CN112928924B

CN112928924B - 一种谐振型反激变换器控制器

Info

Publication number: CN112928924B
Application number: CN202110137769.8A
Authority: CN
Inventors: 谢小高; 董汉菁; 程之杰; 李京蔚
Original assignee: Hangzhou Dianzi University
Current assignee: Hangzhou Dianzi University
Priority date: 2021-02-01
Filing date: 2021-02-01
Publication date: 2022-03-01
Anticipated expiration: 2041-02-01
Also published as: CN112928924A

Abstract

本发明公开了一种谐振型反激变换器控制器，其中电流信号补偿处理模块产生励磁电流模拟信号或经处理和补偿后产生与变换器副边整流管电流波形一致的信号；负载检测模块接收电流信号补偿处理模块输出的信号，经滤波后获得负载电流信号；副边电流区间检测模块、主管复位信号产生模块、主管置位信号产生模块和主管信号产生模块，接收与门输出的主管置位信号和复位信号产生模块输出的主管复位信号，产生主管控制信号。本发明在原边获得副边整流管电流波形以及负载电流值，进而根据检测的副边电流过零点关断辅助开关管，根据得到的负载电流值进行自适应降频，实现变换器全负载范围效率优化。

Description

一种谐振型反激变换器控制器

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，涉及一种谐振型反激变换器控制器。

背景技术

随着电力电子技术应用的快速发展，人们对开关变换器的小体积、高效率和高可靠性要求越来越高。反激变换器由于其拓扑简单，元器件少等特点，在小功率开关电源中被广泛运用；但由于普通反激变换器原边开关管的硬开关，以及漏感能量的消耗无法回收，导致损耗较大，不适用于低电压、大电流的应用场合。

谐振型反激变换器如有源箝位反激谐振变换器和不对称半桥反激谐振变换器可以实现零电压开通(ZVS)，通过电流将其寄生电容中的电荷抽走，在开关管开通前使开关管两端电压下降到零，从而大大降低原边开关管的损耗，提高效率。

传统的谐振型反激变换器常采用互补控制方法。在轻载情况下，由于辅助管导通时间变长，励磁电感负电流变大，导致辅助管的导通损耗和关断损耗明显增加；导致轻载效率较低。

针对上述问题，一种现有的技术是采用非互补控制策略，如非互补有源箝位反激变换器，即在主开关管关断之后，让辅助开关管保持关断，仅在主开关管开通之前将辅助开关管导通一小区间，从而产生负向励磁电流，实现主开关的零电压开通，如图1所示。然而这种方法中，辅助开关管存在较长的体二极管导通区间，导致通态损耗增加，效率降低。

此外，采用传统互补控制方式的谐振型反激拓扑在轻载下还存在同步整流误触发的问题。以有源箝位反激谐振变换器为例，其原边主开关管断开时等效电路如图2所示。谐振电感L_r和原边开关管的寄生电容C_poss、副边整流管的寄生电容C_{sr_oss}进行谐振，由于L_r和C_poss、C_{sr_oss}都很小，因此谐振频率极高，谐振电感电流i_r会在峰值处出现一个跌落现象，如图3波形所示。待跌落过程结束后，电路进入新的谐振状态，因输出电容C_o远大于箝位电容C_r，可将输出电容看作恒压源，等效电路如图4所示。求解电路可得到谐振电感电流：

其中，t₀为新谐振状态初始时刻，I_r(t₀)、V_c(t₀)为谐振电感L_r和箝位电容V_c在初始时刻的初始值，n为变压器原副边匝比，

通过辅助角公式可得到谐振初相：

从式(2)可以看出，当V_c(t₀)<nV_o时，谐振初相小于90°，如图3电流波形所示，副边整流管电流i_s首先出现一个向上谐振的趋势。若参数不合理，谐振电感电流i_r将谐振并触碰到变换器励磁电流i_Lm，导致副边整流管电流i_s提前跌落为零，同步整流控制器很有可能会提前关断同步整流管，导致副边损耗增加。

针对上述问题，一种现有技术是将传统的原边谐振有源箝位反激变换器修改为副边谐振有源箝位反激变换器，即通过在副边增加谐振元件实现，如图5所示。在该电路结构中，谐振初相大于90°，可以有效地解决同步整流管误关断的问题。同理，也可以构造出副边谐振不对称半桥反激变换器。但是这种技术加了器件和电路成本，同时也增加了损耗。

另外，传统的降频控制方法一般是根据误差放大器输出的误差放大信号判断负载情况来实现，而所述误差放大信号受到输入电压和负载波动的双重影响，无法准确判断负载变化。

发明内容

为解决上述问题，本发明的技术方案为：一种谐振型反激变换器控制器，包括：

过零信号产生模块，接收反映变换器变压器励磁电感电流过零信息的信号ZCD，产生过零脉冲信号ZCD1；

电流信号补偿处理模块，根据接收的变换器原边电流采样信号V_cs和励磁电流模拟电路产生的励磁电流模拟信号V_ca，或者二者相加或叠加产生的合成信号V_a，或者原边电流采样信号V_cs和合成信号V_a，经处理和补偿后产生与变换器副边整流管电流波形一致的信号V_b；

