压式(BOOST)的结构，与传统线性电源系统相比，BUCK式DC-DC变换器的转换效率更高，更加节能，效率可达80％以上，在移动基站，消费类终端的各产品中都得到了广泛的使用。
在现有的较成熟的DC-DC变换器中，通常利用脉冲宽度调制(PulseWidthModulation，简称PWM)、脉冲频率调制(PulseFrequencyModulation，简称PFM)等调制方式，使得DC-DC变换器应用到不同工作条件下都能保持稳定的性能。而DC-DC变换器PWM调制方式又分为电压模式控制方式、电流模式控制方式以及迟滞模式控制方式。其中，电流模式控制的DC-DC结构可固定频率，适合多相并联，但是结构复杂，抗噪声能力差，负载瞬态响应差；电压模式控制的DC-DC也可固定频率，但不适合多相并联，内部补偿电路复杂且较浪费面积；而迟滞模式控制的DC-DC电路结构简单，负载瞬态响应速度快，但是频率很难固定。
现今的商用电源系统中，特别是消费类终端，其对电源系统的转换效率和瞬态响应能力的要求越来越高，电流模式控制的DC-DC变换器和电压模式控制的DC-DC变换器由于结构限制，已经不能满足客户的要求，而迟滞模式控制的DC-DC变换器由于其工作频率很难固定，不能满足对于频率较为敏感的负载要求。
发明内容
本发明实施例提供一种电压转换电路、方法和多相并联电源系统，以解决现有技术中的迟滞模式DC-DC变换器的工作频率不固定的问题。
第一方面，本发明实施例提供一种电压转换电路，用于将第一直流电压转换为第二直流电压；包括：子电压转换电路和反馈回路；
所述子电压转换电路包括功率晶体管、第一能量存储元件和第二能量存储元件，用于通过控制所述功率晶体管的导通和截止，以控制所述第一能量存储元件和所述第二能量存储元件接收和存储所述第一直流电压的能量，从而在所述第一能量存储元件与所述第二能量存储元件的连接端输出所述第二直流电压；
所述反馈回路包括采样及放大电路、反馈电路和比较电路；所述采样及放大电路用于对所述第二直流电压进行采样，并将采样获取的采样信号输入所述比较电路；所述反馈电路用于采样所述第二直流电压，并将采样的所述第二直流电压和频率可控的三角波信号合成为频率可控的反馈纹波信号，将所述频率可控的反馈纹波信号输入所述比较电路；所述比较电路用于将所述采样信号和所述频率可控的反馈纹波信号进行比较，输出频率可控的脉冲宽度调制PWM信号；
其中，所述频率可控的PWM信号用于控制所述功率晶体管的导通和截止，所述频率可控的PWM信号的频率与所述频率可控的反馈纹波信号的频率相同。
结合第一方面，在第一方面的第一种可能的实现方式中，所述反馈电路包括三角波信号发生器、频率控制子电路和直流控制子电路；
所述三角波信号发生器用于生成所述频率可控的三角波信号；所述频率控制子电路用于使所述频率可控的反馈纹波信号的频率与所述频率可控的三角波信号的频率相同；所述直流控制子电路用于根据所述第二直流电压和所述频率可控的三角波信号的直流分量控制所述频率可控的反馈纹波信号的直流分量电压。
结合第一方面的第一种可能的实现方式，在第一方面的第二种可能的实现方式中，所述频率控制子电路包括第一电容和第二电容，所述直流控制子电路包括第一电阻和第二电阻；
所述三角波信号发生器通过所述第一电容与所述比较电路连接，所述第二电容连接在所述比较电路和所述第一能量存储元件与所述第二能量存储元件的连接端之间，所述第一电阻连接在所述比较电路和所述第一能量存储元件与所述第二能量存储元件的连接端之间，所述第二电阻连接在所述比较电路和接地端之间。
结合第一方面、第一方面的第一种可能的实现方式或者第一方面的第二种可能的实现方式，在第一方面的第三种可能的实现方式中，所述采样及放大电路包括分压采样电路和误差放大电路；
所述分压采样电路用于对所述第二直流电压进行分压采样，得到分压采样信号，并将所述分压采样信号输入所述误差放大电路；所述误差放大电路用于比较所述分压采样信号和一预设参考电压信号，将所述分压采样信号和所述预设参考电压信号的差值信号进行放大后得到所述采样信号，并将所述采样信号输入所述比较电路。
结合第一方面的第三种可能的实现方式，在第一方面的第四种可能的实现方式中，所述分压采样电路包括第三电阻和第四电阻，所述第三电阻连接在所述误差放大电路和所述第一能量存储元件与所述第二能量存储元件的连接端之间，所述第四电阻连接在所述误差放大电路和和接地端之间。
结合第一方面、第一方面的第一种至第四种任一种可能的实现方式，在第一方面的第五种可能的实现方式中，所述反馈回路还包括逻辑电路和驱动电路，所述比较电路的输出端依次通过所述逻辑电路和所述驱动电路与所述功率晶体管连接；
所述逻辑电路用于将所述频率可控的PWM信号和预设的控制逻辑信号进行比较，得到控制所述功率晶体管导通和截止的控制信号，所述驱动电路用于将所述控制信号转换为具有电流驱动能力的驱动信号，并使用所述驱动信号控制所述功率晶体管的导通和截止。
结合第一方面、第一方面的第一种至第五种任一种可能的实现方式，在第一方面的第六种可能的实现方式中，所述功率晶体管包括第一功率晶体管和第二功率晶体管；
所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通；
所述第一能量存储元件和所述第二能量存储元件，与所述第一功率晶体管及所述第二功率晶体管耦合，并在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，使第一直流电压经过所述第一能量存储元件对所述第二能量存储元件充电；在所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通时，所述第二能量存储元件经过所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管放电。
结合第一方面、第一方面的第一种至第五种任一种可能的实现方式，在第一方面的第七种可能的实现方式中，所述功率晶体管包括第一功率晶体管和第二功率晶体管；
所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通；
所述第一能量存储元件和所述第二能量存储元件，与所述第一功率晶体管及所述第二功率晶体管耦合，并在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，由所述第一直流电压通过所述第一能量存储元件存储能量，所述第二能量存储元件放电，在所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通时，所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管释放能量，由所述第一能量存储元件和所述第一直流电压对所述第二能量存储元件充电。
