CN111884516B - 频率控制芯片及开关电源 - Google Patents

频率控制芯片及开关电源 Download PDF

Info

Publication number
CN111884516B
CN111884516B CN202010730355.1A CN202010730355A CN111884516B CN 111884516 B CN111884516 B CN 111884516B CN 202010730355 A CN202010730355 A CN 202010730355A CN 111884516 B CN111884516 B CN 111884516B
Authority
CN
China
Prior art keywords
frequency
voltage
control
output
pin
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010730355.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111884516A (zh
Inventor
段卫垠
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shenzhen Huntkey Electric Co Ltd
Original Assignee
Shenzhen Huntkey Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shenzhen Huntkey Electric Co Ltd filed Critical Shenzhen Huntkey Electric Co Ltd
Priority to CN202010730355.1A priority Critical patent/CN111884516B/zh
Publication of CN111884516A publication Critical patent/CN111884516A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111884516B publication Critical patent/CN111884516B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H02M1/385—Means for preventing simultaneous conduction of switches with means for correcting output voltage deviations introduced by the dead time
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明提供了一种频率控制芯片及开关电源，该频率控制芯片包括电压控制型振荡器、桥臂开关控制信号产生电路；电压控制型振荡器，用于根据第一电流和内部电流源产生的第二电流，生成第三电流，以及根据第三电流生成频率可调、且脉宽保持不变的时钟信号，其中，第一电流由频率控制芯片之外的一外部电路根据LLC谐振变换电路的输出反馈电压产生；桥臂开关控制信号产生电路，用于根据时钟信号，输出用于控制第一桥臂开关的第一控制信号，以及输出用于控制第二桥臂开关的第二控制信号，第一控制信号和第二控制信号形成固定死区。本发明可以使利用变压器作为谐振电感的LLC谐振变换电路工作在可变的高频率下，同时具有较好的可靠性。