负载检测模块，接收所述电流信号补偿处理模块输出的信号V_b，经滤波后获得负载电流信号V_id；

降频控制模块，接收负载电流信号V_id和主管置位信号V_set1，产生降频控制信号ST1；

副边电流区间检测模块，接收所述电流信号补偿处理模块输出的信号V_b，产生辅助管复位信号V_rst2；

主管复位信号产生模块，接收输出反馈信号V_FB，产生主管复位信号V_rst1和辅助管置位信号V_set2；

主管置位信号产生模块，接收所述过零信号产生模块输出的过零脉冲信号ZCD1和降频控制信号ST1，产生主管置位信号V_set1；

主管信号产生模块，接收与门输出的主管置位信号V_set1和复位信号产生模块输出的主管复位信号V_rst1，产生主管控制信号V_GA；

反相延时模块，接收复位信号产生模块输出的主管复位信号V_rst1，经反相和延时处理后输出辅助管置位信号V_set2；

辅管信号产生模块，接收反相延时模块输出的辅助管置位信号V_set2和副边电流区间检测模块输出的辅助管复位信号V_rst2，产生辅助管控制信号V_GB；

驱动模块，接收主管信号产生模块输出的主管控制信号V_GA和辅管信号产生模块输出的辅助管控制信号V_GB，输出主管驱动信号V_G1和辅助管驱动信号V_G2。

优选地，所述过零信号产生模块包括比较器U₃，比较器U₃的一个输入端接收来自变换器的ZCD信号，另一个输入端接地，比较器U₃输出过零脉冲信号ZCD1；当变换器变压器励磁电流由正过零变负时，ZCD信号使得ZCD1信号从低电平跳变为高电平，ZCD1信号用于判断变压器励磁电流过零点。

优选地，所述电流信号补偿处理模块包括信号处理模块、采样保持模块和补偿模块，其中，

所述信号处理模块包括电阻R₁和开关S₃；开关S₃的一端接收合成信号V_a，另一端接电阻R₁的一端并输出副边电流模拟信号V_b，电阻R₁的另一端接地，开关S₃的控制端接收主管控制信号的反相信号V_GAF；当信号V_GAF为低电平，即主管导通时，副边电流模拟信号V_b经电阻R₁短接到地；当信号V_GAF为高电平，即主管关断时，开关S₃将合成信号V_a经电阻R₁传输；在副边电流模拟信号V_b中消除了合成信号V_a在主管导通时由变换器原边电流感应的分量，使得副边电流模拟信号V_b与变换器副边整流管电流波形形状一致；

所述采样保持模块包括开关S₄和电容C₁；开关S₄的一端接收合成信号V_a，另一端接电容C₁的一端，电容C₁的另一端接地，开关S₄的控制端接收主管置位信号产生模块输出的主管置位信号V_set1；主管置位信号V_set1的高电平出现在主管开通之前，当主管置位信号V_set1为高电平时，开关S₄导通，合成信号V_a的电平传递给电容C₁；当开关S₄关断时，电容C₁两端电压保持，开关S₄和电容C₁检测主管导通前合成信号V_a的电平幅值，该幅值反映励磁电流模拟信号V_ca与实际励磁电流之间的直流偏差；

所述补偿模块包括电阻R₂、运放U₁₁、补偿电容C₂和电阻R₃。电阻R₂的一端接接收采样保持模块输出的电压信号V_e，另一端接运放U₁₁的负输入端，运放U₁₁的正输入端接地，运放的输出接补偿电容C₂的一端和电阻R₃的一端，补偿电容C₂的另一端接地，电阻R₃的另一端接V_a脚；变换器中的励磁电流模拟电路模拟出的励磁电流与实际的励磁电流存在直流偏差，通过检测合成信号V_a在主管开通前瞬间的电平，经补偿模块调节之后对合成信号V_a进行补偿。

优选地，所述副边电流区间检测模块包括比较器U₉，比较器U₉的负输入端接收电流信号补偿处理模块输出的副边电流模拟信号V_b，正输入端接地，当副边电流模拟信号V_b幅值负时，比较器U₉的输出端输出的辅助管复位信号V_rst2为高电平，即根据辅助管复位信号V_rst2判断副边电流模拟信号V_b的正极性区间和过零点。

优选地，所述负载检测模块包括电阻R_aux和电容C_aux构成的滤波器以及比例放大环节1051，负载检测模块接收电流信号补偿处理模块输出的副边电流模拟信号V_b，经电阻R_aux和电容C_aux构成的滤波器滤波及比例放大环节放大后获得反映变换器负载电流大小的负载电流信号V_id。

优选地，所述降频模块包括锯齿波发生器、减法模块、比较器U₆、比较器U₇和与门U₅，其中，

所述锯齿波发生器包括电流源I_ramp2、电容C_ramp2、开关S₂、RS触发器U₈和延时模块T_d2，其中，电流源I_ramp2，电容C_ramp2和开关S₂并联连接，一端接地，另一端接到比较器U₆的正输入端，输出锯齿波信号V_ramp2；RS触发器U₈和延时模块T_d2构成开关S₂的控制信号发生器，RS触发器U₈的置位端S接收主管信号产生模块输出的主管控制信号V_GA，其同相输出端输出的开关S₂控制信号V_GS2经过延时模块T_d2延时后接到其复位端；V_GS2为与主管控制信号V_GA前沿一致、脉宽等于延时模块T_d2产生的延时宽度的窄脉冲信号；