结合第一方面、第一方面的第一种至第五种任一种可能的实现方式，在第一方面的第八种可能的实现方式中，所述功率晶体管包括第一功率晶体管、第二功率晶体管、第三功率管和第四功率管；
所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通，所述第四功率晶体管在所述第三功率晶体管导通时截止，所述第四功率晶体管在所述第三功率晶体管截止时导通；
所述第一能量存储元件和所述第二能量存储元件，与所述第三功率晶体管及所述第四功率晶体管耦合，并且，所述第一能量存储元件还与所述第一功率晶体管及所述第二功率晶体管耦合；
在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，所述第三功率晶体管导通、所述第四功率晶体管截止，由所述第一直流电压通过所述第一能量存储元件存储能量，所述第二能量存储元件放电，所述第三功率晶体管截止、所述第四功率晶体管导通，所述第一能量存储元件通过所述第四功率晶体管释放能量，由所述第一能量存储元件和所述第一直流电压对所述第二能量存储元件充电；
在所述第三功率晶体管截止、所述第四功率晶体管导通时，所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止，使第一直流电压经过所述第一能量存储元件对所述第二能量存储元件充电，所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通，所述第二能量存储元件经过所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管放电。
第二方面，本发明实施例提供一种多相并联电源系统，包括：多个如第一方面、第一方面的第一种至第八种任一种可能实现的方式的所述电压转换电路；
其中，各个所述电压转换电路的所述频率可控的三角波信号的频率相同，且相邻相位的所述电压转换电路的所述频率可控的三角波信号的相位差为360°除以所述电压转换电路的个数；
各个所述电压转换电路共用一个所述采样及放大电路。
第三方面，本发明实施例提供一种电压转换的方法，包括：
通过控制功率晶体管的导通和截止，以控制第一能量存储元件和第二能量存储元件接收和存储第一直流电压的能量，从而在所述第一能量存储元件与所述第二能量存储元件的连接端输出第二直流电压；
对所述第二直流电压进行采样，获取采样信号；
采样所述第二直流电压，并将采样的所述第二直流电压和频率可控的三角波信号合成为频率可控的反馈纹波信号；
将所述采样信号和所述频率可控的反馈纹波信号进行比较，输出频率可控的脉冲宽度调制PWM信号；
其中，所述频率可控的PWM信号用于控制所述功率晶体管的导通和截止，所述频率可控的PWM信号的频率与所述频率可控的反馈纹波信号的频率相同。
结合第三方面，在第三方面的第一种可能的实现方式中，生成所述频率可控的三角波信号，使所述频率可控的反馈纹波信号的频率与所述频率可控的三角波信号的频率相同；
根据所述第二直流电压和所述频率可控的三角波信号的直流分量控制所述频率可控的反馈纹波信号的直流分量电压。
结合第三方面或者第三方面的第一种可能的实现方式，在第三方面的第二种可能的实现方式中，所述对所述第二直流电压进行采样，获取采样信号，包括：
对所述第二直流电压进行分压采样，得到分压采样信号；
比较所述分压采样信号和一预设参考电压信号，将所述分压采样信号和所述预设参考电压信号的差值进行放大后得到所述采样信号。
结合第三方面或者第三方面的第一种或者第三方面的第二种可能的实现方式，在第三方面的第三种可能的实现方式中，所述方法还包括：
将所述频率可控的PWM信号和预设的控制逻辑信号进行比较，得到控制所述功率晶体管导通和截止的控制信号；
将所述控制信号转换为具有电流驱动能力的驱动信号，并使用所述驱动信号控制所述功率晶体管的导通和截止。
结合第三方面、第三方面的第一种至第三种任一种可能的实现方式，在第三方面的第四种可能的实现方式中，所述功率晶体管包括第一功率晶体管和第二功率晶体管，所述通过控制功率晶体管的导通和截止，以控制第一能量存储元件和第二能量存储元件接收和存储第一直流电压的能量，包括：
控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通；
在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，使第一直流电压经过所述第一能量存储元件对所述第二能量存储元件充电；在所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通时，所述第二能量存储元件经过所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管放电。
结合第三方面、第三方面的第一种至第三种任一种可能的实现方式，在第三方面的第五种可能的实现方式中，所述功率晶体管包括第一功率晶体管和第二功率晶体管；所述通过控制功率晶体管的导通和截止，以控制第一能量存储元件和第二能量存储元件接收和存储第一直流电压的能量，包括：
控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通；
在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，由所述第一直流电压通过所述第一能量存储元件存储能量，所述第二能量存储元件放电，在所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通时，所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管释放能量，由所述第一能量存储元件和所述第一直流电压对所述第二能量存储元件充电。
结合第三方面、第三方面的第一种至第三种任一种可能的实现方式，在第三方面的第六种可能的实现方式中，所述功率晶体管包括第一功率晶体管、第二功率晶体管、第三功率管和第四功率管；所述通过控制功率晶体管的导通和截止，以控制第一能量存储元件和第二能量存储元件接收和存储第一直流电压的能量，包括：
控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通，控制所述第四功率晶体管在所述第三功率晶体管导通时截止，控制所述第四功率晶体管在所述第三功率晶体管截止时导通；