Description

频率控制芯片及开关电源
技术领域
本发明涉及电子电路技术领域，尤其涉及一种频率控制芯片及开关电源。
背景技术
目前，开关电源正向着高功率密度和高效率的方向发展，LLC谐振变换器因其优异的软开关特性及升压能力，得到了越来越广泛的应用。
为了减少开关损耗，目前还出现了多变压器结构的谐振变换器，如在专利公布号CN109995242A公开的技术方案中，其将传统的LLC谐振变换器中的谐振电感Lr替换为变压器，利用变压器作为谐振电感，即包括两个原边串联的变压器，在死区时间里可以使谐振腔内的能量输出到副边，进而有利于减少原边的开关损耗，使得谐振变换器可以工作在高频率下。
目前谐振变换器的控制方式是侦测半桥开关的零电压时刻，并根据侦测的情况实时调整死区时间，当谐振变换器的工作频率升高时，周期时间缩短，死区时间太短容易导致谐振变换器的半桥上下开关直通短路，进而影响可靠性。
发明内容
基于上述现状，本发明的主要目的在于提供一种频率控制芯片及开关电源，可以使现有的利用变压器作为谐振电感的LLC谐振变换电路工作在可变的高频率下，同时具有较好的可靠性。
为实现上述目的，本发明的技术方案提供了一种频率控制芯片，用于在 LLC谐振变换电路中进行工作频率控制，所述LLC谐振变换电路包括第一桥臂开关、第二桥臂开关、谐振电容、与所述谐振电容串联的第一变压器和第二变压器，所述第一变压器和所述第二变压器为相同的变压器，所述第一变压器和所述第二变压器的励磁电感交替作为谐振电感，其特征在于，所述频率控制芯片包括电压控制型振荡器、桥臂开关控制信号产生电路；
所述电压控制型振荡器，用于根据第一电流和内部电流源产生的第二电流，生成第三电流，以及根据所述第三电流生成频率可调、且脉宽保持不变的时钟信号，其中，所述第一电流由所述频率控制芯片之外的一外部电路根据所述 LLC谐振变换电路的输出反馈电压产生；
所述桥臂开关控制信号产生电路，用于根据所述时钟信号，输出用于控制所述第一桥臂开关的第一控制信号，以及输出用于控制所述第二桥臂开关的第二控制信号，所述第一控制信号和所述第二控制信号形成固定死区。
进一步地，所述频率控制芯片被配置为使所述LLC谐振变换电路的满载工作频率大于(2*f1)，其中，
Figure BDA0002602989900000021
式中，Cr为所述谐振电容的电容值，Lm为所述第一变压器、所述第二变压器的励磁电感。
进一步地，所述频率控制芯片包括：频率设置引脚、振荡器电容引脚、死区设定引脚、第一桥臂开关控制信号输出引脚、第二桥臂开关控制信号输出引脚；
其中，所述电压控制型振荡器对应：所述频率设置引脚、所述振荡器电容引脚、所述死区设定引脚；
所述桥臂开关控制信号产生电路对应：第一桥臂开关控制信号输出引脚、第二桥臂开关控制信号输出引脚。
进一步地，所述电压控制型振荡器包括：第二电压控制型电流源、电流控制型电流源、电流控制型振荡电路；
所述频率设置引脚用于分别外接至第一电压控制型电流源和第一电阻，所述第一电流由所述第一电压控制型电流源根据所述输出反馈电压产生；
所述第二电压控制型电流源，用于根据第一基准电压，在所述第一电阻上产生所述第二电流；
所述电流控制型电流源，用于根据所述第一电流和所述第二电流，产生所述第三电流；
所述电流控制型振荡电路，用于根据所述第三电流，产生所述时钟信号。
进一步地，所述第二电压控制型电流源，包括：第二运放，所述第二运放的正输入端接第一基准电压，负输入端接所述频率设置引脚，所述第二运放的输出端接第一三极管的基极；所述第一三极管的发射极接所述频率设置引脚；
所述电流控制型电流源，包括：与所述第一三极管串联的第二三极管，与第二三极管构成镜像电流源的第三三极管；
所述电流控制型振荡电路，包括：第一控制开关和第二控制开关，第一比较器，第二比较器，RS触发器；
所述第一控制开关的一端接第三三极管的集电极，另一端接所述振荡器电容引脚；
所述第二控制开关的一端接所述振荡器电容引脚，另一端接所述死区设定引脚；
所述第一比较器的正输入端接第二基准电压，负输入端接所述振荡器电容引脚；
所述第二比较器的负输入端接第三基准电压，正输入端接所述振荡器电容引脚；
所述RS触发器的S端输入接所述第一比较器的输出，R端输入接所述第二比较器的输出；所述RS触发器的NQ端输出信号为所述时钟信号，并作为所述第二控制开关的控制信号，所述RS触发器的Q端输出信号或NQ端输出信号作为所述第一控制开关的控制信号。
进一步地，所述第二控制开关为NPN三极管，所述第二控制开关的基极接所述RS触发器的NQ端；
所述第一控制开关包括：第二二极管，第四三极管；
所述第二二极管的阳极接第三三极管的集电极，阴极接所述振荡器电容引脚；第四三极管的集电极接所述第二二极管的阳极，第四三极管的发射极接地，第四三极管的基极接所述RS触发器的NQ端。
进一步地，所述桥臂开关控制信号产生电路，包括分频器和第一与门，第二与门；
所述分频器，用于对所述时钟信号进行1/2分频，得到第一分频信号和第二分频信号，所述第一分频信号、所述第二分频信号为相反的信号；
所述第一与门，输入是第一分频信号和所述RS触发器的Q端输出信号，输出作为所述第一控制信号；
所述第二与门，输入是第二分频信号和所述RS触发器的Q端输出信号，输出作为所述第二控制信号。
为实现上述目的，本发明的技术方案还提供了一种开关电源，包括第一桥臂开关、第二桥臂开关、谐振电容、与所述谐振电容串联的第一变压器和第二变压器，所述第一变压器和所述第二变压器为相同的变压器，其特征在于，所述开关电源还包括：如上述的频率控制芯片、反馈电压采样电路、第一电压控制型电流源；
其中，所述反馈电压采样电路，其输入端连接所述开关电源的输出电压，其输出端连接所述第一电压控制型电流源的输入端，所述反馈电压采样电路用于向所述第一电压控制型电流源输出所述输出反馈电压；
所述第一电压控制型电流源，包括光耦，所述第一电压控制型电流源用于将所述输出反馈电压与参考电压之间的误差电压通过所述光耦，从副边侧反馈到原边侧作为所述第一电流；