开关S₂接收RS触发器U₈的同相输出信号，在开关S₂关断时，电流源I_ramp2给电容C_ramp2充电；开关S₂导通时，电容C_ramp2快速放电至零，形成锯齿波信号V_ramp2；

所述减法模块的负输入端接收负载检测模块输出的负载电流信号V_id，其正输入端接收基准电压信号V_ref1，输出信号V_ref1-V_id；

比较器U₆的负输入端接减法模块的输出端，正输入端接收锯齿波发生器输出的锯齿波信号V_ramp2，当V_ramp2＞V_ref1-V_id，比较器U₆的输出为高电平，反之为低电平，比较器U₆输出为一脉冲信号；

比较器U₇的负输入端接收负载检测模块输出的负载电流信号V_id，其正输入端接收基准电压信号V_ref2，当V_id＞V_ref2，即重载情况下，比较器U₇输出的负载判断信号ST为低电平；反之，ST为高电平；

与门U₅的一个输入端接收比较器U₇输出的负载判断信号ST，另一个输入端接收比较器U₆输出的脉冲信号，与门U5输出脉冲信号ST1；负载越轻，即V_id越小时，ST1信号距离开关周期下主管控制信号V_GA的上升沿时间越远。

优选地，所述主管置位信号产生模块包括与门U₄，其一个输入端接收过零信号产生模块输出的输出过零脉冲信号ZCD1，另一个输入端接收降频模块输出的脉冲信号ST1，二者相与之后产生主管置位信号V_set1。

优选地，所述主管复位信号产生模块包括比较器U₁和锯齿波产生模块，其中，锯齿波发生器包括电流源I_ramp1、电容C_ramp1和开关S₁，电流源I_ramp1，电容C_ramp1和开关S₁并联连接，一端接地，另一端输出锯齿波信号V_ramp1送至比较器U₁的正输入端，比较器U₁的负输入端接收来自变换器的输出反馈信号V_FB；开关S₁的控制端接主管信号产生模块输出的反相信号V_GS1，V_GS1与主管控制信号V_GA反相，在主管控制信号V_GA为低电平区间，锯齿波信号V_ramp1为低电平；在主管控制信号V_GA为高电平区间，电流源I_ramp1对电容C_ramp1充电，V_ramp1线性上升；锯齿波信号V_ramp1与输出反馈信号V_FB经比较器U₁进行比较，产生主管复位信号V_rst1。

优选地，所述主管信号产生模块包括延时模块T_d1和RS触发器U₂，其中，延时模块T_d1的输入端接收主管置位信号产生模块输出的主管置位信号V_set1，对V_set1进行延时后送至的RS触发器U₂置位端，RS触发器U₂复位端接收主管复位信号产生模块输出的主管复位信号V_rst1，主管信号产生模块的输出端输出主管控制信号V_GA；由于主管置位信号V_set1的前沿与变换器主管两端电压V_ds1的谐振谷底存在一定的时差，延时模块T_d1的作用是产生一个延时来抵消这个时差，使得变换器主管能零电压开通或在V_ds1谐振谷底开通。

优选地，所述反相延时模块包括反相器U₁₂和延时模块T_d，其中，反相器U₁₂接收复位信号产生模块输出的主管复位信号V_rst1，其输出信号经延时模块T_d延时处理后输出辅助管置位信号V_set2。。

与现有技术相比，本发明的有益效果如下：

本发明的控制器应用于带励磁电流模拟电路的谐振型反激变换器，可在原边获得副边整流管电流波形以及负载电流值，进而根据检测的副边电流过零点关断辅助开关管，根据得到的负载电流值进行自适应降频，实现变换器全负载范围效率优化。此外，还可解决谐振型反激变换器的原边谐振电流跌落问题。

附图说明

图1示出一种现有技术的非互补控制的有源箝位反激变换器的波形图；

图2示出现有技术原边谐振的有源箝位反激变换器电流跌落过程原边等效电路图；

图3示出现有技术原边谐振的有源箝位反激变换器原边谐振原副边电流波形图；

图4示出现有技术原边谐振的有源箝位反激变换器原边谐振等效电路图；

图5示出一种现有技术的副边谐振的有源箝位反激变换器电路图；

图6示出本发明实施例的谐振型反激变换器控制器的原理框图；

图7示出本发明一实施例的谐振型反激变换器控制器的电路原理图；

图8示出本发明一实施例的谐振型反激变换器控制器的波形图；

图9示出本发明又一实施例的谐振型反激变换器控制器的电路原理图；

图10示出本发明实施例的谐振型反激变换器控制器与有源箝位反激谐振变换器构成的应用电路原理图；

图11示出本发明的谐振型反激变换器控制器与有源箝位反激谐振变换器构成的应用实施例的波形图；

图12示出本发明的谐振型反激变换器控制器与不对称反激谐振变换器构成的应用电路原理图；

图13示出的本发明的谐振型反激变换器控制器与不对称反激谐振变换器构成的应用实施例的波形图；

图14示出本发明的谐振型反激变换器控制器与不对称反激谐振变换器构成的又一应用电路原理图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。