在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，所述第三功率晶体管导通、所述第四功率晶体管截止，由所述第一直流电压通过所述第一能量存储元件存储能量，所述第二能量存储元件放电，所述第三功率晶体管截止、所述第四功率晶体管导通，所述第一能量存储元件通过所述第四功率晶体管释放能量，由所述第一能量存储元件和所述第一直流电压对所述第二能量存储元件充电；
在所述第三功率晶体管截止、所述第四功率晶体管导通时，所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止，使第一直流电压经过所述第一能量存储元件对所述第二能量存储元件充电，所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通，所述第二能量存储元件经过所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管放电。
本发明实施例电压转换电路、方法和多相并联电源系统，通过反馈电路提供频率可控的反馈纹波信号，使得本实施的电压转换电路工作频率可控，可以满足负载对频率需求，并且迟滞模式无需补偿响应速度快，同时由于工作频率固定，所以可以将本实施例的电压转换电路应用于多相并联电源系统中，使其满足大负载电流的应用场景
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明电压转换电路实施例一的结构示意图；
图2为本发明反馈电路结构示意图；
图3为本发明电压转换电路实施例二的结构示意图；
图4为本发明电压转换电路中关键节点工作波形示意图；
图5为本发明电压转换电路实施例三的结构示意图；
图6为本发明电压转换电路实施例四的结构示意图；
图7为本发明多相并联电源系统结构示意图；
图8为本发明电压转换的方法的流程图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例可以实现一种频率可控的电压转换电路，需要说明的是，本发明实施例中的“频率可控”具体指任一固定频率，例如可以是5HZ、8HZ以及8HZ等，可以根据电压转换电路负载的需求进行灵活设置，其并非为一固定唯一值。举例而言，当负载的频率需求为5HZ时，那么本发明实施例的电压转换电路可以以5HZ的工作频率进行电压转换，电路工作过程中其工作频率不会改变。
图1为本发明电压转换电路实施例一的结构示意图，如图1所示，本实施例的电压转换电路用于将第一直流电压转换为第二直流电压，本实施例的电压转换电路可以包括：子电压转换电路和反馈回路。
其中，所述子电压转换电路可以包括功率晶体管(图1中所示PMOS、NMOS，此处不以图1所示的作为限制，例如功率晶体管可以是三极管、IGBT等)、第一能量存储元件(L1)和第二能量存储元件(C0)，用于通过控制所述功率晶体管的导通和截止，以控制所述第一能量存储元件(L1)和所述第二能量存储元件(C0)接收和存储所述第一直流电压的能量，从而在所述第一能量存储元件(L1)与所述第二能量存储元件(C0)的连接端输出所述第二直流电压(VO)。
需要说明的是，图1以BUCK型DC-DC变换电路做示意性说明，本实施例的功率晶体管与第一能量存储元件(L1)的连接关系并不以图1所示作为限制。本实施例的电压转换电路可以是BUCK型、BOOST型(具体可参见图5所示实施例)和BUCK-BOOST型(具体可参见图6所示实施例)。但是无论本实施例的电压转换电路是上述哪一种类型，其原理均是通过功率晶体管使得第一能量存储元件和第二能量存储元件充电以及放电，从而将第一直流电压转换输出为第二直流电压。
其中，所述反馈回路包括采样及放大电路、反馈电路和比较电路；所述采样及放大电路用于对所述第二直流电压进行采样，并将采样获取的采样信号输入所述比较电路；所述反馈电路用于采样所述第二直流电压，并将采样的所述第二直流电压和频率可控的三角波信号合成为频率可控的反馈纹波信号，将所述频率可控的反馈纹波信号输入所述比较电路；所述比较电路用于将所述采样信号和所述频率可控的反馈纹波信号进行比较，输出频率可控的脉冲宽度调制PWM信号。
其中，所述频率可控的PWM信号用于控制所述功率晶体管的导通和截止，所述频率可控的PWM信号的频率与所述频率可控的反馈纹波信号的频率相同。
具体的，通过所述采样及放大电路对所述第二直流电压(VO)进行采样，输出VEA_OUT作为比较电路的一输入电压信号。反馈电路也可以对所述第二直流电压(VO)进行采样，并将采样的第二直流电压(VO)和频率可控的三角波信号合成为频率可控的反馈纹波信号VFB_COMP，并且该VFB_COMP为三角波信号，比较电路将VFB_COMP与VEA_OUT进行比较输出一频率可控的脉冲宽度调制PWM信号，以调节输出的第二直流电压(VO)。
以电压转换电路为BUCK型进行举例说明，即利用该频率可控的脉冲宽度调制PWM信号控制功率开关管(PMOS和NMOS)的导通或截止，具体的，在PMOS导通、NMOS截止时，由提供VI的输入电源对第一能量存储元件(L1)与第二能量存储元件(C0)充电，在PMOS截止、NMOS导通时，第一能量存储元件(L1)和第二能量存储元件(C0)通过NMOS放电。即通过该频率可控的PWM信号控制本实施例的电压转换电路的开关频率，从而将输入电压VI转换为输出电压VO。
与传统的迟滞模式控制的DC-DC电路相比，本实施例的电压转换电路可以通过反馈电路使得VFB_COMP的频率可控，从而实现迟滞模式控制的电压转换电路的开关频率可控。
图2为本发明反馈电路结构示意图，如图2所示，本实施的反馈电路可以包括：
三角波信号发生器、频率控制子电路和直流控制子电路；
其中，所述三角波信号发生器用于生成所述频率可控的三角波信号Ripple；所述频率控制子电路用于使所述频率可控的反馈纹波信号的频率与所述频率可控的三角波信号的频率相同；所述直流控制子电路用于根据所述第二直流电压和所述频率可控的三角波信号的直流分量控制所述频率可控的反馈纹波信号的直流分量电压。
具体的，所述频率控制子电路包括第一电容(C1)和第二电容(C2)，所述直流控制子电路包括第一电阻(R1)和第二电阻(R2)；
所述三角波信号发生器通过所述第一电容(C1)与所述比较电路连接，所述第二电容(C2)连接在所述比较电路和所述第一能量存储元件与所述第二能量存储元件的连接端之间，所述第一电阻(R1)连接在所述比较电路和所述第一能量存储元件与所述第二能量存储元件的连接端之间，所述第二电阻(R2)连接在所述比较电路和接地端之间。
如图2所示，第一电容(C1)和第二电容(C2)之间的节点与第一电阻(R1)和第二电阻(R2)之间的节点连接的节点处的电压信号为频率可控的反馈纹波信号VFB_COMP，VFB_COMP为VRipple和VO的叠加，VRipple为一频率可控的三角波电压信号，VO为一直流电压信号，根据叠加定理，将VRipple与VO分别对地短路，计算出相应表达式，相加后得到VFB_COMP的s域表达式为公式(1)。
