CN103098358B - 使用双极结型晶体管的自激振荡变流器的调节控制器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种控制变流器的控制器及控制方法，以通过操纵流入控制绕阻中的电流来控制使用双极结型晶体管(BJT)作为开关的自激振荡变流器。该控制器可以确定去除施加至控制绕阻的短路的最佳时机，同样还可以确定使电流穿过控制绕阻的最佳时机。该控制器还可以使用控制绕阻从变流器中抽拉功率。该控制器可以在变流器具有多个开关的情况下维持变流器的中点电压。该控制器可以在无需与换流变压器的次级侧连接的条件下估算变流器的输出功率。该控制器还控制抑制变流器振荡的低功率模式的进出。

Description

使用双极结型晶体管的自激振荡变流器的调节控制器
技术领域
本发明涉及一种开关式变流器(SMPC,Switched-ModePowerConverter)，包括开关式电源(SMPS,SwitchedModePowerSupplies)、逆变器和照明设备用镇流器。本发明尤其涉及一种用于控制变流器开关的装置和方法。本发明尤其适合与在专利号为GB2457085的英国专利中记载的、控制以双极结型晶体管(BJTs,BipolarJunctionTransistors)作为开关的自激振荡变流器的控制电路一起使用。特此引用该专利内容以作为参照。
作为高效、成本敏感的消费类应用设备的电源单元(PSUs,PowerSupplyUnit)和照明设备用镇流器一般为开关式，且经常基于半桥或全桥式拓扑结构。这些拓扑结构特别适用于输入输出电压比相对受限的较高功率、高效性应用。增加开关效率、降低制造成本的持续压力推进了对于开关式电源控制器创新方法的需要。
一些使用双极结型晶体管的开关式变流器为自激振荡式，也就是说，一旦其中一个作为电源开关的双极结型晶体管被接通，开关式变流器将自动凭借一谐振频率接通而无需其他控制。通常，使用三个围绕同一铁芯的绕阻，即两个绕阻在反方向上与双极结型晶体管的基极耦合，另一还被称为“负载绕阻”的绕阻位于流向负载的电流路径上，以实现这样一种自激振荡变流器(SOC,Self-OscillatingConverter)。这些绕阻构成了用于提供必要电流以驱动双极结型晶体管的基极驱动变压器。图2示出了这样一种自激振荡变流器，绕阻T1b，T1c与双极结型晶体管的基极耦合，绕阻T1d位于流向负载的电流路径上。图2示出的自激振荡变流器向变压器T2提供交流电源。这样在耦合于初级绕阻的自激振荡变流器与由二极管D5，D6和电容C3整流、平整的次级绕阻所驱动的负载之间实现了电流隔离。相应地，使用流向负载的电流驱动双极结型晶体管的自激振荡。专利号为GB2457085的英国专利中记载了如何通过向围绕同一铁芯的第四控制绕阻施加电流及短路来控制基本的自激振荡变流器，由此实现了受控的自激振荡变流器(CSOC,ControlledSOC)。图3示出了适合于以集成电路形式实现的控制器的可能设置。其中该控制器耦合于同其他绕阻一起缠绕在同一铁芯上且与其他绕阻磁性耦合的控制绕阻T1a。
尽管场效应晶体管(FETs,FieldEffectTransistors)凭借其出色的开关性能通常应用于开关式变流器，但作为主要的初级开关元件的双极结型晶体管的采用(同金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)设备相比)可以更加显著地降低成本。因此需要一创新方法，以使双极结型晶体管的开关性能与效应晶体管的开关性能相当。开关式变流器所使用的开关装置的特性对于整个变流器系统的可实现效率的影响很大。由于双极结型晶体管具备固有的较缓开关特性，因此，在应用电路设计中保持谨慎以确保最佳的开关转换是比较重要的。
背景技术
根据图1示出了NPN型晶体管的断开顺序。其中，VCE为集电极-射极电压，VBE为基级-射极电压，IB为施加于基极的电流。在初始状态下，电流(标识位IB)流向基极，并且在NPN型晶体管完全接通时VCE为0。断开顺序包括如下阶段：
1)接通期
2)蓄积期
3)线性期
4)集电级上升期
5)断开期
为了“断开”双极结型晶体管，要施加一穿过待断开的双极结型晶体管基级-射极结的低阻抗短路或箝位。如果施加的阻抗足够低，则通过基极引出端彻底地消除了流入双极结型晶体管集电极的电流，从而使发射极电流为零。P-N结电容很大程度地依赖于基级-射极结电压，在基级-射极结电压反向偏置时变小，而在基级-射极结电压正向偏置时变大，在这些结点之间带有连续但非线性的转换。
在蓄积过程中，从基极去除电荷，耗尽基极-集电极和基级-发射极间结，该晶体管保持在饱和(接通)状态下。依照下列等式，进入集电极的电流从基极和发射极流出。
IC＝IB+IE
如果随着恒定电流阱去除掉基极电荷，则根据下列电容方程式，基极-发射极电压的变化率给出总基极电容(基极-发射极加上基极-集电极结)的直接显示：
dV B E d t = I B E C B E
因为晶体管的集电极-射极电压不再开始增加，因此，蓄积期内的损耗相对较小且不明显。
在线性期内，晶体管使传导电流持续经过集电极端，但是由于基极-发射极电压明显降低，因此基极-发射极结无法维持充足的集电极电流。由此，集电极电压开始增加。同时出现的明显的电压和电流穿过集电极-基极插脚和集电极-发射极插脚，从而引起开关功率损耗。
在集电极上升期中，假如通过确保基极断开电流不小于集电极电流而使发射极电流减小至零，则功率损耗被降至最低。
在自激振荡半桥和全桥变流器拓扑结构中，开关换向为自然产生。然而，为了实现调节目的，控制器根据感测到的功率需量维持一频率，该频率优选高于固有振荡频率。参照图3，通过利用基极驱动变压器上的控制绕阻T1a使两个晶体管的基极-发射极结短路，来强制每次换向提前发生，由此实现调节。通过短路该控制绕阻，箝位化与每个双极结型晶体管耦合的基极驱动绕阻T1b,T1c。这种基极-发射极结的箝位化使穿过基极-发射极结的电压接近于零。这样，可以将电荷从无论哪个晶体管的基极-发射极结处去除，进而如上所述，在蓄积期、线性期和集电极上升期过后，强制关断设备。
之后，通过去除之前施加到基极驱动变压器控制绕阻上的箝位，接通其他晶体管。优选地，应该在集电极上升期之后(当穿过晶体管的电压接近于零时)、初级电流(自激振荡变流器侧的绕阻T2内的电流)变向之前接通其他晶体管。实现这一目的的方法(通常用于其他变流器拓扑)将感测直接来自于开关(负载)绕阻T1d或经过独立的感测绕阻的变压器电压。这种方法的效果很好，但实现成本较高，且需要不适用于集成电路的额外的分立元器件。现有一种已被公开的实现成本较低的方法，该方法使用了简单的固定计时器，从而在一段设定时间内将箝位施加到基极驱动变压器。在该方法中，确定箝位时间，以便能够为大多数实例提供一最佳的开关效率，但该方法不能调节该箝位时间来适应诸如温度、制造公差、线路及负荷状态等影响变量。
自激振荡变流器的一固有问题是：需要一激励来启动振荡。通常，执行一开环(open-loop)方法，其中，周期生成脉冲以激励变流器振荡。诸如图2示出的这种常规设置的电路需要一些额外的元件，由此增加了整个设备的造价。通过电阻R1向启动电容C7提供充电电流，直到经过双向开关二极管X1的电压达到双向开关二极管的触发电压为止。此时，双向开关二极管将带正电荷的启动电容C7连接至Q2的基极。当正电荷从启动电容C7转移至Q2的基极时，双向开关二极管X1停止该连接，并返回一允许启动进程重新开始的高阻状态。需要注意的是，该启动进程为开放回路，即：不管电源是否真正振荡，其都会发出一启动脉冲。这样，连续的启动脉冲会对变流器的运行产生瞬时但重复的干扰。可通过增加额外的元件来避免这一干扰，但是当然也增加了设备的制造成本。