所述控制芯片，其中作为输出引脚的第一桥臂开关控制信号输出引脚接所述第一桥臂开关的控制端，其中作为输出引脚的第二桥臂开关控制信号输出引脚接所述第二桥臂开关的控制端，其频率设置引脚接所述光耦的接收端。
进一步地，所述频率控制芯片，其振荡器电容引脚接一振荡电容，其死区设定引脚接第二电阻，其频率设置引脚通过第一电阻接地；
所述反馈电压采样电路包括：串联的两个分压电阻，所述第一电压控制型电流源的输入端连接所述两个分压电阻之间的公共端；
进一步地，所述第一电压控制型电流源包括跨导电路或运放；
所述跨导电路或所述运放，其正输入端接参考电压，负输入端接所述输出反馈电压，其输出为所述输出反馈电压与所述参考电压之间的误差电压。
进一步地，还包括频率补偿电路和电压反馈补偿电路；
所述频率补偿电路，设置在所述光耦的接收端与所述频率控制芯片的频率设置引脚之间；
所述电压反馈补偿电路，一端接所述输出反馈电压，另一端连接所述误差电压。
本发明提供的频率控制芯片，通过电压控制型振荡器采用死区时间固定的方式，控制双变压器结构(变压器代替谐振电感)的LLC谐振变换电路中的桥臂开关，这样可以避免当工作频率升高时造成死区时间太短，进而导致半桥上下开关(第一桥臂开关和第二桥臂开关)直通短路的问题，从而提高谐振变换电路在高频率下的可靠性。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是本发明实施例提供的一种频率控制芯片的示意图；
图2是本发明实施例提供的一种开关电源的示意图；
图3是本发明实施例提供的一种频率补偿电路的示意图；
图4是本发明实施例提供的一种电压反馈补偿电路的示意图；
图5是本发明实施例提供的一种频率控制芯片的部分结构示意图；
图6是本发明实施例提供的另一种频率控制芯片的部分结构示意图；
图7是本发明实施例提供的一种整流开关控制信号产生电路的示意图；
图8和图9是本发明实施例提供的开关电源的波形示意图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分，为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
本发明实施例提供了一种频率控制芯片，用于在LLC谐振变换电路中进行工作频率控制，所述LLC谐振变换电路包括第一桥臂开关、第二桥臂开关、谐振电容、与所述谐振电容串联的第一变压器和第二变压器，所述第一变压器和所述第二变压器为相同的变压器，所述第一变压器和所述第二变压器的励磁电感交替作为谐振电感，其中，所述频率控制芯片包括电压控制型振荡器、桥臂开关控制信号产生电路；
所述电压控制型振荡器，用于根据第一电流和内部电流源产生的第二电流，生成第三电流，以及根据所述第三电流生成频率可调、且脉宽保持不变的时钟信号，其中，所述第一电流由所述频率控制芯片之外的一外部电路根据所述 LLC谐振变换电路的输出反馈电压产生；
所述桥臂开关控制信号产生电路，用于根据所述时钟信号，输出用于控制所述第一桥臂开关的第一控制信号，以及输出用于控制所述第二桥臂开关的第二控制信号，所述第一控制信号和所述第二控制信号形成固定死区。
本发明实施例提供的频率控制芯片，通过电压控制型振荡器采用死区时间固定的方式，控制双变压器结构(变压器代替谐振电感)的LLC谐振变换电路中的桥臂开关，这样可以避免当工作频率升高时造成死区时间太短，进而导致半桥上下开关(第一桥臂开关和第二桥臂开关)直通短路的问题，从而提高谐振变换电路在高频率下的可靠性。
优选地，在一实施例中，所述频率控制芯片被配置为使所述LLC谐振变换电路的满载工作频率大于(2*f1)，其中，
Figure BDA0002602989900000061
式中， Cr为所述谐振电容的电容值，Lm为所述第一变压器、所述第二变压器的励磁电感，这样更有利于实现上述LLC谐振变换电路的ZVS(零电压开关)，使 LLC谐振变换电路具有优越的过载能力，和较宽的输入电压范围，有利于实现更高的效率和功率密度。
例如，参见图1，在一实施例中，上述的频率控制芯片可以包括：频率设置引脚RFmin、振荡器电容引脚CF、死区设定引脚DeadT、第一桥臂开关控制信号输出引脚HVG、第二桥臂开关控制信号输出引脚LVG；
其中，所述电压控制型振荡器100对应：所述频率设置引脚RFmin、所述振荡器电容引脚CF、所述死区设定引脚DeadT；
所述桥臂开关控制信号产生电路200对应：第一桥臂开关控制信号输出引脚HVG、第二桥臂开关控制信号输出引脚LVG。
例如，参见图2，所述LLC谐振变换电路包括输入端M1、输出端M2、第一桥臂开关Q1、第二桥臂开关Q2、谐振电容C1、第一整流开关Q3、第二整流开关Q4、与所述谐振电容C1串联的第一变压器TX1和第二变压器TX2，其中，输入端M1连接外部电源V1，输出端M2连接外部负载R1，第一桥臂开关Q1和第二桥臂开关Q2串联在输入端M1和地之间，第一桥臂开关Q1 和第二桥臂开关Q2连接的公共端(A节点)与谐振电容C1的一端连接，第一变压器TX1的原边与第二变压器TX2的原边串联，第一变压器TX1的原边的第一端与谐振电容C1的另一端连接，第二变压器TX2的原边的第二端与地连接；第一变压器TX1的副边和第二变压器TX2的副边串联，第一变压器TX1 的副边的第一端通过第一整流开关Q3连接到地；第二变压器TX2的副边的第二端通过第二整流开关Q4连接到地；第一变压器TX1的副边和第二变压器 TX2的副边连接的公共端连接输出端M2；
第一变压器TX1和第二变压器TX2为相同的变压器，第一变压器TX1 和第二变压器TX2的励磁电感相同，均为Lm，且原边和副边的线圈匝数比相同，形成对称的双变压器结构，在谐振变换器运行周期内，谐振电容C1分别能与第一变压器TX1的原边以及第二变压器TX2的原边形成LLC谐振电路，第一变压器TX1和第二变压器TX2的励磁电感交替作为谐振电感；
该LLC谐振变换电路还包括与负载R1并联的输出滤波电容C2；
其中，第一桥臂开关Q1、第二桥臂开关Q2、第一整流开关Q3和第二整流开关Q4可以为MOS管，在其他实施例中，也可以为电子开关器件，例如，第一整流开关Q3和第二整流开关Q4也可以为宽禁带半导体功率场效应晶体管，如可以为氮化镓场效应晶体管；