V F B _ C O M P = V R i p p l e · A ( s ) + V O · B ( s ) = V R i p p l e · R 1 R 2 [(C 1 R 1 + C 1 R 2 ) · s + C 1 C 2 R 1 R 2 · s 2 ] ( R 1 + R 2 + C 2 R 1 R 2 · s ) · [ R 1 + R 2 + ( C 1 R 1 R 2 + C 2 R 1 R 2 ) · s ] + V O · C 1 R 2 · ( C 1 R 1 R 2 + C 2 R 1 R 2 ) · R 2 ( C 2 R 1 · s + 1 ) ( C 1 R 2 · s + 1 ) ( s + 1 / C 1 R 2 ) [ s + ( R 1 + R 2 ) / ( C 1 R 1 R 2 + C 2 R 1 R 2 ) ] - - - ( 1 )
由公式(1)可以看出，VFB_COMP由两部分组成，一部分由VRipple决定，一部分由VO决定，当s→0，A(s)→0，上述公式(1)中与VRipple有关这部分为0，VFB_COMP的表达式如公式(2)。
V F B _ C O M P = V O · R 2 R 1 + R 2 - - - ( 2 )
即，VFB_COMP的直流部分由VO的分压决定。
根据上述分析可知，第一电容(C1)阻隔了频率可控的三角波信号Ripple的直流部分，使得VFB_COMP的直流部分仅与VO有关，而第二电容(C2)阻隔了VO的直流部分，使得VFB_COMP的交流部分仅与频率可控的三角波信号Ripple有关，进而由于频率可控的三角波信号Ripple的频率可控，所以VFB_COMP的频率可控。
可选的，所述频率可控的三角波信号包括固定频率的三角波信号，相应的，所述频率可控的反馈电压信号包括固定频率的反馈电压信号。
本发明实施例的反馈电路应用于迟滞模式控制的DC-DC变换器中，由于本发明实施例的反馈电路中的VRipple为频率可控，通过上述分析可知频率可控的反馈纹波信号VFB_COMP的频率可控，且其直流分量保持与传统迟滞模式一样，由输出电压信号决定。所以利用本发明实施例的反馈电路可以实现迟滞模式控制的DC-DC变换器开关频率可控，且具有很强的瞬态响应能力。
为了更清楚的理解利用本发明的反馈电路实现迟滞模式控制的DC-DC变换器开关频率固定，下面以BUCK式的迟滞模式控制的DC-DC变换器进行举例说明，需要说明的是，也可以将本发明的反馈电路应用于BOOST式的迟滞模式控制的DC-DC变换器(可参见图5所示实施例)，和BUCK-BOOST式的迟滞模式控制的DC-DC变换器(可参见图6所示实施例)，以实现开关频率固定。
图3为本发明电压转换电路实施例二的结构示意图，本实施例即是将图2所示的反馈电路应用于BUCK式迟滞模式控制的DC-DC变换器中的具体实施例，如图3所示，本实施例的比较电路采用比较器(CMP)做举例说明，本实施例的电压转换电路可以包括：
第一功率晶体管(PMOS)、第二功率晶体管(NMOS)、电感(L1)、电容(C0)、反馈电路、比较器(CMP)、采样及放大电路以及逻辑电路(LOG)和驱动电路(DRI)。
其中，所述采样及放大电路可以包括分压采样电路和误差放大电路(EA)；所述分压采样电路用于对所述第二直流电压进行分压采样，得到分压采样信号VFB，并将所述分压采样信号VFB输入所述误差放大电路(EA)；所述误差放大电路(EA)用于比较所述分压采样信号VFB和一预设参考电压信号VREF，将所述分压采样信号VFB和所述预设参考电压信号VREF的差值信号进行放大后得到所述采样信号VEA_OUT_，并将所述采样信号VEA_OUT_输入所述比较电路(CMP)。所述分压采样电路包括第三电阻R3和第四电阻R4，所述第三电阻R3连接在所述误差放大电路(EA)和所述第一能量存储元件(L1)与所述第二能量存储元件(C0)的连接端之间，所述第四电阻R4连接在所述误差放大电路(EA)和接地端之间。
需要说明的是，图3所示的采样及放大电路(R3、R4及EA)仅做示意性说明，本发明实施例的采样及放大电路并不以此作为限制。
所述比较电路(CMP)的输出端依次通过所述逻辑电路(LOG)和所述驱动电路(DRI)与所述功率晶体管连接；所述逻辑电路(LOG)用于将所述频率可控的PWM信号和预设的控制逻辑信号进行比较，得到控制所述功率晶体管导通和截止的控制信号，所述驱动电路(DRI)用于将所述控制信号转换为具有电流驱动能力的驱动信号，并使用所述驱动信号控制所述功率晶体管的导通和截止。其中，所述功率晶体管包括第一功率晶体管(PMOS)和第二功率晶体管(NMOS)。
其中，电感(L1)、电容(C0)分别作为上述实施例中的第一能量存储元件和第二能量存储元件。
其中，反馈电路包括第一电容C1、第二电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2和三角波信号发生器，该三角波发生器用于生成频率可控的三角波信号Ripple。该反馈电路中的各部件的连接关系具体为：相互串联的第一电容C1和第二电容C2，该相互串联的第一电容C1和第二电容C2的一端与固频率可控的三角波信号Ripple连接，另一端与输出节点连接，该输出节点的电压为V0；相互串联的第一电阻R1和第二电阻R2，该相互串联的第一电阻R1和第二电阻R2的一端与输出节点连接，另一端接地，其中，第一电容C1和第二电容C2之间的节点与第一电阻R3和第二电阻R4之间的节点连接，即本实施例的该反馈电路与图2所示的反馈电路结构相同。
本实施例的电压转换电路的具体连接关系为，相互串联的第一功率晶体管(PMOS)和第二功率晶体管(NMOS)，该第一功率晶体管(PMOS)的第一端子与输入电压源的正极VI连接，该第一功率晶体管(PMOS)的第二端子与该第二功率晶体管(NMOS)的第二端子在第一连接点处连接，该第一功率晶体管(PMOS)的第三端子与该第二功率晶体管(NMOS)的第一端子在第二连接点LX处连接，该第二功率晶体管(NMOS)的第三端子接地；该电感L1的一端连接在第二连接点处，另一端与输出节点连接；相互串联的比较器(CMP)和误差放大器(EA)，该比较器(CMP)的输出端连接在第一连接点处，该比较器(CMP)的第一输入端与第一电容(C1)和第二电容(C2)之间的节点连接，该比较器(CMP)的第二输入端与误差放大器(EA)的输出端连接，该误差放大器(EA)的第一输入端通过反馈电阻与输出节点V0连接，该误差放大器(EA)的第二输入端与参考电压信号VREF连接。