一般而言，开关式变流器的控制电路消耗一小部分功率，但这部分功率占转换总功率的相当大一部分比例。大多数开关式变流器的应用在主变压器上使用辅助绕阻，并连同整流、调节元件一起生成控制电路的低压电源。而其他的开关式变流器的应用则通过使用直接来自于初级绕阻的充电泵来消除对于辅助绕阻的需求，但这样会损失一部分功效。仍然是这些其他的开关式变流器的应用，使用电阻式降压网直接从高压整体供电轨向控制电路供电，这种做法需要较少的元件但效率非常低。
在轻载或空载的情况下，通过在脉冲猝发模式下运行开关式变流器，可以提高开关式变流器的功效。在脉冲猝发模式下，在不连续脉冲中产生的变流循环代替了连续流。作为开关式变流器常用技术的这种技术已存在有一段时间。然而，在具有电容式串联元件的开关式变流器拓扑结构中，诸如半桥式、全桥式及库克变流器，存在有必须避免的不稳定运行的电势。
当在低谐振(即，低于变流器固有的串联谐振频率)情况下运行时，存在着使变流器变得不稳定或完全停止振荡的危险。如前文所述，初级电流由(变压器次级绕阻反映出的)负载电流和(使变压器铁芯磁化的)磁化电流组成。当在低谐振情况下运行时，负载电流产生初级电压。如果磁化电流相对较小的话，则总电流波形的零交点可以在电压波形整流的前方。通常将这种开关方式视为电容性开关。在一常见的从动变流器中，电容性开关会在开关装置中产生过多的功率消耗，因此需要避免这种情况的发生。在受控的自激振荡变流器中，电容性开关能产生过多的功能消耗、不稳定的运行甚至是振荡的完全中断。
图2示出了具有谐振桥的自激振荡变流器。该谐振桥在初级电路中包括电容性串联元件C4(串联电容)。电容性元件的存在意味着中点MID电压很大程度上依赖于经过桥开关元件(Q1，Q2)的电荷平衡。任何残留电荷失衡将堆积在电容C2上，由此使中点电压远远地偏离于最佳电压(即，HT+、HT-处电压)。如果中点电压误差较多的话，则变流器会被锁定在某一模式下。在该模式下，功率减小且被以很低的变流效率仅仅单相地传输至负载。因为对于系统而言，存在一个趋势，使系统在多个周期的一段时间上自我修正。由此看出，Q1、Q2开关时间方面的极小差异可以忽略不计。然而，在串联电容性元件C4相对较小的谐振系统中，会加速电荷失衡的影响，从而使自我修正的趋势很难避免锁定的发生。一些现有方案应用了变压器偏磁(transformerfluximbalance)修正技术，这些方案包括增加电流以将变压器中点端子维持在正确电压上的方法，而这些方法需要使用额外的元件才能被实现。
一般而言，通过检测初级绕阻中的电流峰-峰值并将该电流峰-峰值与一预设阀值进行比较，便可实施带有诸如半桥式、全桥式和库克变流器(cukconverter)的电容性串联元件的开关式变流器中的过流保护。这些方法适用于提供短路防护，但这些方法相对不精确，并不适用于实施带有精确定义输出电流特性的供电，诸如恒定电流电池充电器等。
无负载状态下低功率消耗已变得十分受欢迎，且反映出当今消费品发展趋势以朝向那些消耗更低电能从而更环保的消费品方向发展。为了达到所需的性能水平，可在变流器于无负载状态下运行时，使变流器进入抑制变流的低功率模式。在无负载状态下，变流器可以不定时地推出低功率模式并发出一转换周期短脉冲，以维持输出电压。相应地，变流器在无负载状态下可以反复进入、退出低电压模式。重要的是，从低功率猝发模式至普通运行模式的转换是可靠的。该转换带有一基本不依赖于正常范围内输入电源变化的负载门限。上述方案受欢迎的原因还在于该方案特征无需增加产品的制造成本，因此(变压器T2)次级侧的负荷感测电路是不需要的。用来确定模式转换的一般方法是将全部的循环控制参数与一固定阀值进行比较。然而，在一使用脉冲频率调制(PFM,PulseFrequencyModulation)作为传递输出功率调节机构的变流器(诸如谐振桥变流器)中，产生的开关频率在很大程度上依赖于输入电压及外加负载。
举例来说，在与图3示出的变流器相似的标准串并联谐振变流器中，施加的电源电压与开关频率之间的在各种负载状态下的关系代表性地如图24所示。由上可以看出，频率(控制回路的主控制参数)的较大变化伴随着电源电压的较小变化。由此，当执行来自于未调电源的操作时，无法尝试使用开关频率来检测无负载状态。
发明内容
根据本发明的第一方面，在于提供一种控制变流器的方法，该变流器具有作为开关使用的双极结型晶体管，所述双极结型晶体管的基极与激励绕阻连接，所述激励绕阻磁性耦合于承载所述变流器的负载电流的负载绕阻，通过控制磁性耦合于所述激励绕阻的控制绕阻来实现对于所述变流器的控制，该方法包括：在所述控制绕阻两端选择性地提供一短路；监视所述负载绕阻的负载电流；以及当所述负载绕阻的负载电流降至第一门限值以下时，去除所述短路。
上述方法可以适时去除箝位，从而最小化开关损耗。
优选地，当所述负载绕阻的负载电流降至第二门限值以下时，选择性地施加所述短路。
可以多种方式监视负载绕阻的负载电流。与所述绕阻串联的电阻元件两端的电压可用来设置负载电流的基准。可将该基准作为控制器的一单独输入，该单独输入还可用于监视变流器的其他函数。
可选地，参照所述控制绕阻中的电流来监视所述负载绕阻的负载电流。所述控制绕阻耦合于所述负载绕阻，因此所述控制绕阻中的电流可以指示所述负载绕阻中的负载电流的状态。
通过监视负载绕阻的负载电流，可以确定变流器初级电路中的电流是否接近于零。上述方法还可被用于产生强制整流(除已发生整流的情况之外)。
优选地，基于所述控制绕阻和所述激励绕阻之间的匝数比来确定所述第一门限值。
优选地，该方法还包括：在去除所述短路之后，将所述控制绕阻与电源连接，以引导所述激励绕阻中的电流将电荷从所述双极结型晶体管的基极去除。利用这一改进，可以更加迅速地关闭双极结型晶体管，从而进一步最小化开关损耗，并且还是不需要借助额外设备。
优选地，该方法还包括：当所述激励绕阻中的电流降至第三门限值以下时，从所述控制绕阻上断开电源。
优选地，在所述控制绕阻连接于电源的情况下，所述第一门限值以所述双极结型晶体管的瞬时集电极电流为基础。
优选地，所述第二门限值基本上为零。
根据本发明的第二方面，在于提供变流器的控制器，该变流器包括作为开关使用的双极结型晶体管，所述双极结型晶体管的基极与激励绕阻连接，所述激励绕阻磁性耦合于承载所述变流器的负载电流的负载绕阻，所述控制器包括：第一、第二控制绕阻连接，用于连接与所述负载绕阻和所述激励绕阻磁性耦合的控制绕阻；第一开关，磁性耦合于所述第一、第二控制绕阻连接之间；电流监视元件，用于监视所述负载绕阻中的负载电流；以及开关控制器，用于选择性的闭合所述第一开关，以在所述第一、第二控制绕阻连接两端设置一短路，此外还用于在所述电流监视元件确定所述负载绕阻中的负载电流降至第一门限值以下时，断开所述第一开关。
优选地，当所述负载绕阻中的负载电流降至第二门限值以下时，所述开关控制器选择性地闭合所述第一开关。
所述电流监视元件通过参照串联于所述负载绕阻的电阻元件的两端电压来监视所述负载绕阻中的负载电流。
所述电流监视元件还通过参照所述第一、第二控制绕阻连接两端的电压来监视所述负载绕阻中的负载电流。
优选地，所述控制器还包括：第二开关，耦合于所述第一控制绕阻连接和电源之间；其中，所述开关控制器用于在所述第一开关被断开之后闭合所述第二开关，以引导所述激励绕阻中的电流将电荷从所述双极结型晶体管的基极去除。
优选地，当激励绕阻中的电流降至第三门限值以下时，断开第二开关已断开电源与控制绕阻之间的连接。
优选地，在控制绕阻与电源连接的情况下，所述第一门限值以所述双极结型晶体管的瞬时集电极电流为基础。
优选地，所述第二门限值基本上为零。