其中，本实施例的频率控制芯片可以位于LLC谐振变换电路的原边侧，通过频率控制芯片对第一桥臂开关Q1、第二桥臂开关Q2进行控制，该频率控制芯片包括电压控制型振荡器、桥臂开关控制信号产生电路200，其中，该电压控制型振荡器包括第二电压控制型电流源110、电流控制型电流源120、电流控制型振荡电路130；
其中，频率设置引脚RFmin用于通过一频率补偿电路Z1接至第一电压控制型电流源，并通过第一电阻R5接地，第一电流I1由频率控制芯片之外的第一电压控制型电流源根据LLC谐振变换电路的输出反馈电压产生，第一电流 I1可随输出反馈电压的变化而变化；
所述第二电压控制型电流源110，用于根据第一基准电压，在所述第一电阻R5上产生所述第二电流I2，第二电压控制型电流源110的一端连接频率设置引脚RFmin，另一端连接电流控制型电流源120；
所述电流控制型电流源120，用于根据所述第一电流I1和所述第二电流I2，产生所述第三电流I3；
所述电流控制型振荡电路130，用于根据所述第三电流I3，产生所述时钟信号，电流控制型振荡电路130的第一端连接电流控制型电流源120，电流控制型振荡电路130的第二端连接振荡器电容引脚CF，电流控制型振荡电路130 的第三端连接死区设定引脚DeadT，电流控制型振荡电路130的第四端连接桥臂开关控制信号产生电路200，振荡器电容引脚CF外接至一振荡电容C3，死区设定引脚DeadT外接至第二电阻R6的一端，第二电阻R6的另一端接地。
例如，在一实施例中，第三电流I3＝第一电流I1+第二电流I2；
其中，本实施例中，输出反馈电压可以通过一反馈电压采样电路得到，反馈电压采样电路包括第一分压电阻R2和第二分压电阻R3，第一分压电阻R2 和第二分压电阻R3串联后连接在LLC谐振变换电路的输出端M2和地之间，第一分压电阻R2和第二分压电阻R3的共接端接第一电压控制型电流源的一端(从而得到输出反馈电压)，第一电压控制型电流源的另一端接参考电压V2，从而得到输出反馈电压与参考电压之间的误差电压，该误差电压通过一光耦U13，从副边侧反馈到原边侧作为所述第一电流，例如，第一电压控制型电流源可以包括跨导电路U9，其正输入端接参考电压V2，负输入端接所述输出反馈电压，其输出为所述输出反馈电压与所述参考电压之间的误差电压，此外，在其他实施例中，第一电压控制型电流源也可以采用其他方式实现，如可以采用运放。
光耦U13的发射端接误差电压，光耦U13的接收端通过频率补偿电路Z1 接频率设置引脚RFmin，误差电压引脚COM上的误差电压通过光耦U13，从副边侧反馈到原边侧，例如，参见图3，频率补偿电路Z1可以包括电阻R7、电阻R8及电容C4，电阻R7的第一端、电阻R8的第一端连接频率控制电路的频率设置引脚RFmin，电阻R7的第二端通过电容C4接地，电阻R8的第二端接光耦U13的接收端；
此外，输出反馈电压与误差电压之间设置有电压反馈补偿电路Z2，例如，参加图4，电压反馈补偿电路Z2可以包括电容C5、电容C6和电阻R9，其中，电容C5的第一端、电容C6的第一端接误差电压的引脚COM，电容C5的第二端接电阻R9的第一端，电阻R9的第二端、电容C6的第一端接输出反馈电压的引脚FB；
本实施例中，可以通过电阻R5、电阻R8分别设定振荡频率的上下限，可以通过电阻R6设定死区时间。
例如，在一实施例中，参见图5，所述第二电压控制型电流源110包括：第二运放U2，所述第二运放U2的正输入端接第一基准电压V3，负输入端接所述频率设置引脚RFmin，所述第二运放U2的输出端接第一三极管Q5的基极；所述第一三极管Q5的发射极接频率设置引脚RFmin；
所述电流控制型电流源120，包括：与所述第一三极管Q5串联的第二三极管Q6，与第二三极管Q6构成镜像电流源的第三三极管Q7；
所述电流控制型振荡电路130，包括：第一控制开关和第二控制开关，第一比较器U3，第二比较器U4，RS触发器U5；
所述第一控制开关的一端接第三三极管的集电极，另一端接所述振荡器电容引脚CF，其中，本实施例中，该第一控制开关包括：第二二极管D2，第四三极管Q8，第二二极管D2的阳极接第三三极管Q7的集电极，阴极接所述振荡器电容引脚CF，第四三极管Q8的集电极接第二二极管D2的阳极，第四三极管Q8的发射极接地，第四三极管Q8的基极接RS触发器U5的NQ端；
所述第二控制开关的一端接所述振荡器电容引脚CF，另一端接所述死区设定引脚DeadT，其中，本实施例中，第二控制开关为NPN三极管Q9，第二控制开关Q9的基极接RS触发器U5的NQ端；
所述第一比较器U3的正输入端接第二基准电压V4，负输入端接振荡器电容引脚CF；
所述第二比较器U4的负输入端接第三基准电压V5，正输入端接振荡器电容引脚CF；
RS触发器U5的S端输入接第一比较器U3的输出，R端输入接所述第二比较器U4的输出；所述RS触发器的NQ端输出信号为所述时钟信号，并作为所述第二控制开关的控制信号，RS触发器U5的NQ端输出信号还作为第一控制开关的控制信号。
本实施例中，电流控制型电流源120产生的第三电流I3用于对电容C3充电，并且可以通过改变第三电流I3的大小能够调节对C3充电的充电速度，进而可以实现对电流控制型振荡电路产生的时钟信号进行频率调节，实现LLC 谐振变换电路的工作频率的调节；
此外，第一控制开关、第二控制开关受控于时钟信号，使电容C3充电时停止放电，放电时停止充电，从而便于准确设定死区时间，有利于进一步地确保在高频工作时，半桥上下开关不会直通短路，同时，该死区时间设定了满载低频时时钟信号的最大占空比和轻载高频时时钟信号的最小占空比，时钟信号的占空比D随LLC谐振变换电路的工作频率fw升高而降低，既占空比D与 fw成线性反比；
具体地，当Q8断开且Q9断开时，电流控制型电流源130对震荡电容C3 的第一端充电，当Q8闭合且Q9闭合时，电流控制型电流源130停止对震荡电容C3的第一端充电且震荡电容C3的第一端通过第二电阻R6放电，从而可以准确设定死区时间。