进一步地，本实施例中的第一功率晶体管PMOS和第二功率晶体管NMOS可以为MOS管，第一功率晶体管PMOS为P型MOS管，第二功率晶体管NMOS为N型MOS管，对应的，第一端子为漏极，第二端子为栅极，第三端子为源极，即第一功率晶体管PMOS的漏极与输入电压正极VI连接，其源极与第二功率晶体管NMOS的漏极连接，其栅极与第二功率晶体管NMOS的栅极连接，第二功率晶体管NMOS的源极接地。
可选的，本实施例中的第一功率晶体管和第二功率晶体管也可以均为三极管，第一功率晶体管为PNP型三极管，第二功率晶体管为NPN型三极管，对应的，第一端子为集电极，第二端子为基极，第三端子为发射极，即第一功率晶体管的集电极与输入电压正极VI连接，其发射极与第二功率晶体管的集电极连接，其基极与第二功率晶体管的基极连接，第二功率晶体管的发射极接地。
本实施例的电压转换电路的具体工作方式为，反馈电路提供一频率固定的反馈纹波信号(VFB_COMP)，该VFB_COMP与VEA_OUT比较后输出一固定频率的脉冲宽度调制PWM信号，当该固定频率的PWM信号为高电平时，第一功率晶体管(PMOS)导通，第二功率晶体管(NMOS)截止，输入电压VI对电感(L1)和电容(C0)进行充电，之后，该固定频率的PWM信号翻转为低电平时，第一功率晶体管(PMOS)截止，第二功率晶体管(NMOS)导通，电感(L1)和电容(C0)进行放电，即通过该固定频率的PWM信号控制本实施例的电压转换电路的开关频率，从而将输入电压VI转换为输出电压VO。
本实施例的电压转换电路通过反馈电路耦合固定频率的三角波信号，使得本实施的电压转换电路工作频率固定，可以满足固定频率的负载需求，并且迟滞模式无需补偿，响应速度快，同时由于工作频率固定，所以可以将本实施例的电压转换电路应用于多相并联电源系统中，使其满足大负载电流的应用场景。
下面以上述实施例中的关键节点的工作波形图对上述实施例进行补充解释说明。
图4为本发明电压转换电路中关键节点工作波形示意图，如图4所示，其中的三角波形为图3中第一电容C1和第二电容C2之间的节点的工作波形，即比较器CMP的第一输入VFB_COMP的工作波形，当误差放大器EA的输出为VEA_OUT，那么比较器CMP的输出(PWM脉宽调制输出)为图4中的实线方波。
具体的，当VFB_COMP下穿VEA_OUT时，PWM信号翻转为高电平，相应地，图3中的第一功率晶体管PMOS导通，第二功率晶体管NMOS截止；当VFB_COMP上穿VEA_OUT时，PWM信号翻转为低电平，相应的，图3中的第一功率晶体管PMOS截止，第二功率晶体管NMOS导通，当图3的电压转换电路的输出电压稳定时，该VFB_COMP和VEA_OUT的相对位置不变，VFB_COMP和VEA_OUT比较得到的PWM脉宽调制器输出信号的频率即不会改变，其频率由VFB_COMP的频率决定。
由此可知，本发明上述实施例的电压转换电路具有固定的工作频率。
除此之外，本发明实施例的比较器CMP输出的PWM脉宽调制信号的占空比可以通过误差放大器EA的输出进行控制，具体的，当VFB_COMP和VEA_OUT的相对位置发生变化时，如图4所示，该VEA_OUT向上移动至V′EA_OUT，那么比较器CMP输出的PWM脉宽调制信号即调整为图4中的虚线方波，通过比较器输出的PWM脉宽调制信号的占空比变化，来调节第一功率晶体管和第二功率晶体管的导通时间、截止时间，以保证输出电压趋于稳定。
如图4所示，将VEA_OUT近似为一基准电压，VFB_COMP的中心值为VFB_COMP，其波形信号的峰峰值为VRAMP，则占空比可表示为公式(3)。
D = V E A _ O U T - ( V F B _ C O M P - V R A M P / 2 ) V R A M P - - - ( 3 )
根据公式(3)，可以得到：
∂ D ∂ V F B _ C O M P = - 1 V R A M P
由此可以看出，本发明的电压转换电路中的PWM脉宽调制信号的增益与常见的电压模式的增益计算方式相同，VRAMP的大小决定该部分的增益，那么，通过调整VFB_COMP的AC分量纹波峰峰值大小，即可调整本发明的迟滞模式的DC-DC变换电路中的VFB_COMP环路增益与带宽，提高其瞬态响应能力。
本发明实施例的电压转换电路的工作频率更容易提升，从而实现高频高瞬态性能的迟滞模式的DC-DC变换电路。
图5为本发明电压转换电路实施例三的结构示意图，本实施例即是将图2所示的反馈电路应用于BOOST式迟滞模式控制的DC-DC变换器中的具体实施例，本实施例的电压转换电路通过反馈电路应用于BOOST式迟滞模式控制的DC-DC变换器中，可以将迟滞模式控制的DC-DC变换器的开关频率可控，使得本实施例的BOOST式迟滞模式控制的DC-DC变换器工作频率可控，可以满足固定频率的负载需求，并且迟滞模式无需补偿，响应速度快，同时由于工作频率固定，所以可以将本实施例的电压转换电路应用于多相并联电源系统中，使其满足大负载电流的应用场景。
其具体工作方式为：反馈电路提供一频率可控的反馈纹波信号(VFB_COMP)，该VFB_COMP与VEA_OUT比较后输出一频率可控的脉冲宽度调制PWM信号，当该频率可控的PWM信号为高电平时，第一功率晶体管(PMOS)导通、第二功率晶体管(NOMS)截止，使第一直流电压经过第一能量存储元件(L1)对第二能量存储元件(C0)充电；当该频率可控的PWM信号为低电平时，第一功率晶体管(PMOS)截止、第二功率晶体管(NOMS)导通，第二能量存储元件(C0)经过第一能量存储元件(L1)通过第二功率晶体管(NOMS)放电。即通过该频率可控的PWM信号控制本实施例的电压转换电路的开关频率，从而将输入电压VI转换为输出电压VO。
图6为本发明电压转换电路实施例四的结构示意图，本实施例即是将图2所示的反馈电路应用于BUCK-BOOST式迟滞模式控制的DC-DC变换器中的具体实施例，本实施例的电压转换电路通过反馈电路应用于BUCK-BOOST式迟滞模式控制的DC-DC变换器中，可以将迟滞模式控制的DC-DC变换器的开关频率可控，使得本实施的BUCK-BOOST式迟滞模式控制的DC-DC变换器工作频率可控，可以满足固定频率的负载需求，并且迟滞模式无需补偿，响应速度快，同时由于工作频率固定，所以可以将本实施例的电压转换电路应用于多相并联电源系统中，使其满足大负载电流的应用场景。