本发明还提供了一种控制变流器的方法，该变流器具有作为开关使用的双极结型晶体管，所述双极结型晶体管的基极与激励绕阻连接，所述激励绕阻磁性耦合于承载所述变流器的负载电流的负载绕阻，由此通过选择性地向磁性耦合于激励绕阻的控制绕阻两端施加短路来实现对于变流器的控制，该方法包括：检测负载绕阻中的电流极性；以及当负载绕阻中的负载电流具有第一极性且控制绕阻两端没有短路时，将控制绕阻与电源连接，以向双极结型晶体管的基极提供电流从而启动双极结型晶体管。
通过使用上述方法，可在最佳时机上将激励脉冲传至双极结型晶体管，以便在激励脉冲使双极结型晶体管的启动变弱时避免由脉冲传递引起的开关干扰。
优选地，通过测量与负载绕阻串联的电阻的两端电压来确定在负载绕阻中的负载电流的极性。
优选地，通过测量短路发生时流经控制绕阻的电流来确定在负载绕阻中的负载电流的极性。
本发明还提供了变流器的控制器，该变流器具有作为开关使用的双极结型晶体管，所述双极结型晶体管的基极与激励绕阻连接，所述激励绕阻磁性耦合于承载所述变流器的负载电流的负载绕阻，该控制器包括：第一、第二控制绕阻连接，用于连接与所述负载绕阻和所述激励绕阻磁性耦合的控制绕阻；第一、第二电流感测电阻连接，用于连接与所述负载绕阻串联的电流感测电阻；第一开关，耦合于所述第一、第二控制绕阻连接之间；第二开关，耦合于所述第一控制绕阻连接和所述电源之间；电压监视器，耦合于所述第一、第二电流感测电阻连接之间，用于监视第一、第二电流感测电阻连接两端的电压极性由此监视所述电流感测电阻中的电流极性；以及开关控制器，用于选择性地闭合第一开关以在第一、第二控制绕阻连接两端施加一短路，并且在断开第一开关且电流感测电阻中的电流具有第一极性时，选择性地闭合第二开关以将第一控制绕阻连接与电源耦合。
本发明还提供了变流器的控制器，该变流器具有作为开关使用的双极结型晶体管，所述双极结型晶体管的基极与激励绕阻连接，所述激励绕阻磁性耦合于承载所述变流器的负载电流的负载绕阻，该控制器包括：第一、第二控制绕阻连接，用于连接与所述负载绕阻和所述激励绕阻磁性耦合的控制绕阻；第一开关，耦合于所述第一、第二控制绕阻连接之间；第二开关，耦合于所述第一控制绕阻连接和所述电源之间；电流监视器，耦合于所述第一、第二控制绕阻连接之间，用于监视流经所述控制绕阻的电流极性；以及开关控制器，用于选择性地闭合第一开关以在第一、第二控制绕阻连接两端施加一短路，并且在流经控制绕阻的电流具有第一极性时，选择性地断开第一开关并闭合第二开关以将第一控制绕阻连接与电源耦合。
本发明还提供了一种监视变流器开关的方法，该变流器具有作为开关使用的双极结型晶体管，所述双极结型晶体管的基极与激励绕阻连接，所述激励绕阻磁性耦合于承载所述变流器的负载电流的负载绕阻，该方法包括：设置一磁性耦合于所述激励绕阻的控制绕阻；监视所述控制绕阻两端的电压；以及确定所述控制绕阻两端的电压是否在门限下保持一段时间。
上述监视变流器开关的方法允许控制器使用相同的用于向变流器施加控制的绕阻测定变流器的振荡不再充分。
优选地，预设的一段时间为预设数量个变流器开关周期。这是合乎需要的，因为变流器运行在依赖于多种变量的不同频率上，而且根据开关频率会产生电压变化。
优选地，该方法还包括：当控制绕阻两端的电压降至门限以下时，选择性地连接控制绕阻与电源，以向双极结型晶体管的基极提供电流由此启动双极结型晶体管。
优选地，该方法还包括：选择性的向控制绕阻的两端设置一短路；检测负载绕阻中的电流极性；以及当负载绕阻中的电流具有第一极性而且在控制绕阻的两端没有短路时，选择性地连接控制绕阻与电源，以向双极结型晶体管的基极提供电流从而启动双极结型晶体管。相应地，测定变流器的振荡不再充分时，在最佳时机向双极结型晶体管传递激励脉冲。
此外，本发明提供了变流器的控制器，该变流器具有作为开关使用的双极结型晶体管，所述双极结型晶体管的基极与激励绕阻连接，所述激励绕阻磁性耦合于承载所述变流器的负载电流的负载绕阻，该控制器包括：第一、第二控制绕阻连接，用于连接与负载绕阻和激励绕阻耦合的控制绕阻；第一电压监视器，耦合于第一、第二控制绕阻连接，用于监视第一、第二控制绕阻连接两端的电压；以及检测器，用于测定第一、第一控制绕阻连接两端的电压是否在门限以下维持了预设的一段时间。
根据本发明的另一方面，本发明提供了一种从变流器中抽拉功率的方法，该变流器具有作为开关使用的双极结型晶体管，所述双极结型晶体管的基极与激励绕阻连接，所述激励绕阻磁性耦合于承载所述变流器的负载电流的负载绕阻，由此通过控制具有第一、第二端且磁性耦合于所述激励绕阻的控制绕阻来实现对于所述变流器的控制，该方法包括：将所述控制绕阻的第一端耦合于第一电源轨；监视所述控制绕阻两端的电压；当所述控制绕阻两端的电压超过一门限值时，将所述控制绕阻的第二端耦合于第二电源轨，以将功率从所述控制绕阻抽拉至所述第一、第二电源轨。
相应地，控制器可使用控制变流器所使用的相同绕阻高效地从变流器中抽拉功率。
优选地，该方法还包括：当所述第一、第二电源轨两端的电压超过第二门限值时，将所述控制绕阻的第二端从所述第二电源轨处断开。这样可以使第一、第二电源轨具有受控电压。
优选地，在所述第一、第二电源轨之间耦合有用于吸收从所述控制绕阻抽拉出的功率的能量存储点。该能量存储点优选为电容器。
本发明还提供了变流器的控制器，该变流器包括作为开关使用的双极结型晶体管，所述双极结型晶体管的基极与激励绕阻连接，所述激励绕阻磁性耦合于承载所述变流器的负载电流的负载绕阻，所述控制器包括：第一、第二控制绕阻连接，用于连接与所述负载绕阻和所述激励绕阻磁性耦合的控制绕阻；第一、第二能量存储点连接，用于连接能量存储点；第一开关，耦合于所述第一控制绕阻连接和所述第一能量存储点连接之间；第二开关，耦合于所述第二控制绕阻连接和所述第二能量存储点连接之间；电压监视器，耦合于所述第一、第二控制绕阻连接之间，用于确定所述第一、第二控制绕阻连接两端的电压何时超过门限值；以及开关控制器，用于选择性地闭合所述第一、第二开关；其中，当所述电压监视器确定所述第一、第二控制绕阻连接两端的电压超过所述门限值时，所述开关控制器闭合所述第一、第二开关。
根据本发明的另一方面，本发明提供了一种控制变流器的方法，所述变流器具有作为开关使用的两个双极结型晶体管，该开关为半桥式结构设置，所述双极结型晶体管的基极分别连接于各自对应的激励绕阻，所述激励绕阻磁性耦合于负载绕阻，所述负载绕阻与所述开关之间的中点耦合且承载所述变流器的负载电流，由此通过控制磁性耦合于所述激励绕阻的控制绕阻来实现对于所述变流器的控制，该方法包括：选择性地向所述控制绕阻提供交替激励脉冲的多次猝发，以激励所述双极结型晶体管的开关，每次猝发包括起始脉冲和结尾脉冲；其中，至少根据以下之一来控制每次猝发的至少一个起始脉冲或结尾脉冲的相位：每次猝发的起始脉冲相位与前次猝发的结尾脉冲相位相反；每次猝发的起始脉冲相位与前次猝发的起始脉冲相位相反；以及每次猝发的结尾脉冲相位与前次猝发的结尾脉冲相位相反。
上述设置提供了一系列方式，在这些方式中可以控制起始和结尾脉冲的定相，以便尝试确保维持输出电压尽可能地接近最佳值。不同的方式既可被单独，又可被组合使用。举例来说，控制起始脉冲与前次猝发的起始脉冲互为反相，同时还确保每次猝发的结尾脉冲与前次猝发的结尾脉冲互为反相。该方法通常一次仅使用一种方式或方式的组合，但不难理解的是可在具体使用中修改这些方式。
换言之，可将每次猝发的起始脉冲相位设置为与前次猝发的结尾脉冲相位相反。在另一种情况下，可将每次猝发的起始脉冲相位设置为与前次猝发的起始脉冲相位相反。此外，在其他情况下，可将每次猝发的结尾脉冲相位设置为与前次猝发的结尾脉冲相位相反。
上述方法有助于将半桥中点电压保持在一适当值上，以避免停顿变流器。