实施例1

参见图6，所示出的本发明的谐振型反激变换器控制器100原理框图，包括：过零信号产生模块102，接收反映变换器变压器励磁电感电流过零信息的信号ZCD，产生过零脉冲信号ZCD1；

电流信号补偿处理模块101，根据接收的变换器原边电流采样信号V_cs和励磁电流模拟电路产生的励磁电流模拟信号V_ca，或者二者相加或叠加产生的合成信号V_a，或者原边电流采样信号V_cs和合成信号V_a，经处理和补偿后产生与变换器副边整流管信号波形一致的副边电流模拟信号V_b；

负载检测模块105，接收所述电流信号补偿处理模块101输出的副边电流模拟信号V_b，经滤波后获得负载电流信号V_id；

降频控制模块106，接收负载电流信号V_id和主管置位信号V_set1，产生降频控制信号ST1；

副边电流区间检测模块103，接收所述电流信号补偿处理模块101输出的副边电流模拟信号V_b，产生辅助管复位信号V_rst2；

主管复位信号产生模块104，接收输出反馈信号V_FB，产生主管复位信号V_rst1和辅助管置位信号V_set2；

主管置位信号产生模块111，接收所述过零信号产生模块102输出的过零脉冲信号ZCD1和降频控制模块106产生的降频控制信号ST1，产生主管置位信号V_set1；

主管信号产生模块107，接收与门输出的主管置位信号V_set1和复位信号产生模块输出的主管复位信号V_rst1，产生主管控制信号V_GA；

反相延时模块109，接收复位信号产生模块104输出的主管复位信号V_rst1，经反相和延时处理后输出辅助管置位信号V_set2；

辅管信号产生模块108，接收反相延时模块109输出的辅助管置位信号V_set2和副边电流区间检测模块103输出的辅助管复位信号V_rst2，产生辅助管控制信号V_GB；

驱动模块110，接收主管信号产生模块107输出的主管控制信号V_GA和辅管信号产生模块108输出的辅助管控制信号V_GB，输出主管驱动信号V_G1和辅助管驱动信号V_G2。

参见图7示出的本发明的谐振型反激变换器控制器的一具体实施例的电路原理图及图8示出的本发明的谐振型反激变换器控制器的一具体实施例的关键波形图。其中：过零信号产生模块102为比较器U₃。比较器U₃的一个输入端接收来自变换器的ZCD信号，另一个输入端接地，比较器U₃输出过零脉冲信号ZCD1。当变换器变压器励磁电流由正过零变负时，ZCD信号使得ZCD1信号从低电平跳变为高电平。因此ZCD1信号能够用于判断变压器励磁电流过零点。

电流信号补偿处理模块101，包括信号处理模块1011、采样保持模块1012和补偿模块1013。其中，信号处理模块1011包括电阻R₁和开关S₃；开关S₃的一端接收合成信号V_a，另一端接电阻R₁的一端并输出副边电流模拟信号V_b，电阻R₁的另一端接地，开关S₃的控制端接收主管控制信号的反相信号V_GAF。当信号V_GAF为低电平，即主管导通时，副边电流模拟信号V_b经电阻R₁短接到地；当信号V_GAF为高电平，即主管关断时，开关S₃将合成信号V_a经电阻R₁传输；由此，在副边电流模拟信号V_b中消除了合成信号V_a在主管导通时由变换器原边电流感应的分量，使得副边电流模拟信号V_b与变换器副边整流管电流波形形状一致；

采样保持模块1012包括开关S₄和电容C₁；开关S₄的一端接收合成信号V_a，另一端接电容C₁的一端，电容C₁的另一端接地，开关S₄的控制端接收主管置位信号产生模块111输出的主管置位信号V_set1；主管置位信号V_set1的高电平出现在主管开通之前，当主管置位信号V_set1为高电平时，开关S₄导通，合成信号V_a的电平传递给电容C₁；当开关S₄关断时，电容C₁两端电压保持。因此，开关S₄和C₁可以检测出主管导通前合成信号V_a的电平幅值，该幅值可以反映出励磁电流模拟信号V_ca与实际励磁电流之间的直流偏差。

补偿模块1013包括电阻R₂，运放U₁₁、补偿电容C₂和电阻R₃。电阻R₂的一端接接收采样保持模块1012输出的电压信号V_e，另一端接运放U₁₁的负输入端，运放U₁₁的正输入端接地，运放的输出接补偿电容C₂的一端和电阻R₃的一端，补偿电容C₂的另一端接地，电阻R₃的另一端接V_a脚。由于变换器中的励磁电流模拟电路模拟出的励磁电流与实际的励磁电流存在一定的直流偏差，通过检测合成信号V_a在主管开通前瞬间的电平，经补偿模块1013调节之后对合成信号V_a进行补偿，以消除所述直流偏差。

副边电流区间检测模块103由比较器U₉构成。比较器U₉的负输入端接收电流信号补偿处理模块101输出的副边电流模拟信号V_b，正输入端接地，当副边电流模拟信号V_b幅值负时，比较器U₉的输出端输出的辅助管复位信号V_rst2为高电平，即根据辅助管复位信号V_rst2可以判断出副边电流模拟信号V_b的正极性区间和过零点；