其具体工作方式为：反馈电路提供一频率可控的反馈纹波信号(VFB_COMP)，将该VFB_COMP分别提供给两个比较器(CMP1和CMP2)，比较器(CMP1)将该VFB_COMP与VC1比较后输出一频率可控的脉冲宽度调制PWM信号,以控制第三功率晶体管(PMOS2)和第四功率晶体管(NMOS2)的导通或截止，比较器(CMP2)将该VFB_COMP与VC2比较后输出一频率可控的脉冲宽度调制PWM信号,以控制第一功率晶体管(PMOS1)和第二功率晶体管(NMOS1)的导通或截止，当第一功率晶体管(PMOS1)导通、第二功率晶体管(NMOS1)截止时，图6所示的电路为升压电路，即控制第三功率晶体管(PMOS2)导通，第四功率晶体管(NMOS2)截止，则第一直流电压(VIN)经过第一能量存储元件(L1)存储能量，第二能量存储元件(C0)放电，控制第三功率晶体管(PMOS2)截止，第四功率晶体管(NMOS2)导通，第一能量存储元件(L1)通过第四功率晶体管(NMOS2)释放能量，由第一能量存储元件(L1)和第一直流电压(VIN)对第二能量存储元件(C0)充电。
在第三功率晶体管(PMOS2)截止、第四功率晶体管(NMOS2)导通时，图6所示的电路为降压电路，即控制第一功率晶体管(PMOS1)导通、第二功率晶体管(NMOS1)截止，使第一直流电压(VIN)经过所述第一能量存储元件(L1)对所述第二能量存储元件(C0)充电，控制第一功率晶体管(PMOS1)截止、第二功率晶体管(NMOS1)导通，所述第二能量存储元件(C0)经过所述第一能量存储元件(L1)通过所述第二功率晶体管(NMOS1)放电。
即通过该频率可控的PWM信号控制本实施例的电压转换电路的开关频率，从而将输入电压VIN转换为输出电压VO。
图7为本发明多相并联电源系统结构示意图，如图7所示，本发明实施例的多相并联电源系统包括多个图3所示的电压转换电路，其中，各个所述电压转换电路的所述频率可控的三角波信号的频率相同，且相邻相位的所述电压转换电路的所述频率可控的三角波信号的相位差为360°除以所述电压转换电路的个数；各个所述电压转换电路共用一个所述采样及放大电路。
需要说明的是，各个所述电压转换电路的驱动电路和逻辑电路是相互独立的，即各个所述电压转换电路单独使用一个驱动电路和逻辑电路。
各个所述电压转换电路的输入电压源相同。
其中，该电压转换电路的个数可以为2个、3个等等，以2个进行举例说明，即两个本发明实施例的电压转换电路并联实现两相并联电源系统，则两个电压转换电路中的固定频率三角波信号的相位即相差为180°，两个电压转换电路中的PWM脉宽调制输出的方波相位也相差180°，即Ripple1与Ripple2相位差为180°。
本实施例将多个图3所示的电压转换电路应用于多相并联结构中，从而满足大负载电流的应用场景，同时，多相并联结构的等效电感等于单相电感值除以相位数，多相并联结构的开关频率等效为单相开关频率乘以相位数，从而多相并联结构可大大提升环路的响应速度。
图8为本发明电压转换的方法的流程图，如图8所示，本发明的方法可以包括：
步骤801、通过控制功率晶体管的导通和截止，以控制第一能量存储元件和第二能量存储元件接收和存储第一直流电压的能量，从而在所述第一能量存储元件与所述第二能量存储元件的连接端输出第二直流电压。
步骤802、对所述第二直流电压进行采样，获取采样信号。
步骤803、采样所述第二直流电压，并将采样的所述第二直流电压和频率可控的三角波信号合成为频率可控的反馈纹波信号。
步骤804、将所述采样信号和所述频率可控的反馈纹波信号进行比较，输出频率可控的脉冲宽度调制PWM信号。
其中，所述频率可控的PWM信号用于控制所述功率晶体管的导通和截止，所述频率可控的PWM信号的频率与所述频率可控的反馈纹波信号的频率相同。
可选的，生成所述频率可控的三角波信号，使所述频率可控的反馈纹波信号的频率与所述频率可控的三角波信号的频率相同；根据所述第二直流电压和所述频率可控的三角波信号的直流分量控制所述频率可控的反馈纹波信号的直流分量电压。
可选的，步骤802具体可以为：对所述第二直流电压进行分压采样，得到分压采样信号；比较所述分压采样信号和一预设参考电压信号，将所述分压采样信号和所述预设参考电压信号的差值进行放大后得到所述采样信号。
进一步的，所述方法还可以包括：将所述频率可控的PWM信号和预设的控制逻辑信号进行比较，得到控制所述功率晶体管导通和截止的控制信号；将所述控制信号转换为具有电流驱动能力的驱动信号，并使用所述驱动信号控制所述功率晶体管的导通和截止。
可选的，所述功率晶体管可以包括第一功率晶体管和第二功率晶体管，步骤801所述通过控制功率晶体管的导通和截止，以控制第一能量存储元件和第二能量存储元件接收和存储第一直流电压的能量，具体可以包括：控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通；在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，使第一直流电压经过所述第一能量存储元件对所述第二能量存储元件充电；在所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通时，所述第二能量存储元件经过所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管放电。
可选的，所述功率晶体管可以包括第一功率晶体管和第二功率晶体管；步骤801所述通过控制功率晶体管的导通和截止，以控制第一能量存储元件和第二能量存储元件接收和存储第一直流电压的能量，具体可以包括：控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通；在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，由所述第一直流电压通过所述第一能量存储元件存储能量，所述第二能量存储元件放电，在所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通时，所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管释放能量，由所述第一能量存储元件和所述第一直流电压对所述第二能量存储元件充电。
可选的，所述功率晶体管可以包括第一功率晶体管、第二功率晶体管、第三功率管和第四功率管；步骤801所述通过控制功率晶体管的导通和截止，以控制第一能量存储元件和第二能量存储元件接收和存储第一直流电压的能量，具体可以包括：控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通，控制所述第四功率晶体管在所述第三功率晶体管导通时截止，控制所述第四功率晶体管在所述第三功率晶体管截止时导通；在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，所述第三功率晶体管导通、所述第四功率晶体管截止，由所述第一直流电压通过所述第一能量存储元件存储能量，所述第二能量存储元件放电，所述第三功率晶体管截止、所述第四功率晶体管导通，所述第一能量存储元件通过所述第四功率晶体管释放能量，由所述第一能量存储元件和所述第一直流电压对所述第二能量存储元件充电；在所述第三功率晶体管截止、所述第四功率晶体管导通时，所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止，使第一直流电压经过所述第一能量存储元件对所述第二能量存储元件充电，所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通，所述第二能量存储元件经过所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管放电。