在本发明的另一方面上，本发明还提供了变流器的控制器，该变流器包括作为开关使用的双极结型晶体管，该开关为半桥式结构设置，所述双极结型晶体管的基极分别连接于各自对应的激励绕阻，所述激励绕阻磁性耦合于负载绕阻，所述负载绕阻与所述开关之间的中点耦合且承载所述变流器的负载电流，所述控制器包括：第一、第二控制绕阻连接，用于连接与所述负载绕阻和所述激励绕阻磁性耦合的控制绕阻；第一开关，耦合于所述第一控制绕阻连接和电源之间；第二开关，耦合于所述第二控制绕阻连接和所述电源之间；以及开关控制器，用于选择性地闭合所述第一、第二开关以向所述控制绕阻连接提供交替激励脉冲的多次猝发，每次猝发包括起始脉冲和结尾脉冲；其中，控制所述第一、第二开关以至少根据以下之一来控制每次猝发的至少一个起始脉冲或结尾脉冲：每次猝发的起始脉冲相位与前次猝发的结尾脉冲相位相反；每次猝发的起始脉冲相位与前次猝发的起始脉冲相位相反；以及每次猝发的结尾脉冲相位与前次猝发的结尾脉冲相位相反。
如上所述，不同的方式既可被单独，又可被组合使用，以控制变流器电压。
本发明还提供了变流器的控制器，该变流器包括作为开关使用的双极结型晶体管，该开关为半桥式结构设置，所述双极结型晶体管的基极分别连接于各自对应的激励绕阻，所述激励绕阻磁性耦合于负载绕阻，所述负载绕阻与所述开关之间的中点耦合且承载所述变流器的负载电流，所述控制器包括：第一、第二控制绕阻连接，用于连接与所述负载绕阻和所述激励绕阻磁性耦合的控制绕阻；第一开关，耦合于所述第一控制绕阻连接和电源之间；第二开关，耦合于所述第二控制绕阻连接和所述电源之间；以及开关控制器，用于选择性地闭合所述第一、第二开关以向所述控制绕阻连接提供交替激励脉冲的多次猝发；其中，通过闭合未提供前次猝发结尾处的激励脉冲的开关，来提供每次猝发结尾处的激励脉冲。
优选地，通过闭合未启动前次猝发的开关，来启动每次猝发。
根据本发明的另一方面，本发明还提供了一种控制带有变压器的变流器的方法，该变压器具有初级输入绕阻和次级输出绕阻，所述方法包括：测量流过与所述初级输入绕阻串联耦合的电阻的平均整流交流电；比较所述平均整流交流电与基准电平；以及基于所述平均整流交流电与所述基准电平的差异，控制所述变流器的开关。
因为平均整流交流电是参照某一通常具有不会明显影响运行状态的明确定义值的电阻来确定的，由此可以非常准确的测定平均整流交流电，从而实现对于变流器的良好控制。
优选地，所述测量步骤包括：测量所述电阻两端的全波整流电压；以及使用滤波器求所述整流电压的平均值。
优选地，所述比较步骤包括：求所述平均整流交流电与基准电平之间差异的积分；以及控制所述变流器所依据的差异为所述平均整流交流电与所述基准电平之间的积分化差异。
根据本发明的另一方面，本发明提供了开关式变流器的控制器，该变流器具有变压器和开关，所述变压器具有初级输入绕阻和次级输出绕阻，所述控制器包括：第一、第二电流感测电阻连接，用于连接与所述初级输入绕阻串联耦合的电流感测电阻；测量器，用于测定流过所述电流感测电阻的平均整流交流电；比较器，用于比较经测定的平均整流交流电与基准电平；其中，所述控制器基于所述比较器的输出来控制所述开关的切换。
优选地，所述测量器包括：整流器，与所述第一、第二电流感测电阻连接耦合，用于整流由转换电流流经所述电流感测电阻而产生的所述电流感测电阻两端的电压；以及低通滤波器，用于为整流过的电压滤波。
根据本发明的另一方面，本发明提供了一种控制变流器的方法，该变流器具有作为开关使用的双极结型晶体管，所述双极结型晶体管的基极与激励绕阻连接，所述激励绕阻磁性耦合于承载所述变流器的负载电流的负载绕阻，由此通过控制具有第一、第二端且磁性耦合于所述激励绕阻的控制绕阻来实现对于所述变流器的控制，该方法包括：通过测量与所述负载绕阻串联的电阻两端电压来监视流入所述负载绕阻的电流；以及当流入所述负载绕阻的电流降至门限以下时，进入低功率模式，其中，在所述低功率模式期间，于所述控制绕阻两端施加一短路，以抑制所述变流器的运行。
可选地，当流入所述负载绕阻的电流的实部降至所述门限以下时，进入所述低功率模式。
可选地，当流入所述负载绕阻的平均整流交流电降至所述门限以下时，进入所述低功率模式。
在使用平均整流交流电来确定进入低功率模式的时机的情况下，所述门限优选为所述变流器开关频率的函数。
优选地，该方法还包括：记录下进入所述低功率模式时基于所述变流器开关频率的第二门限值；监视需要的所述变流器的开关频率；以及当所述需要的所述变流器的开关频率降至所述第二门限值以下时，退出所述低功率模式。
本发明还提供了变流器的控制器，该变流器具有作为开关使用的双极结型晶体管，所述双极结型晶体管的基极与激励绕阻连接，所述激励绕阻磁性耦合于承载所述变流器的负载电流的负载绕阻，所述控制器包括：第一、第二控制绕阻连接，用于连接与所述负载绕阻和所述激励绕阻磁性耦合的控制绕阻；第一开关，耦合于所述第一、第二控制绕阻连接之间；第一、第二电流感测电阻连接，用于连接与所述负载绕阻串联的电流感测电阻；监视器，与所述第一、第二电流感测电阻连接耦合，用于监视所述电流感测电阻两端的用于确定所述负载绕阻中的负载电流何时降至门限以下的电压；还包括：开关控制器，用于在所述监视器确定所述负载绕阻中的负载电流降至所述门限以下时进入低功率模式；其中，当在所述低功率模式下时，所述开关控制器闭合所述第一开关从而在所述第一、第二控制绕阻连接之间施加一短路，以便抑制所述变流器中的功率变换。
可选地，所述监视器用于确定流入所述负载绕阻的电流的实部何时降至所述门限以下。
可选地，所述监视器用于确定所述负载绕阻中的平均整流交流电何时降至所述门限以下。
对于上述优选技术方案的后者而言，所述门限优选为所述变流器开关频率的函数。
优选地，所述开关控制器产生一用于控制所述变流器开关频率的控制信号；其中，所述开关控制器记录下基于进入所述低功率模式时的控制信号值的第二门限值；此外，当所述控制信号达到所述第二门限值时，所述开关控制器结束所述低功率模式。
下面，将参照下列附图以举例的方式详细介绍本发明。
附图说明
图1为双极结型晶体管代表性断开转换过程中的基极-发射极电压、集电极-发射极电压和基极电流的波形曲线图；
图2为带有双向开关二极管启动电路的开关式变流器的示意图；
图3为通过控制绕阻与一控制器耦合的半桥式受控自激振荡变流器的示意图；
图4为图3示出的受控自激振荡变流器的Q1，Q2的最佳箝位时机下的桥路电压、初级电流、基极电流和基极-发射极电压的波形曲线图；
图5为次佳箝位时机下的波形曲线图；
图6为用于检测通过比较基极-发射极结电压与预设阀值而执行的断开操作的线性期终点的电路示意图；
图7与图6相似，但其示出了为允许图6所示电路于变压器耦合半桥应用中运行而作出的电路修改；
图8是为了加速断开而插入有附加电流阱阶段的Q1的桥路电压、基极电流和集电极电流的波形曲线图；
图9为受控自激振荡变流器的桥路电压、初级绕阻电流、基极-发射极电压和基极电流的波形曲线图，其表明了在开关周期中不同时间点上产生启动电压的影响；
图10为一电路的局部示意图，该电路用于感测初级电流方向以及施加到控制变压器绕阻从而为图3所示开关S1，S2，S3生成开关控制信号的箝位的状态；
图11为与图3相似的、插入有与开关S1，S2串联的阻抗X1,X2的半桥式受控自激振荡变流器示意图；
图12为包含变压器控制绕阻电压TX1，TX2和家用电源电压VDD的开关波形曲线图；
图13是在以第一重复型式脉冲于猝发模式下运行时，图3示出的受控自激振荡变流器的桥路及中点电压的电压波形的代表性曲线图；
图14与图13相似，但其示出了第二重复型式脉冲的特性；
图15与图13、14相似，但其示出了第三重复型式脉冲的特性；
图16为一电路的局部示意图，该电路用于输出在与先前猝发脉冲相反的相位中启动的猝发脉冲中的功率循环；