此外，在另一实施例中，参见图6，第一控制开关K1的控制信号为RS 触发器U5的Q端输出信号，第二控制开关K2的控制信号为RS触发器U5 的NQ端输出信号，例如，第一控制开关K1可以采用一晶体管，该晶体管的发射极连接电流控制型电流源，集电极连接电容C3的第一端，当第一控制开关K1导通时，第二控制开关K2断开，当第一控制开关K1断开时，第二控制开关K2导通。
例如，在一实施例中，第二基准电压V4为0.9伏，第三基准电压V5为 3.9伏，当电容C3的第一端(引脚CF)大于3.9伏时，RS触发器U5的R端为高电平，U4复位U5，电容C3被放电；当电容C3的第一端(引脚CF)小于0.9伏时，RS触发器U5的S端为高电平，U3触发U5，电容C3被充电；当电容C3的第一端(引脚CF)大于0.9伏且小于3.9伏时，RS触发器的R 端和S端均为低电平；
电容C3的充电过程受控于所述电流控制型电流源120，放电过程受控于引脚CF的电容C3和第二电阻R6所设定的放电时间(死区时间)，从而在引脚CF形成振荡三角波，RS触发器U5的QN端产生时钟信号CLK，RS触发器U5的Q端产生延时信号Delay；
本实施例中，在设计电路时，可以通过第一电阻R5设定电流控制型振荡电路130产生的时钟信号的范围(即可以通过改变第一电阻R5的大小改变电流控制型振荡电路130产生的时钟信号的范围)，可以通过第二电阻R6设定死区时间(即可以通过改变第二电阻R6的大小改变死区时间的大小)，通过将第一电阻R5、震荡电容C3和第二电阻R6设置在控制芯片之外，不但可以减少芯片面积，还可以方便死区时间、频率范围的设定，能够适应不同的参数要求。
其中，桥臂开关控制信号产生电路200，包括分频器U6和第一与门U7，第二与门U8；
所述分频器U6，用于对所述时钟信号进行1/2分频，得到第一分频信号和第二分频信号，第一分频信号和第二分频信号的频率均为所述时钟信号的频率的1/2，所述第一分频信号、所述第二分频信号为相反的信号，例如，该分频器U6可以采用JK触发器实现，JK触发器的Q端输出第一分频信号，JK 触发器的QN端输出第二分频信号；
所述第一与门U7，输入是第一分频信号和所述RS触发器U5的Q端输出信号，输出作为所述第一控制信号，第一与门U7的输出端连接第一桥臂开关控制信号输出引脚HVG；
所述第二与门U8，输入是第二分频信号和所述RS触发器U5的Q端输出信号，输出作为所述第二控制信号，第二与门U8的输出端连接第二桥臂开关控制信号输出引脚LVG。
在本发明实施例中，控制芯片被配置为使LLC谐振变换电路的满载工作频率大于(2*f1)，其中，f1是谐振频率，
Figure BDA0002602989900000111
式中，Cr为 LLC谐振变换电路的谐振电容的电容值，Lm为LLC谐振变换电路的第一变压器、第二变压器的励磁电感。
本发明实施例提供了一种开关电源，包括第一桥臂开关、第二桥臂开关、谐振电容、第一整流开关、第二整流开关、与所述谐振电容串联的第一变压器和第二变压器，所述第一变压器和所述第二变压器为相同的变压器，所述开关电源还包括：如上述的频率控制芯片、反馈电压采样电路、第一电压控制型电流源；
其中，所述反馈电压采样电路，其输入端连接所述开关电源的输出电压，其输出端连接所述第一电压控制型电流源的输入端，所述反馈电压采样电路用于向所述第一电压控制型电流源输出所述输出反馈电压；
所述第一电压控制型电流源，包括光耦，所述第一电压控制型电流源用于将所述输出反馈电压与参考电压之间的误差电压通过所述光耦，从副边侧反馈到原边侧作为所述第一电流；
所述控制芯片，其中作为输出引脚的第一桥臂开关控制信号输出引脚 HVG接所述第一桥臂开关的控制端，其中作为输出引脚的第二桥臂开关控制信号输出引脚LVG接所述第二桥臂开关的控制端，其频率设置引脚RFmin接所述光耦的接收端。
例如，在一实施例中，所述频率控制芯片，其振荡器电容引脚CF接一振荡电容，其死区设定引脚DeadT接第二电阻，其频率设置引脚RF通过第一电阻R5接地；
所述反馈电压采样电路包括：串联的两个分压电阻，所述第一电压控制型电流源的输入端连接所述两个分压电阻之间的公共端；
例如，在一实施例中，所述第一电压控制型电流源包括跨导电路或运放；
所述跨导电路或所述运放，其正输入端接参考电压，负输入端接所述输出反馈电压，其输出为所述输出反馈电压与所述参考电压之间的误差电压。
例如，在一实施例中，开关电源，还包括频率补偿电路和电压反馈补偿电路；
所述频率补偿电路，设置在所述光耦的接收端与所述频率控制芯片的频率设置引脚之间；
所述电压反馈补偿电路，一端接所述输出反馈电压，另一端连接所述误差电压。
其中，本发明实施例中，开关电源中的整流开关(第一整流开关和第二整流开关)可以采用现有的整流控制方式，例如，可以采用检测整流开关(整流开关采用MOS管)的体二极管两端电压的方式实现整流控制；
优选地，本实施例中，参见图2，开关电源还可以包括位于副边侧的整流开关控制信号产生电路300，该整流开关控制信号产生电路300被配置为根据第一变压器TX1的副边的第一端的电压输出用于控制第二整流开关Q4的控制信号，以及根据第二变压器TX2的副边的第二端的电压输出用于控制第一整流开关Q3的控制信号，例如，参见图7，整流开关控制信号产生电路300可以包括第三比较器U11和第四比较器U12，
所述第三比较器U11，其正输入端接副边侧的控制电路的引脚TXH，其负输入端接第六基准电压V6，其输出接副边侧的控制电路的引脚SRLVG，输出用于控制所述第二整流开关的控制信号；
所述第四比较器U12，其正输入端接副边侧的控制电路的引脚TXL，其负输入端接第七基准电压V7，其输出接副边侧的控制电路的引脚SRHVG，输出用于控制所述第一整流开关的控制信号。
相比现有的整流控制方式，上述的方式可以有效简化电路。
其中，本实施例中，开关电源的副边侧的控制电路可以采用一芯片实现，除上述引脚外，副边侧的控制电路还可以包括引脚COM和引脚FB，通过引脚COM输出输出反馈电压与所述参考电压之间的误差电压，引脚COM接光耦U13的发射端，引脚FB接反馈电压采样电路，以接收输出反馈电压。