本实施例的方法，可以用于执行图1至图7所示方法实施例的技术方案，其实现原理和技术效果类似，此处不再赘述。
本领域普通技术人员可以理解：实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (17)

1.一种电压转换电路，其特征在于，用于将第一直流电压转换为第二直流电压；包括：子电压转换电路和反馈回路；
所述子电压转换电路包括功率晶体管、第一能量存储元件和第二能量存储元件，用于通过控制所述功率晶体管的导通和截止，以控制所述第一能量存储元件和所述第二能量存储元件接收和存储所述第一直流电压的能量，从而在所述第一能量存储元件与所述第二能量存储元件的连接端输出所述第二直流电压；
所述反馈回路包括采样及放大电路、反馈电路和比较电路；所述采样及放大电路用于对所述第二直流电压进行采样，并将采样获取的采样信号输入所述比较电路；所述反馈电路用于采样所述第二直流电压，并将采样的所述第二直流电压和频率可控的三角波信号合成为频率可控的反馈纹波信号，将所述频率可控的反馈纹波信号输入所述比较电路；所述比较电路用于将所述采样信号和所述频率可控的反馈纹波信号进行比较，输出频率可控的脉冲宽度调制PWM信号；
其中，所述频率可控的PWM信号用于控制所述功率晶体管的导通和截止，所述频率可控的PWM信号的频率与所述频率可控的反馈纹波信号的频率相同。
2.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述反馈电路包括三角波信号发生器、频率控制子电路和直流控制子电路；
所述三角波信号发生器用于生成所述频率可控的三角波信号；所述频率控制子电路用于使所述频率可控的反馈纹波信号的频率与所述频率可控的三角波信号的频率相同；所述直流控制子电路用于根据所述第二直流电压和所述频率可控的三角波信号的直流分量控制所述频率可控的反馈纹波信号的直流分量电压。
3.根据权利要求2所述的电压转换电路，其特征在于，所述频率控制子电路包括第一电容和第二电容，所述直流控制子电路包括第一电阻和第二电阻；
所述三角波信号发生器通过所述第一电容与所述比较电路连接，所述第二电容连接在所述比较电路和所述第一能量存储元件与所述第二能量存储元件的连接端之间，所述第一电阻连接在所述比较电路和所述第一能量存储元件与所述第二能量存储元件的连接端之间，所述第二电阻连接在所述比较电路和接地端之间。
4.根据权利要求1～3任一项所述的电压转换电路，其特征在于，所述采样及放大电路包括分压采样电路和误差放大电路；
所述分压采样电路用于对所述第二直流电压进行分压采样，得到分压采样信号，并将所述分压采样信号输入所述误差放大电路；所述误差放大电路用于比较所述分压采样信号和一预设参考电压信号，将所述分压采样信号和所述预设参考电压信号的差值信号进行放大后得到所述采样信号，并将所述采样信号输入所述比较电路。
5.根据权利要求4所述的电压转换电路，其特征在于，所述分压采样电路包括第三电阻和第四电阻，所述第三电阻连接在所述误差放大电路和所述第一能量存储元件与所述第二能量存储元件的连接端之间，所述第四电阻连接在所述误差放大电路和和接地端之间。
6.根据权利要求1～5任一项所述的电压转换电路，其特征在于，所述反馈回路还包括逻辑电路和驱动电路，所述比较电路的输出端依次通过所述逻辑电路和所述驱动电路与所述功率晶体管连接；
所述逻辑电路用于将所述频率可控的PWM信号和预设的控制逻辑信号进行比较，得到控制所述功率晶体管导通和截止的控制信号，所述驱动电路用于将所述控制信号转换为具有电流驱动能力的驱动信号，并使用所述驱动信号控制所述功率晶体管的导通和截止。
7.根据权利要求1～6任一项所述的电压转换电路，其特征在于，所述功率晶体管包括第一功率晶体管和第二功率晶体管；
所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通；
所述第一能量存储元件和所述第二能量存储元件，与所述第一功率晶体管及所述第二功率晶体管耦合，并在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，使第一直流电压经过所述第一能量存储元件对所述第二能量存储元件充电；在所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通时，所述第二能量存储元件经过所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管放电。
8.根据权利要求1～6任一项所述的电压转换电路，其特征在于，所述功率晶体管包括第一功率晶体管和第二功率晶体管；
所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通；
所述第一能量存储元件和所述第二能量存储元件，与所述第一功率晶体管及所述第二功率晶体管耦合，并在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，由所述第一直流电压通过所述第一能量存储元件存储能量，所述第二能量存储元件放电，在所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通时，所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管释放能量，由所述第一能量存储元件和所述第一直流电压对所述第二能量存储元件充电。
9.根据权利要求1～6任一项所述的电压转换电路，其特征在于，所述功率晶体管包括第一功率晶体管、第二功率晶体管、第三功率管和第四功率管；
所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通，所述第四功率晶体管在所述第三功率晶体管导通时截止，所述第四功率晶体管在所述第三功率晶体管截止时导通；
所述第一能量存储元件和所述第二能量存储元件，与所述第三功率晶体管及所述第四功率晶体管耦合，并且，所述第一能量存储元件还与所述第一功率晶体管及所述第二功率晶体管耦合；