图17为一电路的局部示意图，该电路用于输出在与先前猝发脉冲相反的相位中结束的猝发脉冲中的功率循环；
图18为一电路的示意图，该电路用于从AC初级电流波形中导出用以控制上述变流器的平均初级电流；
图19为与图18相关的关键波形的曲线图；
图20为一电路的局部示意图，该电路可以实现图18中使用符号代表电路布置的那一部分电路的功能。
图21为与图12相似的、在启动可靠性上有所增强的半桥式受控自激振荡变流器的示意图；
图22为一电路的局部示意图，该电路用于根据实际平均初级电流与固定阀值之间的比较，控制低功率猝发模式的进入；
图23为一电路的局部示意图，该电路根据总平均初级电流与主回路控制电压之间的比较，控制地功率猝发模式的进入；
图24为取自于标准谐振模式半桥型变流器的、作为各种负载状态下电源电压函数的开关频率的曲线图；
图25为作为一定电源电压范围内的开关频率函数的平均电流曲线图；
图26为一电路的局部示意图，该电路根据当前回路控制电压与之前的回路控制电压样本之间的比较，控制低功率猝发模式的退出
图27为充放电VDD下的开关波形曲线图；以及
图28为释放启动脉冲时的开关波形曲线图。
具体实施方式
现有的实施例涉及具有半桥拓扑结构的开关式变流器的控制器及控制方法。本领域一般技术人员能够意识到该控制器及控制方法可以应用在其他开关式变流器或受控自激振荡变流器上。本文中公开的原理基于NPN型初级双极开关晶体管，但对于本领域一般技术人员而言，该原理同样适用于提供反向电流的PNP型初级开关。
图4为示出了图3中的受控自激振荡变流器各种特性在多次振荡上的时间图表的曲线图。图4中的附图说明依次为：两个双极结型晶体管中点电压(V(bridge))，初级绕阻中的电流(Iprimary)，进入双极结型晶体管Q1，Q2基极的电流(Ib(Q1)，Ib(Q2))，以及双极结型晶体管Q1，Q2的基极-发射极电压(Vbe(Q1)，Vbe(Q2))。图4示出了在优选开关型式(整流)下的事件顺序，具体如下：
t1–双极结型晶体管Q1被接通，电流流入双极结型晶体管Q1的基极和集电极，并从双极结型晶体管Q1的发射极流出；
t2–向控制变压器绕阻T1a施加一箝位，将电荷从双极结型晶体管Q1的基极去除，以断开双极结型晶体管Q1；
t3–由双极结型晶体管Q1的集电极-发射极电压的增加和经过控制变压器绕阻T1b的电流基本降至零，来表明双极结型晶体管Q1的最终断开。与此同时，去除箝位，双极结型晶体管Q2被“反向”接通，电流流入双极结型晶体管Q2的基极，并从双极结型晶体管Q2的集电极流出。
如果箝位被去除得太早(也就是，在桥式晶体管整流之前)，则双极结型晶体管的整流时间将被延长，由此可能降低开关效率和开关频率。但是，如果箝位被去除得太晚(在电流反向之后)，则在集电极电压开始上升之后，双极结型晶体管将被接通，由此损失了功效和零电压开关的电磁干扰(EMI，Electro-MagneticInterference)效力。在双极结型晶体管整流与电流反向之间存在一小段时间，这小段时间是将箝位从基极-控制变压器绕阻去除的最佳时机。需要注意的是，当变流器在接近于变流器电路固有谐振的频率上运行时，这小段时间非常短。
现参照图5，图5示出了在箝位被去除得太晚时的开关型式(整流)：
t1–双极结型晶体管Q1被接通，电流流入双极结型晶体管Q1的基极和集电极，并从双极结型晶体管Q1的发射极流出；
t2–向控制变压器绕阻T1a施加一箝位，将电荷从双极结型晶体管Q1的基极去除，以断开双极结型晶体管Q1；
t3–Q1最终被断开，减小的初级电流流入双极结型晶体管Q2的基极，并从双极结型晶体管Q2的集电极流出，从而使双极结型晶体管反向运行，箝位被持续施加于控制变压器绕阻；
t4–初级电流穿过零点，但是当双极结型晶体管Q1，Q2均被断开时，初级电流为双极结型晶体管Q1，Q2结点上的剩余电容充电，以强制桥路电压上升。
t5–去除箝位，以接通双极结型晶体管Q2，使桥路电压基本降至零。结果由于非零电压开关方法，使开关功率受到损失。
在极端情况下，非常晚地去除箝位将彻底阻止变流器振荡。
下面，介绍一种可由无需设置任何额外分立元件的控制器实现的、用于检测线性期终点并在施加断开箝位时执行的方法。在断开处理期间，将箝位直接或通过变压器连接至基极-发射极结以去除存积在基极-发射极结中的电荷。放电电流流经箝位，产生了可被控制器感测到的微弱电压。图1示出了伴随着集电极-发射极电压和基极电流的双极结型晶体管的基极-发射极电压。从图1中能够看出，当电荷从晶体管基极-发射极区域被基本去除时，基极-发射极电压于线性区域内的尽头急剧跌至零点。如上所述，当流出基极的电流基本上为零从而引起晶体管基极-发射极电压在线性区域的尽头基本跌至零时，可通过去除电荷来优化用于将开关损耗降至最低的时机。
图6示出了适合于探测线性区域尽头的电路。由比较器COMP1通过电阻R5，R6感测到双极结型晶体管Q1的基极-发射极电压。由基准电压Vref和电阻R3，R4设置门限检测电压。基于施加箝位的电阻和双极结型晶体管的特性，门限电压可以为在正常接通状态下的基极-发射极电压和零之间选出的任意电压。在一般应用中，该门限大约为40mV。本方法对由诸如温度、制造公差、时间延误(比较器及后续电路)等因素造成的门限电压的变化相对宽容。对于图3中的电路而言，通过控制变压绕阻感测到基极-发射极电流。精心设计出的该电路利用如图7示出的开关设置来依次感测每个双极结型晶体管的基极-发射极。此处标出的信号“CPOL”表示由控制电路提供的初级电流的极性。信号CPOL控制四个用于将控制变压器绕阻连接于正向或逆向依赖于CPOL控制信号的比较器的开关，这样，门限电压取决于变压器匝比。
这种通过检测线性区域尽头并利用该检测的结果优化双极开关的接通及断开的方法至少适用于大多数开关式变流器拓扑结构。
通过主动去除基极-发射极结的电荷，可以加强如上文描述的箝位处理。通过比较图4(上文已介绍)、图8，在断开双极结型晶体管的处理中，于整流处理之前现涉及一额外步骤。图8另外示出了双极结型晶体管Q1的集电极电流Ic(Q1)。断开双极结型晶体管Q1的步骤现如下：
t1–接通双极结型晶体管Q1，电流流入双极结型晶体管Q1的基极和集电极，并从双极结型晶体管Q1的发射极流出；
t2–向控制变压器绕阻上施加箝位，将电荷从双极结型晶体管Q1的基极去除，以便断开双极结型晶体管Q1；
t3–当流经箝位的电流跌至第一检测级ID1(负电流的振幅减小)时，去除箝位并将电源与控制变压器连接，由此主动、持续地从双极结型晶体管Q1基极去除电荷；
t4–由双极结型晶体管Q1的集电极-发射极电压的增加和双极结型晶体管Q1的基极-发射极电流(流经箝位的电流)降至第二检测级ID2，来表明双极结型晶体管Q1的最终断开。与此同时，去除电源，双极结型晶体管Q2被“反向”接通，电流流入双极结型晶体管Q2的基极，并从双极结型晶体管Q2的集电极流出。
第一检测级ID1的取值优选能够响应双极结型晶体管Q1集电极电流的期望峰值，而且基本上小于双极结型晶体管Q1集电极电流的期望峰值，以便t3能够与线性期的开始时刻相一致。在一个简单的实施例中，第一检测级ID1可以是预设的固定值。或者，第一检测级ID1的取值能够响应控制器中诸如与集电极电流期望峰值有较强联系的VCTRL(控制电压)的控制变量。再或者，第一检测级ID1的取值能够响应前一周期中的集电极电流峰值。其中，当前开关周期中的集电极电流期望峰值由前一周期确定。第二检测级ID2的取值优选为表示线性期结束的零。与前述方法相比，在线性期中，从基极流出的电流要更高些，结果产生较短的线性期，并由此降低了开关损耗。