负载检测模块105，包括电阻R_aux和电容C_aux构成的滤波器以及比例放大环节1051，负载检测模块105接收电流信号补偿处理模块101输出的副边电流模拟信号V_b，经电阻R_aux和电容C_aux构成的滤波器滤波及比例放大环节1051放大后获得反映变换器负载电流大小的负载电流信号V_id；

降频模块106包括锯齿波发生器1061、减法模块1062、比较器U₆、比较器U₇和与门U₅。

锯齿波发生器1061由电流源I_ramp2，电容C_ramp2、开关S₂、RS触发器U₈和延时模块T_d2构成。电流源I_ramp2，电容C_ramp2和开关S₂并联连接，一端接地，另一端接到比较器U₆的正输入端，输出锯齿波信号V_ramp2。RS触发器U₈和延时模块T_d2构成开关S₂的控制信号发生器，RS触发器U₈的置位端S接收主管信号产生模块107输出的主管控制信号V_GA，其同相输出端输出的开关S₂控制信号V_GS2经过延时模块T_d2延时后接到其复位端。因此，V_GS2为与主管控制信号V_GA前沿一致、脉宽等于延时模块T_d2产生的延时宽度的窄脉冲信号。

开关S₂接收RS触发器U₈的同相输出信号。在开关S₂关断时，电流源I_ramp2给电容C_ramp2充电；开关S₂导通时，电容C_ramp2快速放电至零，形成锯齿波信号V_ramp2。

减法模块1062的负输入端接收负载检测模块105输出的负载电流信号V_id，其正输入端接收基准电压信号V_ref1，输出信号V_ref1-V_id；

比较器U₆的负输入端接减法模块1062的输出端，正输入端接收锯齿波发生器1061输出的锯齿波信号V_ramp2，当V_ramp2＞V_ref1-V_id，比较器U₆的输出为高电平，反之为低电平。因此，比较器U₆输出为一脉冲信号。

比较器U₇的负输入端接收负载检测模块105输出的负载电流信号V_id，其正输入端接收基准电压信号V_ref2，当V_id＞V_ref2，即重载情况下，比较器U₇输出的负载判断信号ST为低电平；反之，ST为高电平。

与门U₅的一个输入端接收比较器U₇输出的负载判断信号ST，另一个输入端接收比较器U₆输出的脉冲信号，与门U₅输出脉冲信号ST1。可见，ST1只有在较轻负载下才有脉冲信号输出，且负载越轻，即V_id越小，则ST1信号距离开关周期下主管控制信号V_GA的上升沿时间越远。

主管置位信号产生模块111为与门U₄，其一个输入端接收过零信号产生模块102输出的输出过零脉冲信号ZCD1，另一个输入端接收降频模块106输出的脉冲信号ST1，二者相与之后产生主管置位信号V_set1。

主管复位信号产生模块104，包括比较器U₁和锯齿波产生模块1041。其中，锯齿波发生器1041由电流源I_ramp1，电容C_ramp1、开关S₁。电流源I_ramp1，电容C_ramp1和开关S₁并联连接，一端接地，另一端输出锯齿波信号V_ramp1送至比较器U₁的正输入端，比较器U₁的负输入端接收来自变换器的输出反馈信号V_FB。开关S₁的控制端接主管信号产生模块107输出的反相信号V_GS1。V_GS1与主管控制信号V_GA反相。因此，在主管控制信号V_GA为低电平区间，锯齿波信号V_ramp1为低电平，而在主管控制信号V_GA为高电平区间，电流源I_ramp1对电容C_ramp1充电，V_ramp1线性上升。锯齿波信号V_ramp1与输出反馈信号V_FB经比较器U₁进行比较，产生主管复位信号V_rst1。

主管信号产生模块107，包括延时模块T_d1和RS触发器U₂。延时模块T_d1的输入端接收主管置位信号产生模块111输出的主管置位信号V_set1，对V_set1进行延时后送至的RS触发器U₂置位端，RS触发器U₂复位端接收主管复位信号产生模块104输出的主管复位信号V_rst1，主管信号产生模块107的输出端输出主管控制信号V_GA；由于主管置位信号V_set1的前沿与变换器主管两端电压V_ds1的谐振谷底存在一定的时差，延时模块T_d1的作用是产生一个延时来抵消这个时差，使得变换器主管能在V_ds1谐振谷底开通，降低开关损耗。

反相延时模块109，包括反相器U₁₂和延时模块T_d，反相器U₁₂接收复位信号产生模块104输出的主管复位信号V_rst1，其输出信号经延时模块T_d延时处理后输出辅助管置位信号V_set2；

辅管信号产生模块108为RS触发器U₁₀，其置位端接收反相延时模块109输出的辅助管置位信号V_set2，其复位端接收副边电流区间检测模块103输出的辅助管复位信号V_rst2，其同相输出端输出辅助管控制信号V_GB；

实施例2

参见图9示出的本发明的谐振型反激变换器控制器的又一实施例电路原理图，其与图7示出的本发明的谐振型反激变换器控制器的实施例1的具体区别仅在电流信号补偿处理模块101的实现方式不同。