在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，所述第三功率晶体管导通、所述第四功率晶体管截止，由所述第一直流电压通过所述第一能量存储元件存储能量，所述第二能量存储元件放电，所述第三功率晶体管截止、所述第四功率晶体管导通，所述第一能量存储元件通过所述第四功率晶体管释放能量，由所述第一能量存储元件和所述第一直流电压对所述第二能量存储元件充电；
在所述第三功率晶体管截止、所述第四功率晶体管导通时，所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止，使第一直流电压经过所述第一能量存储元件对所述第二能量存储元件充电，所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通，所述第二能量存储元件经过所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管放电。
10.一种多相并联电源系统，其特征在于，包括：多个如权利要求1～9任一项所述电压转换电路；
其中，各个所述电压转换电路的所述频率可控的三角波信号的频率相同，且相邻相位的所述电压转换电路的所述频率可控的三角波信号的相位差为360°除以所述电压转换电路的个数；
各个所述电压转换电路共用一个所述采样及放大电路。
11.一种电压转换的方法，其特征在于，包括：
通过控制功率晶体管的导通和截止，以控制第一能量存储元件和第二能量存储元件接收和存储第一直流电压的能量，从而在所述第一能量存储元件与所述第二能量存储元件的连接端输出第二直流电压；
对所述第二直流电压进行采样，获取采样信号；
采样所述第二直流电压，并将采样的所述第二直流电压和频率可控的三角波信号合成为频率可控的反馈纹波信号；
将所述采样信号和所述频率可控的反馈纹波信号进行比较，输出频率可控的脉冲宽度调制PWM信号；
其中，所述频率可控的PWM信号用于控制所述功率晶体管的导通和截止，所述频率可控的PWM信号的频率与所述频率可控的反馈纹波信号的频率相同。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，生成所述频率可控的三角波信号，使所述频率可控的反馈纹波信号的频率与所述频率可控的三角波信号的频率相同；
根据所述第二直流电压和所述频率可控的三角波信号的直流分量控制所述频率可控的反馈纹波信号的直流分量电压。
13.根据权利要求11或12所述的方法，其特征在于，所述对所述第二直流电压进行采样，获取采样信号，包括：
对所述第二直流电压进行分压采样，得到分压采样信号；
比较所述分压采样信号和一预设参考电压信号，将所述分压采样信号和所述预设参考电压信号的差值进行放大后得到所述采样信号。
14.根据权利要求11至13任一项所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
将所述频率可控的PWM信号和预设的控制逻辑信号进行比较，得到控制所述功率晶体管导通和截止的控制信号；
将所述控制信号转换为具有电流驱动能力的驱动信号，并使用所述驱动信号控制所述功率晶体管的导通和截止。
15.根据权利要求11至14任一项所述的方法，其特征在于，所述功率晶体管包括第一功率晶体管和第二功率晶体管，所述通过控制功率晶体管的导通和截止，以控制第一能量存储元件和第二能量存储元件接收和存储第一直流电压的能量，包括：
控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通；
在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，使第一直流电压经过所述第一能量存储元件对所述第二能量存储元件充电；在所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通时，所述第二能量存储元件经过所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管放电。
16.根据权利要求11至14任一项所述的方法，其特征在于，所述功率晶体管包括第一功率晶体管和第二功率晶体管；所述通过控制功率晶体管的导通和截止，以控制第一能量存储元件和第二能量存储元件接收和存储第一直流电压的能量，包括：
控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通；
在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，由所述第一直流电压通过所述第一能量存储元件存储能量，所述第二能量存储元件放电，在所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通时，所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管释放能量，由所述第一能量存储元件和所述第一直流电压对所述第二能量存储元件充电。
17.根据权利要求11至14任一项所述的方法，其特征在于，所述功率晶体管包括第一功率晶体管、第二功率晶体管、第三功率管和第四功率管；所述通过控制功率晶体管的导通和截止，以控制第一能量存储元件和第二能量存储元件接收和存储第一直流电压的能量，包括：
控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管导通时截止，控制所述第二功率晶体管在所述第一功率晶体管截止时导通，控制所述第四功率晶体管在所述第三功率晶体管导通时截止，控制所述第四功率晶体管在所述第三功率晶体管截止时导通；
在所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止时，所述第三功率晶体管导通、所述第四功率晶体管截止，由所述第一直流电压通过所述第一能量存储元件存储能量，所述第二能量存储元件放电，所述第三功率晶体管截止、所述第四功率晶体管导通，所述第一能量存储元件通过所述第四功率晶体管释放能量，由所述第一能量存储元件和所述第一直流电压对所述第二能量存储元件充电；
在所述第三功率晶体管截止、所述第四功率晶体管导通时，所述第一功率晶体管导通、所述第二功率晶体管截止，使第一直流电压经过所述第一能量存储元件对所述第二能量存储元件充电，所述第一功率晶体管截止、所述第二功率晶体管导通，所述第二能量存储元件经过所述第一能量存储元件通过所述第二功率晶体管放电。
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