现参见图3，例如在第一次启动时或者在猝发模式(将在下文中介绍)下运行时，控制器可用于激励受控自激振荡变流器，使受控自激振荡变流器在一段休止期之后进入振荡状态。将控制器产生的激励脉冲通过控制绕阻T1a发出来启动受控自激振荡变流器。其中，该激励脉冲用于强制双极结晶体管在几个周期内交替启动直至受控自激振荡变流器开始自激振荡为止。这些启动脉冲使用来自于家用电源电压VDD的电荷接通双极结型晶体管Q1，Q2。如果这些启动脉冲与电流波形零交叉点不同步，则有可能浪费掉一些或全部这样的电荷。
图9为一曲线图，其示出了图3中的受控自激振荡变流器各种特性的时间图表以及在开关周期中的不同时间点上引入启动脉冲的影响。图9中的附图说明依次为：两个双极结型晶体管之间中点处的电压(V(bridge))，初级绕阻电流(Iprimary)，流入双极结型晶体管Q1，Q2基极的电流(Ib(Q1),Ib(Q2))，以及双极结型晶体管Q1，Q2的基极-发射极电压(Vbe(Q1),Vbe(Q2))。Istart表示加入开关周期的并在该开关周期一些电势点上的启动脉冲。在Ib(Q1),Ib(Q2)上的虚线表示分别位于这些电流上的启动脉冲。
在启动时，由于先前开关活动的影响，在主变压器中的电流“Iprimary”包含一些残余振荡。在这一实例中，确认一些合理的时机，来发出用于接通Q1的启动脉冲(通过反演，还可以推导出接通Q2的相同概率)。
t1–当电流Iprimary反向流动时，发出启动脉冲。将启动脉冲电流加入至某一电流中，该电流流入双极结型晶体管Q1的基极并从双极结型晶体管Q1的集电极流出，由此在整流过的直流电轨HT+处积累电荷；
t2–当电流Iprimary在正确方向流动时，发出启动脉冲。将启动脉冲电流加入至一定比例的双极结型晶体管Q1基极电流中，以巩固接通状态；
t3–从箝位化断开电流中减去启动脉冲，以削弱并略微延长双极结型晶体管Q1的断开状态。
t4–当电流Iprimary反向流动时，发出启动脉冲。从流入双极结型晶体管Q2基极并从双极结型晶体管Q2集电极流出的电流中减去启动脉冲电流，由此在整流过的直流电轨HT-处积累略少的电荷；
t5–从一定比例的双极结型晶体管Q2基极电流中减去启动脉冲，以削弱接通状态并可能强制一次不期望的整流；
t6–将启动脉冲加入至箝位化断开电流中，以巩固并略微缩短双极结型晶体管Q2的断开状态。
由上可以看出，发出用以接通双极结型晶体管Q1的启动脉冲的最佳时机存在于时期t2中，优选存在于时期t2的开端。在这时期t2的开端，电流Iprimary在正确方向上流动且箝位没有被施加至控制变压器绕阻。
图10示出了一能够实现接通同步的可行实施例。该电路包括置于转换电流路径之上且与初级绕阻串联的电流感测电阻RCS。该电阻优选串联在电容C4和直流电轨HT-之间。比较器COMP2感测经过电流感测电阻RCS的初级电流，由此生成一指明初级电流极性的信号CPOL。箝位输入(有效高电平，activehigh)通过或门OR1，OR2驱动开关S3，S4有效(闭合)，以便将箝位CLAMP施加至控制变压器绕阻。START_PULSE_ENABLE输入信号在一段时期内为有效高电平。在时期内，尤其是在一个续发事件的头两个开关周期内，需要使用启动脉冲。两个与门AND1，AND2的输出使开关S1，S2(参照图3中的开关)有效，以便将来自于家用电源电压VDD的电流作为激励或启动脉冲传送至控制绕阻，从而激励双极结型晶体管Q1，Q2振荡。图28给出了该电路在实际中如何工作的实例，其中由START信号代表START_PULSE_ENABLE信号，并示出了开关S1至S4的实际开关过程，而未示出图10所示电路的输出信号。
可选地，因为可以决定初级电流的极性，因此换言之就是可以确定信号CPOL。特别是在施加箝位时，因为控制绕阻磁性耦合于负载绕阻(控制绕阻与负载绕阻缠绕在同一铁芯上)，电流流经控制绕阻以响应流经负载绕阻的电流。同样地，在箝位产生的同时可确定电流的极性。在确定了电流具有正确的极性时，可去除箝位以便将激励脉冲提供给控制绕阻。
为了监视变流器的振荡，设计一方法，以通过感测控制变压器绕阻T1a上的电压波形监视变流器的振荡。参照图3，闭合开关S1，S2以产生(发起振荡的)启动脉冲，并且如果受控自激振荡变流器正常振荡，则受控自激振荡变流器于此后保持开路。如上文所示，通过周期性闭合、断开开关S3，S4来维持频率控制。在每个变流周期中，由比较器或其他等效元件将控制变压绕阻每端的电压偏差与一预设门限进行比较。如果该电压偏差在任意周期中都未能超过该门限，则生成一用来指示控制器振荡已停止的信号。控制器由此可以采取诊断措施(例如，向外部系统发送故障状态信号)或矫正措施(例如，发出如上文所述的激励脉冲重新开始振荡)。优选地，可采用模拟或数字滤波法将生成错误报警的可能性降至最低。
为了实现高效、低成本这对互相冲突的需要，设计一种方法来维持直接来自于控制变压器的电源轨。该方法因此特别适用于自激振荡变流器，例如图3示出的半桥式变流器电路。
参照图11，控制器IC通过周期箝位维持对于开关频率的控制，也就是，闭合开关S3，S4以向绕阻T1a即基极驱动变压器控制绕阻施加一箝位。借助标准的变压器作用，这一钳位具有断开当前任意一个启动状态下的双极结型晶体管(Q1或Q2)，并由此终止当前的开关周期。(可选地，还可闭合开关S1，S2而不是闭合开关S3，S4)。当控制器去除箝位时，会断开一个开关(假设为S3)，但会留下一个开关闭合(假设为S4)，从而使基极驱动变压器的控制绕阻T1a的一端可以附和其他绕阻的反射电压的方式自由移动。因此，“自由”端(在开关S4保持闭合的情况下为TX1)电压升至由正向偏执基极-发射极结电压确定的、经过基极驱动变压器反射的电压。当感测到TX1处的反射电压高于电源电压VDD时，控制器闭合开关S1使电流从GND轨流出，流经开关S4(保持闭合)、变压器绕阻TX1，最后从开关S1处流入电源轨VDD。在电源轨VDD处，电荷聚积在局部解耦电容C1上，以便使电压VDD升高。当VDD电压足以升至期望值(VREG)时，控制器再一次断开开关S2。当然，如果VDD电压已处在VREG，则可以在不需要额外电源的周期内不闭合开关S2。凭借使用交替开关于开关周期反相上交替这种模式，由出现的二倍于变流器开关频率的能量脉冲将VDD电源轨维持得非常接近期望电压VREG。
存在这样一种可能，从基极驱动变压器处产生的能量转移会引起双极结型晶体管的不充分基极驱动，由此产生不可预知的开关动作。，可通过在每个开关之间串联阻抗，如图11示出的用来限制变压器电流消耗以留下足够的基极驱动电流适当地启动每个双极结型晶体管的阻抗X1，X2，来避免出现上述情况。该阻抗可以为对于本领域一般技术人员是显而易见的电阻、电感、电流源或开关自身的阻抗。
图12示出了开关S1至S4的可能的开关状态，还示出了电源轨VDD上的电压、期望电压VREG和由图11所示电路中的TX1，TX2感测到的电压。
图21示出了一可行的优化方案，其中包括一带有附加解耦电容C2的附加电源轨VAUX。如图21所示，当VDD处电压优选为3.3V时，VAUX处电压可以为5V或类似电压。在这种情况下，静态保护二极管D1至D4耦接于VAUX之间，控制绕阻接地。此处的目的在于提供能够使系统在抽拉来自于控制变压器绕阻的控制电路功率的同时能够以可靠方式实现启动的方法。
在初始状态下，当变流器长期未运行时，可以假设电容C1，C2已被充分放电。相应地，为了在变流器中启动振荡，控制器不能提供激励脉冲。假设，设置了某一用于启动振荡的机构(如图2中所示的双向开关二极管)。这一启动足以接通双极结型晶体管Q1，使双极结型晶体管基极-发射极电压反射至正向偏置二极管对D1，D4，由此为辅助轨解耦电容C2充电。因为将C2的值选择的小，由此需要相对小的能量将VAUX电压从零提升至足以为控制器供电使该控制器在低功耗模式下运行的电压值。从这点出发，控制器保持作为振荡器的控制基本级别，在最大频率上交替闭合开关S3，S4以确保输出端产生的电压不会超过目标输出电压。由此同时，控制器还交替闭合开关S1，S2，以使穿过绕阻T1a的电压通过阻抗X1，X2为VDD轨充电。经过多个开关周期后，VDD轨处的电压最后升至目标电压(本例中为3.3V)以上。此时，控制器变换模式，因为VDD轨现在具有足以维持正常运行的电荷。这样，控制器现在可以开始调整开关频率并执行更多的高级功能。由于VDD处的供电现略微高于目标电压，控制器变换开关S1至S4的开关相位，以便将电荷从VDD轨处去除，从而使VDD轨电压下降。图27示出了实例波形。控制器由此可以通过修改开关定相或逆相(开关式)或优选通过线性相位调制来调整VDD轨电压。
参照3至图13，给出了一个在猝发模式下运行的半桥谐振应用，其中每次“猝发”包括奇数个半周期(如图13所示的三个半周期)。VBRIDGE和VMID分别代表经过电桥的电压和中点电压。如果每次猝发开始于前次猝发的相位上，则由初级开关Q1，Q2传输的潜在DC电流为非零，由此导致中点电压VMID偏离理想值。目前存在有用于抑制这一趋势的方法，诸如确保每次猝发包括较大量的脉冲。然而，此类方法通常需要容易产生来自于变压器及相关元件的音频噪声的低频猝发重复率。图14示出了另一种方法，在该方法中，控制器产生偶数个变流周期以维持平衡。然而，该方法需要第一、第二脉冲传输的功率是均衡的，这一需要并不适合于具有诸如双极结型晶体管等开关速度相对较慢的装置的谐振变流器。
可通过第一猝发策略来避免低负载状态下的不稳定运行。在该第一猝发策略中，如图15所示，在开始于前次猝发反相位的猝发内产生功率循环。这样，凭借产生的脉冲的顺序，消除了功率的不对称性。
如图16所示，可以使控制器产生如此交替猝发的一可用实施例采用了能够确定脉冲猝发启动相位的触发器。时钟输入端由BURSTENABLE信号驱动。该BURSTENABLE信号在每次猝发开始时记一次触发。该触发器输出端的BURSTPHASECONTROL信号被用于例如通过控制用于启动猝发的开关S1，S2来控制每次猝发的开始相位。
可选地，通过第二猝发策略避免来避免低负载状态下的不稳定运行。在该第二猝发策略中，在结束于前次猝发反相位的猝发内产生功率循环。这样，如图17所示，一个可采用的实施例与前述实施例相似，除了时钟输入端是由BURSTENABLE反相信号驱动以在每次猝发结束时记一次触发之外。该触发器输出端的BURSTPHASECONTROL信号于是被用于控制每次猝发的结束相位。在不同情况下，可由全部控制回路的特性来决定每次脉冲猝发的重复率和持续时间。
此外，还可采用由第一、第二猝发策略的结合而建立的第三策略来避免低负载状态下的不稳定运行。在第三猝发策略中，在开始并结束于前次猝发反相位的猝发内产生功率循环。这种策略是特别合适的，因为对于猝发中的不同脉冲而言，传递的电荷量不同，由此每个脉冲在下一次猝发时相应地被抵消掉。
还可以使用另一策略，在该策略中控制每次猝发的起始脉冲与前次猝发的最后一个脉冲相反。可以使用与图16、17所示内容相似的配置。在每次猝发结束时，确定并颠倒脉冲相位，并使用该脉冲设置下一次猝发的起始脉冲相位。这样，每次猝发可有效地从带有下一个逻辑定相脉冲的前次猝发继续发展下去。
在上述的每条策略中，每次脉冲猝发的重复率和持续时间可由全部控制回路的主要线路、负载状态和特性来决定。轻量负载状态或较高的线电压会将大部分时间花费在低功率模式下。猝发的重复率依赖于由线路、负载情况以及整个回路增益、极点和零点的数量及位置决定的整个控制回路的特性反应。举例来说，具有相对较快的瞬态响应的系统会有一个较快的猝发重复率。
在激励脉冲的每次猝发之间，变流器优选完全不执行任何功率变换。同样，在猝发间隔时间内，变流器将被运行在如上所述的低功率模式下。当在低功率模式下时，通过维持一穿过控制绕阻的短路来抑制变流器的振荡。如同接下来要描述的那样，猝发模式由此可被看作是控制器在无负载或低负载状态下进入和周期性退出低功率模式的自然结果。
下面介绍一种用于精确估算诸如半桥式、全桥式和库克变流器等带有交流耦合初级线圈的变流器输出电流的方法。这样的组合适于集成入主系统控制器，并且同样可以被用于去除变流器次级侧的电流感测装置，以节省产品成本并消除使用光隔离器的需要。
该方法感测出穿过与上述主变压器初级绕阻串联的电流感测电阻RCS的电压，使用全波整流和滤波获得一精确模仿平均整流过的初级电流的信号。如果变换效率相当高的话，平均整流过的初级电流近乎于接近地模仿变流器的输出电路。参照图18、19，电压VCS出现在电流感测电阻RCS的两端，并由整流块RECT全波整流以生成CERT，之后由低通滤波器FILT为CRECT滤波由此生成代表平均整流初级电流的CAVG信号。电阻R7、电容C8和放大器AMP2一起构成一积分器。该积分器用于求CAVG与CC之间误差积分，以及求代表期望的恒定电流限制的信号的积分，以生成CONTROL信号。
图20给出了该方法的可行实施例。精密比较器COMP3感测到VCS波形的零交点，生成表明VCS波形极性的信号CPOL。信号CPOL用于控制将整流过的VCS电压传送给实施滤波及放大功能的放大器AMP3的模拟开关S5，S6，以生成提供给误差放大器AMP4及相关元件的信号CAVG。误差放大器AMP4的输出信号CONTROL被用来控制使用脉冲宽度调制、脉冲频率调制或其他功率计量组合的变流器功率计。
尽管图20中描述的实施例使用比较器COMP3和开关S5，S6来实现整流，但本领域一般技术人员可以知晓用作整流器的其他方案。
下面，将介绍两种用于确定控制器应该在何时进入低功率模式的替代方法。这两种方法依赖于对于初级绕阻电流某一方面的测量。下文还将介绍用于确定控制应该何时退出低功率模式的第三方法。
在第一方法中，测量初级绕阻电流的输入功率，并将其与一门限进行比较，以确定进入低功率模式的时机。如图22所示，由可编程逆变器构成一简单的模拟混频器。该模拟混频器受控于数字输入，该数字输入的级别反映桥路开关电压。为了估算实际输入功率，需要完成如下功率积分计算：
P = ( 1 T ) ∫ v i .. d t , 其中：
T＝开关周期
v＝桥路电压
i＝初级电流
在这种情况下，该桥路电压为时间函数，结果是：
当0<t<T/2时，v＝V，并且
当T/2<t<T时，v＝-V。
因此，由下列等式求出输入功率：
P = V T &lsqb; &Integral; 0 T / 2 i . d t - &Integral; T / 2 T i d t &rsqb;
根据输入电压及平均电流将上述等式表达如下：
P = V ( I &OverBar; 0 T / 2 - I &OverBar; T / 2 T ) , 其中：
为0<t<T/2期间内的平均电流；
为T/2<t<T期间内的平均电流。
图22中的局部原理图体现了包含在等式括号内的函数。信号VPOL随着控制器中的主定时振荡器的延迟形式生成，或可选地由控制器响应用于断开感测比较器的输出来生成。该断开感测比较器用于感测如上文所述的双极结型晶体管工作期的结束。VPOL提供控制开关S7，S8的时序，以使输入平均器AMP1接收桥路输入的正常形式或反相形式。注意：这一原理图与图20示出的原理图极为相似，差别仅在于开关S7，S8之间的时序；以及使用了相当于电压整流的VPOL，而不是由CPOL代表的电流整流。这样，图22中的原理图生成了代表初级电流实部的CAVGR。
然后，将CAVGR与门限THR相比较，以生成由控制器使用以进入低功率模式的输出ENTERLOW。
在可用来代替第一方法的第二方法中，平均化全部初级电流并将该初级电流与一基准相比较。该基准为工作频率函数。选择与图3所示变换器相似的、带有脉频调制(PFM)控制的标准谐振变换器，图25中给出的曲线示出了平均初级电流和电源电压范围内的开关频率。
由开关频率构成一信号，以设置一比较平均电流的、如图25中标注有“门限”的虚线所示的门限。通过比较测量的桥路平均电流和该门限，可以确定变流器进入低功率模式的合适点。
图23示出了一可行的实施例。主控制回路放大器AMP6通过求感测到的输出电压(VFB)与期望基准电压(VDES)之差的积分，生成一信号VCTRL。VCTRL控制一压控振荡器VCO1，生成用于设置变流器开关频率的时钟信号CLOCK。设置压控振荡器以使CLOCK频率与电压VCTRL成反比。比较器COMP5将由CAVG表示的平均初级电流与由电阻R17，R18按比例调节的VCTRL相比较，以便生成信号ENTERLOW。
这两种可替换方法(如上文所述)可以控制低功率模式的进入。当变流器处于低功率状态下时，未发生功率转换，从而使表示初级电流的任意信号为零或无效。因此，还需要第三方法来控制从不依赖于感测到的初级电流值的低功率模式中的退出。
该第三方法通过比较主控制回路参数VCTRL当前值与VCTRL前次存储值来实现。当控制器进入低功率模式时，捕获到VCTRL值，并将该值作为比较VCTRL当前值的门限使用(需要注意的是，VCTRL值通常会在控制器进入低功率猝发模式时下降)。在进入低功率猝发模式之后，变流器的输出电压有可能变弱，由于任意残余的输出负载，使VCTRL再次上升。当VCTRL上升至前次捕获值之上时，控制器退出低功率模式。在没有负载或施加的负载较小的情况下，控制器会使变流器执行一短暂的功率转换猝发，在此之后变流器将再次进入低功率模式。相应地，上述猝发模式可被看成是上述控制方法的必然结果。在已向变流器施加负载的情况下，控制器仅仅是不会再次进入低功率模式，而且会继续允许或激励变流器振荡并向负载提供电源。
图26给出了这一方法的可行实施例的局部原理图。当输入信号ENTERLOW(来自于上述两种方法之一)为高电平时，设置RS触发器U1，以激励SAMPLEn为低电平并断开开关S9，从而将VCTRL电压存储在电容C14中。比较器COMP6比较VCTRL的当前值与之前的存储值。(当电阻R19，R20的电阻值选定为R20>>R19时，电阻R19，R20可以提供抗扰性)。在VCTRL的当前电压升至存储于电容C14中的电压值之上时，比较器COMP16激励输出EXITLOW为高电平，以重置触发器U1并强制BURSTENABLE为低电平，由此退出低功率模式。如上所述，仅由激励脉冲的短暂猝发便可实现低功率模式的退出。由此，变流器被认为是在猝发模式下运行，或者可选择地，当负载施加于变流器时，低功率模式的退出会持续较长的一段时间。
在图10示出的配置中，使用电流感测电阻RCS提供用于表明初级电路中存在电流的电压。该电压被施加至控制器，举例来说，通过载有该控制器的芯片上的专用引脚将该电压施加至控制器。该电压信号的有效性提供了一可选方式，以确定负载绕阻中的电流，而非监视控制绕阻中的电流。通过使用替换掉控制绕阻两端电压的该电压信号，控制器能够确定从控制绕阻两端去除短路的时机。同样地，该电压信号还可被用于确定施加短路的时机。这样，如上所述，一替代方法可以监视负载电流，并可替代控制绕阻测量电压使用，或者甚至结合控制绕阻测量电压使用。
在本说明书中提到了二极管。本领域一般技术人员知晓可以不同方式来应用二极管或二极管的功能。标准二极管构造包括简单的PN结，但可也以其他使用较复杂结构的方式来设置二极管或二极管的功能，举例来说，场效应晶体管可被当作二极管使用。因此，本说明书中提到的二极管并不限制于简单的PN结，而是适用于能够提供二极管单向功能的任意部件或元件。
总之，上述实现耦合于控制绕阻的变流器控制芯片的各种方法和实施例彼此间可任意组合使用。如上所述，控制芯片可以是一控制器，在附图中标记为“Z”。该控制器具有四个受控于控制芯片内部的开关控制器。

Claims (14)

1.一种控制变流器的方法，该变流器具有作为开关使用的双极结型晶体管，所述双极结型晶体管的基极与激励绕阻连接，所述激励绕阻磁性耦合于承载所述变流器的负载电流的负载绕阻，由此通过控制磁性耦合于所述激励绕阻的控制绕阻来实现对于所述变流器的控制，该方法包括：
在所述控制绕阻两端选择性地提供一短路；
监视所述负载绕阻的负载电流；以及
当所述负载绕阻的负载电流降至大于零的第一门限值以下时，去除所述短路。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述负载绕阻的负载电流降至第二门限值以下时，选择性地施加所述短路。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，通过监视与所述负载绕阻串联的电阻元件的两端电压，来监视所述负载绕阻的负载电流。
4.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，参照所述控制绕阻中的电流来监视所述负载绕阻的负载电流。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，基于所述控制绕阻和所述激励绕阻之间的匝数比来确定所述第一门限值。
6.根据权利要求1所述的方法，还包括：
在去除所述短路之后，将所述控制绕阻与电源连接，以引导所述激励绕阻中的电流将电荷从所述双极结型晶体管的基极去除。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，还包括：
当所述激励绕阻中的电流降至第三门限值以下时，从所述控制绕阻上断开电源。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述第三门限值基本上为零。
9.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述第一门限值以所述双极结型晶体管的瞬时集电极电流为基础。
10.变流器的控制器，该变流器包括作为开关使用的双极结型晶体管，所述双极结型晶体管的基极与激励绕阻连接，所述激励绕阻磁性耦合于承载所述变流器的负载电流的负载绕阻，所述控制器包括：
第一、第二控制绕阻连接，用于连接与所述负载绕阻和所述激励绕阻磁性耦合的控制绕阻；
第一开关，耦合于所述第一、第二控制绕阻连接之间；
电流监视元件，用于监视所述负载绕阻中的负载电流；以及
开关控制器，用于选择性的闭合所述第一开关，以在所述第一、第二控制绕阻连接两端设置一短路，此外还用于在所述电流监视元件确定所述负载绕阻中的负载电流降至大于零的第一门限值以下时，断开所述第一开关。
11.根据权利要求10所述的控制器，其特征在于，当所述负载绕阻中的负载电流降至第二门限值以下时，所述开关控制器选择性地闭合所述第一开关。
12.根据权利要求10或11所述的控制器，其特征在于，所述电流监视元件通过参照串联于所述负载绕阻的电阻元件的两端电压来监视所述负载绕阻中的负载电流。
13.根据权利要求10或11所述的控制器，其特征在于，所述电流监视元件通过参照所述第一、第二控制绕阻连接两端的电压来监视所述负载绕阻中的负载电流。
14.根据权利要求10或11所述的控制器，其特征在于，还包括：
第二开关，耦合于所述第一控制绕阻连接和电源之间；其中，
所述开关控制器用于在所述第一开关被断开之后闭合所述第二开关，以引导所述激励绕阻中的电流将电荷从所述双极结型晶体管的基极去除。
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