本实施例的开关电源，当工作频率fw大于(2*f1)时，开关电源的波形图如图8所示；
其中，从T0至T4为一个控制周期，“U-CF”为引脚CF的电压波形(三角波形)，其上升沿对应Q1或Q2的开通时间，其下降沿对应死区时间，“U-Q1”为第一控制信号的电压波形，“U-Q2”为第二控制信号的电压波形，“CLK”为电流控制型振荡电路产生的时钟信号的波形(高电平对应死区时间)，“IP”为图2中IP处的电流波形，“IQ3”为第一整流开关Q3处的电流波形，“IQ4”为第二整流开关Q4处的电流波形，“U-SRHVG/U-SRLVG”为引脚SRHVG (即用于控制第一整流开关Q3的控制信号)和引脚SRLVG(即用于控制第二整流开关Q4的控制信号)的电压波形，“U-TXH/U-TXL”为引脚TXH(即第一变压器TX1的副边的第一端)和引脚TXL(即第二变压器TX2的副边的第二端)的电压波形；
从T0至T1是死区(Td)，在T0时刻以前，TX2工作在电感模式，既反激变压器，其储能经过Q4输出到负载，节点A的电压从零开始上升，并在 T1时刻前升至V1的电压，Q1在零电压状态(ZVS)，于T1时刻开通，变压器的原边电流IP由负转正，在T1时刻前穿过零点；
从T1至T2时刻是Q1开通时间，TX2工作在正激变压器模式，能量经过 Q4输出到负载，时钟三角波U-CF从零上升至顶点，变压器的原边电流IP由零上升至最大值，Q1在T2时刻关断，变压器的原边电流IP从峰值开始下降，在T2至T3的死区(Td)时间里降至零,在T3时刻穿过零点；
从T2至T4时刻为下半周期，从T2至T3是死区Td，在T2时刻以前， TX1工作在电感模式，既反激变压器，其储能经过Q3输出到负载，节点A点的电压从V1的电压开始下降，并在T3时刻前降至零，Q2在零电压状态(ZVS)，于T3时刻开通，变压器原边的电流IP由正转负，在T3时刻前穿过零点；
从T3至T4时刻是Q2开通时间，TX1工作在正激变压器模式，能量经过 Q3输出到负载，时钟三角波U-CF从零上升至顶点，变压器的原边电流IP由零下降至最小值，Q2在T4时刻关断，变压器的原边电流IP从峰值开始归零，在T4至T5的死区Td时间里回归至零,在T5时刻穿过零点。
当工作频率fw大于(3*f1)时，开关电源的波形图如图9所示；
本实施例的开关电源采用固定死区的控制方式，死区(Td)时间不随工作频率的变化而变化，对比图8和图9，可以看出，引脚CF的电压上升沿既导通(TON)时间，下降沿既死区(Td)时间，半周期的时间为Td与Ton之和，当fw趋近谐振频率f1时，占空比D达到最大值；当fw>>f1时，占空比 D达到最小值，频率变化的控制逻辑与占空比反向变化的控制逻辑是一致的，若频率随负载变化，占空比亦随频率成线性反比例变化，因此，本发明可以实现谐振变频与脉宽调制(PWM)的混合控制，连续的输出电流，可以扩大输入电压的范围，并提高开关电源的动态相应和功率密度。
本发明实施例中，开关电源的满载工作频率位于(2*f1)之上，而不是f1 谐振频率附近，开关电源原边的电流不再是正玄波，而是三角波；副边的电流也不再是正玄波，而是近似的连续方波，可以通过优化死区时间，优选原边电流的穿过零点的时刻，设定死区(Td)时间，原边的三角波可实现零电压开关，降低开关损耗；并且，副边的连续方波经同步整流可大副降低导通损耗，减少纹波和输出滤波电容，本实施例中开关电源的控制电路的控制逻辑是控制满载工作频率大于(2*f1)谐振频率，只有在过载和输入电压降低时，工作频率才低于(2*f1)。
本实施例中，由于谐振电感是与副边耦合的电感,在每个死区时间里，谐振腔内的能量输出到副边,形成连续的输出电流，无论在上半周期或下半周期， TX1或TX2在Ton和Td时刻里都向副边输出电流，本实施例可以同时准确地控制原副两边的所有开关，因此，开关电源的控制逻辑是采用同一时钟，同步控制原副两边的四个开关的频率和时序。
本实施例中，从输入端到输出端，开关电源可以实现逐级降压，例如半桥变换器可以将输入电压减半，串连的变压器TX1和TX2的绕组匝比可以再次降压，因而可以减少变压器匝比，简化了变压器的设计。
本发明实施例提供的开关电源，第一变压器和第二变压器的励磁电感交替作为谐振电感，在死区时间里，变压器的原边储存的能量可以从变压器的原边输出到变压器的副边，同时采用固定死区的频率控制方式，并使开关电源的满载工作频率大于(2*f1)，不但可以大大提高开关电源的效率，同时还可以具有较宽的工作电压范围和较快的动态响应，并且还可以大幅度拓宽同步整流开关的导通时间，提高同步整流的效率。
本发明实施例中，采用的双变压器结构的谐振变换器具有较高的增益，满载的工作频率大于(2*f1)(f1是谐振频率)，从f1频点至(2*f1)频点是安全过载工作区，可以获得很高的过载能力，并使掉电保持时间延长，同时具有较宽的输入电压工作范围，本发明采用的基于固定死区的脉宽和频率同步调制技术可以大幅度地提高该类型的谐振变换器的增益余量和相角余量，且具有系统稳定，动态响应好，频率波动范围小的优点。
此外，现有的基于体二极管的侦测型同步整流技术只可用于低频谐振变换器，且效率低，可靠性差。本申请中基于双变压器结构的谐振变换器的控制型同步整流技术，可以可靠地、精确地同步控制原边和副边的每一开关器件，同一时钟控制每一个开关器件的工作时序，满足高频、高效、可靠的技术要求，且还可以简化电路；通过采用基于反激(死区时间工作)和正激(非死区时间工作)交替的工作模式，实现连续的输出电流，输出纹波能够大幅度降低，输出滤波电容可大幅度减少，有利于大幅度缩小电源的体积，提高功率密度。
本领域的技术人员能够理解的是，在不冲突的前提下，上述各优选方案可以自由地组合、叠加。
应当理解，上述的实施方式仅是示例性的，而非限制性的，在不偏离本发明的基本原理的情况下，本领域的技术人员可以针对上述细节做出的各种明显的或等同的修改或替换，都将包含于本发明的权利要求范围内。