电流信号补偿处理模块101，包括加法器1017、采样保持模块1012、减法器1018。其中，加法器1017的一端接收原边电流采样信号V_cs、另一端接收励磁电流模拟信号V_ca，输出合成信号V_a；

减法器1018的正输入端接收采样保持模块1012输出的电压信号V_e，负输入端接收加法器1017的输出的合成信号V_a，其输出信号V_b等于二者之差，即：V_b＝V_e-V_a。

在本实施例中，当输出信号为原边电流采样信号V_cs和励磁电流模拟信号V_ca叠加产生的合成信号V_a时，加法器1017可以省掉。

现结合本发明的谐振型反激变换器控制器在实际变换器中应用实施例对本发明做进一步说明。

应用实例1

参见图10所示出的本发明的谐振型反激变换器控制器与有源箝位反激谐振变换器构成的装置实施例及图11所示的所述装置的在非互补控制模式时的主要波形：有源箝位反激谐振变换器包括：主管Q₁、谐振电感L_r和变压器T原边绕组W_p构成的输入端口，接收输入直流电压；所述主管Q₁的漏极接直流输入电压源的正端，所述主管Q₁的源极接谐振电感L_r的一端，谐振电感L_r的另一端接变压器T的原边绕组W_p的同名端，变压器T的原边绕组W_p的异名端接直流输入电压源的负端，主管Q₁的门极接收驱动信号V_G1；图中所示的变压器模型还包括变压器T的励磁电感L_m。

副边整流管Q₃和输出电容C_o构成的输出电路，与变压器T的副边绕组W_s耦接，经C_o的两端构成输出端口提供能量给直流负载；副边整流管Q₃的源极接变压器T的副边绕组W_s的异名端，副边整流管Q₃的漏极接输出电容C_o的正端，输出电容C_o的负端接变压器T的副边绕组W_s的同名端。

箝位电路，所述箝位电路包括辅助管Q₂，箝位电容C_r，以及一个采样电阻R_s。所述辅助管Q₂与所述采样电阻R_s和所述箝位电容C_r依次串联组成辅助支路，所述辅助支路并联在变压器T的原边绕组W_p两端。所述辅助管Q₂的漏极接所述主管Q₁的源极，辅助管Q₂的源极接采样电阻R_s的一端，采样电阻R_s的另一端接箝位电容C_r的一端及参考地，箝位电容C_r的另一端接变压器T的原边绕组W_p的异名端，辅助管Q₂的门极接收驱动信号V_G2，采样电阻R_s采集流过箝位电路的电流信息，产生电流采样信号V_cs。

励磁电流模拟电路，所述励磁电流模拟电路由辅助电阻R_a和辅助电容C_a构成；所述辅助电阻R_a与辅助电容C_a、采样电阻R_s串联之后与所述变压器T的辅助绕组W_a并联，其中，辅助电阻R_a的一端接所述变压器T的辅助绕组W_a的同名端，变压器T的辅助绕组W_a的异名端接参考地。辅助绕组W_a通过辅助电阻R_a和采样电阻R_s对辅助电容C_a充放电，在辅助电容C_a两端产生励磁电流模拟信号V_ca

谐振型反激变换器控制器100，其GND引脚接参考地，ZCD引脚接收变压器T的辅助绕组W_a的同名端输出的励磁电流过零检测信号ZCD，V_a引脚接收辅助电阻R_a与辅助电容C_a连接点输出的电流合成信号V_a，即，V_a＝V_cs+V_ca，V_FB引脚接收反映副边输出电压的反馈信号V_FB，输出驱动信号V_G1和V_G2。

采样电阻R_s采集的是流过辅助管Q₂的电流i_c，

i_s＝n(i_c+i_Lm) (3)

其中，n为变压器原副边匝比。可见，采样电阻R_s的两端电压信号，即电流采样信号V_cs中包含了副边整流管电流i_s信息，但同时也包含了励磁电流i_Lm信息。因此，如果想在原边侧获得准确的副边电流信息，必须设法产生一个与励磁电流i_Lm相同的信号。所述励磁电流模拟电路起到了模拟励磁电流的作用。

假设变换器的工作频率是f_s，则辅助电容C_ca的阻抗为：

只要选取合适的R_a和C_a值使得Z_ca远小于辅助电阻R_a的阻抗，则流过辅助电阻R_a和辅助电容C_a构成的RC支路的电流i_a为：

进一步可以得到辅助电容C_a两端的电压：

假设变压器T的电感量为L_m，励磁电流i_Lm的表达式：

其中V_m是变压器原边绕组两端电压，I_{Lm_dc}为励磁电流的直流偏置。对比式(6)和式(7)可以发现，V_ca和i_Lm的交流部分i_{Lm_ac}成线性的比例关系。进一步，励磁电流i_m在一次侧电流采样电阻R_s两端感应的电压V_cs为-i_Lm·R_s。由于R_s值远小于R_a，只要R_a和C_a的取值满足R_a·C_a≈L_m/R_s，则辅助电容C_a两端产生的励磁电流模拟信号V_ca和一次侧电流采样信号V_cs叠加产生的合成信号V_a中可消除励磁电流i_Lm的交流部分i_{Lm_ac}感应的电压。