Claims (10)

1.一种频率控制芯片，用于在LLC谐振变换电路中进行工作频率控制，所述LLC谐振变换电路包括第一桥臂开关、第二桥臂开关、谐振电容、与所述谐振电容串联的第一变压器和第二变压器，所述第一变压器和所述第二变压器为相同的变压器，所述第一变压器和所述第二变压器的励磁电感交替作为谐振电感，其特征在于，所述频率控制芯片包括电压控制型振荡器、桥臂开关控制信号产生电路；
所述电压控制型振荡器，用于根据第一电流和内部电流源产生的第二电流，生成第三电流，以及根据所述第三电流生成频率可调、且脉宽保持不变的时钟信号，其中，所述第一电流由所述频率控制芯片之外的一外部电路根据所述LLC谐振变换电路的输出反馈电压产生；
所述桥臂开关控制信号产生电路，用于根据所述时钟信号，输出用于控制所述第一桥臂开关的第一控制信号，以及输出用于控制所述第二桥臂开关的第二控制信号，所述第一控制信号和所述第二控制信号形成固定死区；
所述频率控制芯片被配置为使所述LLC谐振变换电路的满载工作频率大于(2*f1)，其中，
Figure FDA0003282403750000011
式中，Cr为所述谐振电容的电容值，Lm为所述第一变压器、所述第二变压器的励磁电感。
2.根据权利要求1所述的频率控制芯片，其特征在于，所述频率控制芯片包括：频率设置引脚、振荡器电容引脚、死区设定引脚、第一桥臂开关控制信号输出引脚、第二桥臂开关控制信号输出引脚；
其中，所述电压控制型振荡器对应：所述频率设置引脚、所述振荡器电容引脚、所述死区设定引脚；
所述桥臂开关控制信号产生电路对应：第一桥臂开关控制信号输出引脚、第二桥臂开关控制信号输出引脚。
3.根据权利要求2所述的频率控制芯片，其特征在于，所述电压控制型振荡器包括：第二电压控制型电流源、电流控制型电流源、电流控制型振荡电路；
所述频率设置引脚用于分别外接至第一电压控制型电流源和第一电阻，所述第一电流由所述第一电压控制型电流源根据所述输出反馈电压产生；
所述第二电压控制型电流源，用于根据第一基准电压，在所述第一电阻上产生所述第二电流；
所述电流控制型电流源，用于根据所述第一电流和所述第二电流，产生所述第三电流；
所述电流控制型振荡电路，用于根据所述第三电流，产生所述时钟信号。
4.根据权利要求3所述的频率控制芯片，其特征在于，所述第二电压控制型电流源，包括：第二运放，所述第二运放的正输入端接第一基准电压，负输入端接所述频率设置引脚，所述第二运放的输出端接第一三极管的基极；所述第一三极管的发射极接所述频率设置引脚；
所述电流控制型电流源，包括：与所述第一三极管串联的第二三极管，与第二三极管构成镜像电流源的第三三极管；
所述电流控制型振荡电路，包括：第一控制开关和第二控制开关，第一比较器，第二比较器，RS触发器；
所述第一控制开关的一端接第三三极管的集电极，另一端接所述振荡器电容引脚；
所述第二控制开关的一端接所述振荡器电容引脚，另一端接所述死区设定引脚；
所述第一比较器的正输入端接第二基准电压，负输入端接所述振荡器电容引脚；
所述第二比较器的负输入端接第三基准电压，正输入端接所述振荡器电容引脚
所述RS触发器的S端输入接所述第一比较器的输出，R端输入接所述第二比较器的输出；所述RS触发器的NQ端输出信号为所述时钟信号，并作为所述第二控制开关的控制信号，所述RS触发器的Q端输出信号或NQ端输出信号作为所述第一控制开关的控制信号。
5.根据权利要求4所述的频率控制芯片，其特征在于，所述第二控制开关为NPN三极管，所述第二控制开关的基极接所述RS触发器的NQ端；
所述第一控制开关包括：第二二极管，第四三极管；
所述第二二极管的阳极接第三三极管的集电极，阴极接所述振荡器电容引脚；第四三极管的集电极接所述第二二极管的阳极，第四三极管的发射极接地，第四三极管的基极接所述RS触发器的NQ端。
6.根据权利要求4所述的频率控制芯片，其特征在于，所述桥臂开关控制信号产生电路，包括分频器和第一与门，第二与门；
所述分频器，用于对所述时钟信号进行1/2分频，得到第一分频信号和第二分频信号，所述第一分频信号、所述第二分频信号为相反的信号；
所述第一与门，输入是第一分频信号和所述RS触发器的Q端输出信号，输出作为所述第一控制信号；
所述第二与门，输入是第二分频信号和所述RS触发器的Q端输出信号，输出作为所述第二控制信号。
7.一种开关电源，包括第一桥臂开关、第二桥臂开关、谐振电容、与所述谐振电容串联的第一变压器和第二变压器，所述第一变压器和所述第二变压器为相同的变压器，其特征在于，所述开关电源还包括：如权利要求1-6任一项所述的频率控制芯片、反馈电压采样电路、第一电压控制型电流源；
其中，所述反馈电压采样电路，其输入端连接所述开关电源的输出电压，其输出端连接所述第一电压控制型电流源的输入端，所述反馈电压采样电路用于向所述第一电压控制型电流源输出所述输出反馈电压；
所述第一电压控制型电流源，包括光耦，所述第一电压控制型电流源用于将所述输出反馈电压与参考电压之间的误差电压通过所述光耦，从副边侧反馈到原边侧作为所述第一电流；
所述控制芯片，其中作为输出引脚的第一桥臂开关控制信号输出引脚接所述第一桥臂开关的控制端，其中作为输出引脚的第二桥臂开关控制信号输出引脚接所述第二桥臂开关的控制端，其频率设置引脚接所述光耦的接收端。
8.根据权利要求7所述的开关电源，其特征在于，所述频率控制芯片，其振荡器电容引脚接一振荡电容，其死区设定引脚接第二电阻，其频率设置引脚通过第一电阻接地；
所述反馈电压采样电路包括：串联的两个分压电阻，所述第一电压控制型电流源的输入端连接所述两个分压电阻之间的公共端。
9.根据权利要求7所述的开关电源，其特征在于，所述第一电压控制型电流源包括跨导电路或运放；
所述跨导电路或所述运放，其正输入端接参考电压，负输入端接所述输出反馈电压，其输出为所述输出反馈电压与所述参考电压之间的误差电压。
10.根据权利要求8所述的开关电源，其特征在于，还包括频率补偿电路和电压反馈补偿电路；
所述频率补偿电路，设置在所述光耦的接收端与所述频率控制芯片的频率设置引脚之间；
所述电压反馈补偿电路，一端接所述输出反馈电压，另一端连接所述误差电压。
CN202010730355.1A 2020-07-27 2020-07-27 频率控制芯片及开关电源 Active CN111884516B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010730355.1A CN111884516B (zh) 2020-07-27 2020-07-27 频率控制芯片及开关电源