因此，通过在本发明的谐振型反激变换器100的控制器内部，通过电流信号补偿处理模块101检测主管Q₁开通前合成信号V_a的电平幅值，可以检测出励磁电流模拟信号V_ca与实际励磁电流i_Lm之间的直流偏差V_e，其后利用该直流偏差V_e对V_a进行补偿，获得与副边整流管电流i_s波形完全一致的副边电流模拟信号V_b。

在本实施例中，由于V_a中的波形还包含了原边主开关管Q₁导通区间的励磁电流信息，因此在电流信号补偿处理模块101采用一个信号处理模块1011在主管Q₁导通区间将合成信号V_a信号短路到零，从而彻底消除励磁电流的影响。

根据上述分析可知，合成信号V_a经补偿和处理之后，输出的副边电流模拟信号V_b与副边整流管电流波形一致，因此可以将该信号送至副边电流区间检测模块103可以判断出副边整流管电流过零点，从而在该时刻关断辅助开关Q₂；进一步，该信号滤波之后获得的平均值信号V_id与负载电流成比例关系，将其送入降频控制模块106可实现自适应负载降频控制。

变压器辅助绕组W_a的输出信号ZCD在变压器励磁电流过零后会发生翻转，因此将其送至过零信号产生模块102，可以产生过零脉冲信号ZCD1，用于控制主管实现零电压或谐振谷底开通，降低开关损耗。

应用实例2

参见图12所示出的本发明的谐振型反激变换器控制器与不对称反激谐振变换器构成的装置实施例。

不对称半桥反激谐振变换器包括：主管Q₁的漏极接直流输入电压源的正端，主管Q₁的源极接谐振电容C_r的一端，谐振电容C_r的另一端接谐振电感L_r的一端，谐振电感L_r的另一端接变压器T的原边绕组W_p的同名端，变压器T的原边绕组W_p的异名端接采样电阻R_s的一端，主管Q₁的门极接收驱动信号V_G1。辅助管Q₂的漏极接主管Q₁的源极和谐振电容C_r之间的连接点，辅助管Q₂的源极接采样电阻R_s的另一端和参考地，辅助开关Q₂的门极接收驱动信号V_G2。采样电阻R_s采集原边侧电流i_p，产生电流采样信号V_cs。

副边整流管Q₃和输出电容C_o构成的输出电路，与变压器T的副边绕组W_s耦接，经C_o的两端构成输出端口提供能量给直流负载；副边整流管Q3的源极接变压器T的副边绕组W_s的异名端，副边整流管Q₃的漏极接输出电容C_o的正端，输出电容C_o的负端接变压器T的副边绕组W_s的同名端。

励磁电流模拟电路，励磁电流模拟电路由辅助电阻R_a和辅助电容C_a构成；辅助电阻R_a与辅助电容C_a串联之后与变压器T的辅助绕组W_a并联，其中，辅助电阻R_a的一端接变压器T的辅助绕组W_a的异名端，变压器T的辅助绕组W_a的同名端接参考地。辅助绕组W_a通过辅助电阻R_a对辅助电容C_a充放电，在辅助电容C_a两端产生励磁电流模拟信号V_ca。

谐振型反激变换器控制器100，其GND引脚接参考地，ZCD引脚接收变压器T的辅助绕组W_a的异名端输出的励磁电流过零检测信号ZCD，V_cs引脚接收辅助电阻R_a与变压器原边绕组异名端连接点输出的电流采样信号V_cs，V_ca引脚接收辅助电阻R_a和辅助电容C_a输出的励磁电流模拟信号V_ca，V_FB引脚接收反映副边输出电压的反馈信号V_FB，输出驱动信号V_G1和V_G2。

图13为图12所示的装置工作在非互补控制模式时的主要波形。本实施例中，励磁电流模拟信号V_ca与变压器励磁电流方向相反，V_ca与采样电阻R_s采集的反向变压器励磁电流信号之间同样存在直流偏差V_e，该偏差同样存在于V_cs与V_ca相加得到的合成信号V_a中，因此可以在所述谐振型反激变换器控制器100中，利用采样保持模块1012对合成信号V_a进行采样获取直流偏差V_e，其后将直流偏差V_e对合成信号V_a进行补偿，得到与副边整流管电流i_s波形完全一致的副边电流模拟信号V_b。

在本实施例中，谐振型反激变换器控制器100的其余部分功能描述与图9所示的装置相同，这里不再赘述。

应用实例3

图14所示出为本发明的谐振型反激变换器控制器与不对称反激谐振变换器构成的装置另一实施例。

该实施例的工作原理及谐振型反激变换器控制器100的功能不难通过图9所示装置实施例得到，这里不再赘述。

本发明包括的具体模块本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下可以有多种实施方式，或通过各种不同的组合方式形成不同的具体实施例，这里不再详细描述。

无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的若干具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

本发明实施例的上述详细说明并不在穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实施例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。

在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其实行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。

如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种谐振型反激变换器控制器，其特征在于，包括：

电流信号补偿处理模块，根据接收的变换器原边电流采样信号V_cs和励磁电流模拟电路产生的励磁电流模拟信号V_ca，或者二者叠加产生的合成信号V_a，或者原边电流采样信号V_cs和合成信号V_a，经处理和补偿后产生与变换器副边整流管电流波形一致的信号V_b；

2.根据权利要求1所述的谐振型反激变换器控制器，其特征在于，所述过零信号产生模块包括比较器U₃，比较器U₃的一个输入端接收来自变换器的ZCD信号，另一个输入端接地，比较器U₃输出过零脉冲信号ZCD1；当变换器变压器励磁电流由正过零变负时，ZCD信号使得ZCD1信号从低电平跳变为高电平，ZCD1信号用于判断变压器励磁电流过零点。

3.根据权利要求1所述的谐振型反激变换器控制器，其特征在于，所述电流信号补偿处理模块包括信号处理模块、采样保持模块和补偿模块，其中，

所述补偿模块包括电阻R₂、运放U₁₁、补偿电容C₂和电阻R₃，电阻R₂的一端接接收采样保持模块输出的电压信号V_e，另一端接运放U₁₁的负输入端，运放U₁₁的正输入端接地，运放的输出接补偿电容C₂的一端和电阻R₃的一端，补偿电容C₂的另一端接地，电阻R₃的另一端接V_a脚；变换器中的励磁电流模拟电路模拟出的励磁电流与实际的励磁电流存在直流偏差，通过检测合成信号V_a在主管开通前瞬间的电平，经补偿模块调节之后对合成信号V_a进行补偿。

4.根据权利要求1所述的谐振型反激变换器控制器，其特征在于，所述副边电流区间检测模块包括比较器U₉，比较器U₉的负输入端接收电流信号补偿处理模块输出的副边电流模拟信号V_b，正输入端接地，当副边电流模拟信号V_b幅值负时，比较器U₉的输出端输出的辅助管复位信号V_rst2为高电平，即根据辅助管复位信号V_rst2判断副边电流模拟信号V_b的正极性区间和过零点。

5.根据权利要求1所述的谐振型反激变换器控制器，其特征在于，所述负载检测模块包括电阻R_aux和电容C_aux构成的滤波器以及比例放大环节1051，负载检测模块接收电流信号补偿处理模块输出的副边电流模拟信号V_b，经电阻R_aux和电容C_aux构成的滤波器滤波及比例放大环节放大后获得反映变换器负载电流大小的负载电流信号V_id。

6.根据权利要求1所述的谐振型反激变换器控制器，其特征在于，所述降频模块包括锯齿波发生器、减法模块、比较器U₆、比较器U₇和与门U₅，其中，

比较器U₆的负输入端接减法模块的输出端，正输入端接收锯齿波发生器输出的锯齿波信号V_ramp2，当V_ramp2>V_ref1-V_id，比较器U₆的输出为高电平，反之为低电平，比较器U₆输出为一脉冲信号；

比较器U₇的负输入端接收负载检测模块输出的负载电流信号V_id，其正输入端接收基准电压信号V_ref2，当V_id>V_ref2，即重载情况下，比较器U₇输出的负载判断信号ST为低电平；反之，ST为高电平；

7.根据权利要求1所述的谐振型反激变换器控制器，其特征在于，所述主管置位信号产生模块包括与门U₄，其一个输入端接收过零信号产生模块输出的输出过零脉冲信号ZCD1，另一个输入端接收降频模块输出的脉冲信号ST1，二者相与之后产生主管置位信号V_set1。

8.根据权利要求1所述的谐振型反激变换器控制器，其特征在于，所述主管复位信号产生模块包括比较器U₁和锯齿波产生模块，其中，锯齿波发生器包括电流源I_ramp1、电容C_ramp1和开关S₁，电流源I_ramp1，电容C_ramp1和开关S₁并联连接，一端接地，另一端输出锯齿波信号V_ramp1送至比较器U₁的正输入端，比较器U₁的负输入端接收来自变换器的输出反馈信号V_FB；开关S₁的控制端接主管信号产生模块输出的反相信号V_GS1，V_GS1与主管控制信号V_GA反相，在主管控制信号V_GA为低电平区间，锯齿波信号V_ramp1为低电平；在主管控制信号V_GA为高电平区间，电流源I_ramp1对电容C_ramp1充电，V_ramp1线性上升；锯齿波信号V_ramp1与输出反馈信号V_FB经比较器U₁进行比较，产生主管复位信号V_rst1。

9.根据权利要求1所述的谐振型反激变换器控制器，其特征在于，所述主管信号产生模块包括延时模块T_d1和RS触发器U₂，其中，延时模块T_d1的输入端接收主管置位信号产生模块输出的主管置位信号V_set1，对V_set1进行延时后送至的RS触发器U₂置位端，RS触发器U₂复位端接收主管复位信号产生模块输出的主管复位信号V_rst1，主管信号产生模块的输出端输出主管控制信号V_GA；由于主管置位信号V_set1的前沿与变换器主管两端电压V_ds1的谐振谷底存在一定的时差，延时模块T_d1的作用是产生一个延时来抵消这个时差，使得变换器主管能零电压开通或在V_ds1谐振谷底开通。

10.根据权利要求1所述的谐振型反激变换器控制器，其特征在于，所述反相延时模块包括反相器U₁₂和延时模块T_d，其中，反相器U₁₂接收复位信号产生模块输出的主管复位信号V_rst1，其输出信号经延时模块T_d延时处理后输出辅助管置位信号V_set2。