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010730355.1A CN111884516B (zh) 2020-07-27 2020-07-27 频率控制芯片及开关电源

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111884516A CN111884516A (zh) 2020-11-03
CN111884516B true CN111884516B (zh) 2022-02-08

Family

ID=73201563

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010730355.1A Active CN111884516B (zh) 2020-07-27 2020-07-27 频率控制芯片及开关电源

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111884516B (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112928924B (zh) * 2021-02-01 2022-03-01 杭州电子科技大学 一种谐振型反激变换器控制器
CN114567029B (zh) * 2021-09-30 2023-07-18 惠州市乐亿通科技有限公司 过压保护电路和充电装置
CN114944763B (zh) * 2022-07-25 2022-10-28 陕西中科天地航空模块有限公司 一种开关电源频率调节电路

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101657958A (zh) * 2007-01-22 2010-02-24 电力集成公司 用于谐振模功率变换器的控制布置
CN102047539A (zh) * 2008-06-02 2011-05-04 皇家飞利浦电子股份有限公司 开关模式功率转换器
CN104009655A (zh) * 2014-06-13 2014-08-27 佛山市南海赛威科技技术有限公司 基于时域乘法器的同步整流控制系统及方法
CN206650585U (zh) * 2017-04-06 2017-11-17 东莞市正展电子有限公司 一种高频变压器的变换电路结构
WO2018204158A1 (en) * 2017-05-03 2018-11-08 Microchip Technology Incorporated Zero dead time control circuit
CN109995242A (zh) * 2019-04-08 2019-07-09 深圳市航嘉驰源电气股份有限公司 一种谐振变换器

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101154891B (zh) * 2006-09-28 2010-08-25 台达电子工业股份有限公司 谐振转换器及其同步整流驱动方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101657958A (zh) * 2007-01-22 2010-02-24 电力集成公司 用于谐振模功率变换器的控制布置
CN102047539A (zh) * 2008-06-02 2011-05-04 皇家飞利浦电子股份有限公司 开关模式功率转换器
CN104009655A (zh) * 2014-06-13 2014-08-27 佛山市南海赛威科技技术有限公司 基于时域乘法器的同步整流控制系统及方法
CN206650585U (zh) * 2017-04-06 2017-11-17 东莞市正展电子有限公司 一种高频变压器的变换电路结构
WO2018204158A1 (en) * 2017-05-03 2018-11-08 Microchip Technology Incorporated Zero dead time control circuit
CN109995242A (zh) * 2019-04-08 2019-07-09 深圳市航嘉驰源电气股份有限公司 一种谐振变换器

Also Published As

Publication number Publication date
CN111884516A (zh) 2020-11-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111884516B (zh) 频率控制芯片及开关电源
CN111865091B (zh) 开关电源及电器设备
US11750101B2 (en) Resonant converter
US8619438B2 (en) Resonant converter
CN100416994C (zh) 隔离升压推挽式软开关dc/dc变换器
Kazimierczuk et al. Class-D zero-voltage-switching inverter with only one shunt capacitor
CN109378963B (zh) 一种谐振驱动电路
WO2014155604A1 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
WO2012009998A1 (zh) Llc串联谐振变换器及其驱动方法
WO1995033300A1 (en) Self-oscillating dc to dc converter
Cai et al. A 30-MHz isolated push-pull VHF resonant converter
US20230136512A1 (en) Resonant converter and voltage conversion method
CN111884517B (zh) 控制芯片及开关电源
CN101789701B (zh) 柔性切换式功率转换器
CN108667304B (zh) 同步整流反激式直流-直流电源转换装置及控制方法
CN113346748A (zh) 一种同步整流buck变换器的控制电路
CN113162431A (zh) 一种高效双向变换器
CN212785179U (zh) 同步整流控制芯片、开关电源及电器设备
Lim et al. Capacitively-aided switching technique for high-frequency isolated bus converters
Li et al. Dual-frequency on-off control for a 20 MHz class E DC-DC converter
US20220014105A1 (en) Isolated DC/DC Converter with Secondary-Side Full Bridge Diode Rectifier and Asymmetrical Auxiliary Capacitor
CN209787049U (zh) 一种谐振变换器
CN201639484U (zh) 谐振变换器的控制装置
CN110943624A (zh) 一种零电压开关的谐振电源变换电路及变换器
CN115360924B (zh) 一种开关复用型变换器拓扑结构及其调制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant