CN101340150A

CN101340150A - 开关电源装置

Info

Publication number: CN101340150A
Application number: CNA2008100990472A
Authority: CN
Inventors: 西川幸广
Original assignee: FUJI ELECTRIC ELECTRONIC Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2007-07-02
Filing date: 2008-05-15
Publication date: 2009-01-07
Anticipated expiration: 2028-05-15
Also published as: US7746672B2; DE102008027054A1; JP5167705B2; JP2009017629A; DE102008027054B4; US20090010027A1; CN101340150B

Abstract

本发明涉及一种开关电源装置，能够抑制与开关电源装置的控制电路连接的平滑电容器的静电电容的增加，并且能够使用小型且成本低的平滑电容器，能够降低电耗并且能够减少变压器产生的可听频域的声音。该开关电源装置包括：直流电源(1)，具有一次、二次和三次绕组的绝缘变压器(3)，以及开关元件(2)，通过使开关元件(2)导通、断开，对在绝缘变压器(3)的二次绕组(3c)上产生的高频电压进行整流，从而获得直流输出，其中，利用控制元件(2)的导通、断开等的控制电路(6)，尤其能够降低待机时(脉冲串模式)的电耗。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及一种从直流电源获得绝缘的直流输出的开关电源装置，特别涉及一种能够降低待机时的电耗的开关电源装置。

背景技术

近年来，作为全球变暖的对策，电力设备的低耗电化正在不断进步。尤其是，为了降低电力设备不在使用时所消耗的电力，提出了许多关于具有仅向装置供给必需的最小限度的电力的待机模式的开关电源装置的发明。(参照专利文献1、2)

在图10中表示具有与专利文献1、2中记载的装置相同的结构的开关电源装置的例子。参照图11说明其动作。

在待机模式中，通过比较器6h对直流输出电压的反馈信号VFB和预先设定的阈值Vth(H)、Vth(L)的大小进行比较，向逻辑电路6a传送信号VCMP，使得在反馈信号VFB的电平低于阈值Vth(L)的期间，停止开关元件的导通、断开，在反馈信号VFB的电平超出阈值Vth(H)的期间，使开关元件导通、断开。其结果，通过间歇性地产生开关元件2的门极电压VGS，能够进行降低每单位时间的开关次数、减少电耗的所谓短脉冲串振荡控制(burst oscillation control)。

在图10的电路中，控制电路6的电源通过对设置在绝缘变压器3上的辅助绕组3b所产生的电压进行整流平滑而获得，但是，因为在停止开关元件的导通、断开的期间不向控制电路6供给电源，所以由于控制电路6的电力消耗，控制电路6的电源电压VCC降低。其间，如果直流输出电压低于设定电压，反馈电压VFB超出阈值Vth(H)，则开关元件再次开始导通、断开，从而直流输出电压上升，并且控制电路的电源电压VCC也上升，继续进行短脉冲串振荡动作。

图12是与专利文献3中记载的装置为相同的结构的开关电源装置的另一个示例。

在图12的电路中，在待机模式中，通过控制信号cont1使开关17断开，将微型计算机15的电源切换为来自绝缘变压器的二次绕组3c的电源，由此，不向光电二极管8a供给电源，使光电晶体管8b断开。其结果，因为停止从绝缘变压器的辅助绕组3b向控制电路6的电源供给，所以从启动电路6g供给控制电路6的电源。

此时，连接在控制电路6的电源上的电容器5被充电，当电源电压VCC上升到规定的电压时，定时器电路6d再次停止来自启动电路6g的电源供给。于是，电容器5由于控制电路6的电力消耗而电压降低。当电源电压VCC降低到规定的电压时，定时器电路6d再次开始来自启动电路6g的电源供给。通过这样的动作，控制电路的电源电压VCC以规定的电压振幅上升、下降，成为三角波形。定时器电路6d对该三角波的周期进行计数，例如每两个周期对逻辑电路6a进行控制，在开关元件2上施加PWM电路6b的输出。而且，使控制开关元件2的周期为电容器5的放电期间，即三角波的下降期间，以此继续短脉冲串振荡动作。

在图10中，连接静电电容大的平滑电容器，使得在直流输出的输出电力低于控制电路的电耗的条件下，例如无负载等，在反馈信号VFB的电平低于阈值Vth(H)的期间，控制电源的电压降低，并且不低于控制电路的最低动作电压Vuv。静电电容大的平滑电容器较为大型，不仅妨碍开关电源的小型化，而且导致成本增加。

此外，在图12的电路中，启动电路的电耗是直流电源1的电压与控制电源电压VCC的差值电压和流过启动电路的电流的乘积，导致待机时电耗增加。此外，当由开关17切换供给微型计算机15的电源时，在切换的瞬间产生电压变动，存在在微型计算机中产生错误动作等问题。进一步，在开关元件2开始开关动作时，使电容器CS的电压逐渐上升，开关元件2的脉冲宽度逐渐变宽，进行软启动动作，抑制流过绝缘变压器3的电流的急剧变化，减少绝缘变压器3产生的可听频域的声音(audible sound)。但是，在开关元件2停止振荡时，从在绝缘变压器3中流过电流的状态突然变为没有电流流过的状态，因此存在减少可听频域的声音的效果降低的问题。

专利文献1：日本特开2002-136125号公报

专利文献2：日本特开2004-088959号公报(对应美国专利USP6,903,945，对应中国专利CN 1311618C)

专利文献3：日本特开2000-270546号公报

发明内容

根据上述内容，本发明的课题在于，抑制与控制电路连接的平滑电容器的静电电容，使得能够使用小型且低成本的平滑电容器，在减少电耗的同时减少变压器产生的可听频域的声音。

为了解决上述课题，第一方面的发明是，一种开关电源装置，包括直流电源，具有一次、二次和三次绕组的绝缘变压器，以及开关元件，通过使上述开关元件导通、断开，对在上述绝缘变压器的二次绕组上产生的高频电压进行整流，从而获得直流输出，其特征在于，设置有：

与上述直流输出连接的电压稳定单元，和将对在上述绝缘变压器的三次绕组上产生的电压进行整流平滑而得到的电压作为控制电压，控制上述开关元件的导通、断开的控制单元，

该控制单元包括：对使输出电压恒定的反馈信号和载波信号的大小进行比较，控制上述开关元件的导通时间的第一控制单元；控制上述控制电源电压的第二控制单元；以及根据上述直流输出的负载状态选择上述第一控制单元和上述第二控制单元中的任一个的动作模式切换单元，

而且，上述第二控制单元中设置有使上述控制电压与第一阈值和第二阈值进行比较的至少一个比较单元，在控制电压低于第一阈值时，输出控制上述开关元件的导通、断开的允许开关信号，在控制电压超出第二阈值时，输出使开关元件断开的不允许开关信号。

第二方面的发明是，一种开关电源装置，包括直流电源，具有一次、二次和三次绕组的绝缘变压器，以及开关元件，该开关元件串联连接有两个，并与上述直流电源并联连接，通过使这两个开关元件交替地导通、断开，对在上述绝缘变压器的二次绕组上产生的高频电压进行整流，从而获得直流输出，其特征在于，设置有：

与上述直流输出连接的电压稳定单元；和将对在上述绝缘变压器的三次绕组上产生的电压进行整流平滑而得到的电压作为控制电压，控制上述开关元件的导通、断开的控制单元，

该控制单元包括：对使输出电压恒定的反馈信号和载波信号的大小进行比较，控制上述开关元件的导通时间的第一控制单元；控制上述控制电压的第二控制单元；根据上述直流输出的负载状态选择上述第一控制单元和上述第二控制单元中的任一个的动作模式切换单元，

在上述第一方面或第二方面的发明中，上述第一阈值能够设定得比上述控制单元的最小动作电压高(第三方面的发明)，或者，上述控制单元能够具有使控制电源电压上升的充电单元，该充电单元根据规定的充电停止电压和再次充电开始电压的各检测信号控制充电期间，上述第一阈值设定得比上述再次充电开始电压高(第四方面的发明)。此外，在第一方面～第四方面中的任一项发明中，上述第二阈值能够以上述直流输出比输出电压设定电压低的方式设定。(第五方面的发明)。

在第一方面～第五方面中的任一项发明中，上述第二控制单元能够包括电容器和充放电单元，该充放电单元在输出上述允许开关信号的定时对该电容器进行定电流充电、在输出上述允许开关信号的定时对该电容器进行定电流放电，以上述电容器的电压值作为上述开关元件的导通脉冲宽度值(第六方面的发明)，在该第六方面的发明中，根据上述第二控制单元的电容器的电压值，使设定在上述第一控制单元中的载波信号的倾斜度变化(第七方面的发明)，在第六方面或第七方面的发明中，通过维持上述第二控制单元的电容器为满充电状态，使上述第一控制单元的动作优先进行(第八方面的发明)。

发明的效果：

(1)根据第一、第二方面的发明，能够对微型计算机供给稳定的电力，并且能够降低待机时的电耗。

(2)根据第三方面～第五方面的发明，控制电源不会低于最低动作电压，能够降低待机时的电耗。

(3)根据第六方面或第七方面的发明，能够减少短脉冲串振荡所特有的由绝缘变压器产生的可听频域的声音，根据第七方面的发明，能够简化控制电路。

(4)根据第八方面的发明，能够进一步稳定向微型计算机的电力供给。

附图说明

图1为表示本发明的实施方式的电路结构图。

图2为表示图1的控制电路具体示例的电路图。

图3为表示图1的输出电压调整电路的具体示例的电路图。

图4为图1的控制电路的动作波形图。

图5为表示控制电路的另一具体示例的电路图。

图6为表示控制电路的又一具体示例的电路图。

图7为说明图6的动作的波形图。

图8为表示控制电路的又一具体示例的电路图。

图9为表示本发明的另一实施方式的电路图。

图10为表示第一现有例的电路结构图。

图11为图10的动作说明图。

图12为表示第二现有例的电路结构图。

符号说明

1……直流电源，3……绝缘变压器，4、10、12……二极管，5、9f、11、21……电容器，6……控制电路，600……第一控制单元，600a、9a、9b、9c、9d、9e……电阻，601……第二控制单元，601a、601b……比较器，601c……触发器电路，601d……充放电单元，602……动作模式切换单元，602a、602d、602e……与门，602b、602c……或门，604……开关电路，6a……逻辑电路，6b……PWM比较器，6c……载波信号产生电路，6d……定时器电路，6e……误差增幅单元，6f……软启动单元，6g……启动电路，6h……电压比较单元，8a……光电二极管，8b……光电晶体管，9……电压调整电路，9g……并联稳压器(shunt regulator)，14……负载，15……微型计算机，16……电压稳定单元，20……栅极驱动单元

具体实施方式

在图1中表示基于第一方面的本发明的实施方式的开关电源装置的电路结构。如图所示，其特征是将来自微型计算机15的切换信号cont1导入控制电路6，和设置有用于使微型计算机15的输入电压稳定的电压稳定单元16这两点，其他均与图10、图12相同。其中，作为电压稳定单元16，能够利用例如斩波(chopper)控制电源、串联稳压器电源等公知的单元，因此省略其详细说明。

而且，对于来自微型计算机15的切换信号cont1，在其与变压器的一次侧之间，通过光耦合器等进行绝缘。在以下各实施方式中也同样。

图2为表示控制电路的具体示例的电路图，大致包括：由电阻600a、比较器600b和载波信号产生单元600c构成的第一控制单元600；由比较器601a、601b和触发器601c构成的第二控制单元601；以及由与门602a和或门602b构成的切换单元602。其中，6a表示逻辑电路，6g表示启动电路。

进一步详细说明。第一控制单元600对用于将输出电压控制为恒定的反馈信号VFB和从载波产生单元6c输出的载波信号的大小进行比较，控制开关元件2的导通时间。第二控制单元601对控制电源电压VCC进行控制，切换单元602根据负载状态选择上述第一控制单元、第二控制单元中的任一个。

图3是表示输出电压调整电路9的具体示例的电路图，由电阻9a～9e、电容器9f和并联稳压器9g等构成。其中8a是光电二极管。

并联稳压器9g对内置的基准电压(例如2.5V，未图示)和由电阻9a、9b对输出电压进行分压而得到的电压的误差进行增幅，调节在光电二极管8a中流动的电流。电阻9c是光电二极管8a的电流限制电阻，电阻9d被设定为使得在并联稳压器9g中流过必需的最小限度的电流的值。此外，电阻9e和9f设定反馈常数(feedback constants)。

即，在输出电压比由并联稳压器的基准电压和电阻9a、9b的分压比所决定的规定的电压低的情况下，使流过光电二极管8a的电流减少。其结果，使从连接在图2的基准电压Vref1上的电阻600a供给的、流过光电晶体管8b的电流减少，反馈电压VFB上升。在输出电压比由并联稳压器的基准电压和电阻9a、9b的分压比所决定的规定的电压高的情况下，使流过光电二极管8a的电流增加。其结果，从电阻600a供给的流过光电晶体管8b的电流增加，反馈电压VFB降低。通过这一系列的动作，将输出电压控制为恒定。

图4为说明图1的动作的波形图。下面，参照图2～4对图1的动作进行说明。其中，在向负载14供给电力的通常模式中，由微型计算机15输出的切换信号cont1是H电平，在不向负载14供给电力的待机模式中，切换信号cont1是L电平。

首先，在待机模式中cont1是L电平，输入到控制电路6的VSTB为L电平。在这种状态下，在输出门脉冲(gate pulse)VGS的期间控制电源电压VCC上升，当VCC超过VCH时，第二控制单元601的允许开关信号VEN成为L电平(参照图4)。其结果，动作模式切换单元602的输出为L电平，不输出门脉冲VGS。

VCC由于控制电路6的电力消耗而逐渐降低，当其电压值低于VCL时，VEN为H电平。其结果，动作模式切换单元602的输出是，通过第一控制单元600，向逻辑电路6a输入由反馈信号VFB和载波信号产生单元6c的输出的大小关系所决定的信号，因此，输出门脉冲VGS，VCC再次上升。即，VCC在VCH与VCL之间往复变动，成为在VCC的上升期间输出门脉冲VGS，在VCC的下降期间不产生门脉冲VGS的短脉冲串振荡动作，电路的损失降低(参照图4)。

接着，在通常模式中，cont1是H电平，输入到控制电路6的VSTB为H电平。或门602b的输出是与允许开关信号VEN的电平无关的H电平，因此，来自第一控制单元600的输出信号(载波信号)输入逻辑电路6a，成为通常的PWM控制。

而且，切换通常模式和待机模式时，输出电压V1产生变动，但因为微型计算机15的输入电压通过电压稳定单元16被稳定，所以能够避免错误动作等问题。

此处，通过将第二控制单元601的阈值VCL的值设定得比控制电路6的最低动作电压Vuv高，能够在VCC下降，控制电路6停止之前输出门脉冲VGS。即，因为在控制电路6停止之前VCC再次上升，所以连接在VCC上的平滑电容器5的电容也可以较小，能够使用小型的电容器。

并且，通过将第二控制单元601的阈值VCL的值设定得比启动电路6g的再次充电开始电压高，能够在VCC下降，启动电路动作之前输出门脉冲VGS。即，因为在控制电路6停止之前，VCC再次上升，所以不会伴随启动电路的动作而产生损失，能够降低待机时的电耗。

进一步，以在直流输出电压V1达到输出电压设定值之前，不输出门脉冲VGS的方式设定第二控制单元601的阈值VCH的设定值。

在通常模式中，当直流输出电压V1低于输出电压设定值时，图3的输出电压调整电路9使流过光电二极管8a的电流降低。其结果，使通过第一控制单元的电阻600a流过光电晶体管8b的电流降低，反馈电压VFB上升，门脉冲VGS的脉冲宽度增加，使得直流输出电压V1上升。

另一方面，当直流输出电压V1超出输出电压设定值时，使流过光电二极管8a的电流增加，流过光电晶体管8b的电流增加。因此，反馈电压VFB下降，门脉冲VGS的脉冲宽度减少，使得直流输出电压V1降低。通过这样的动作，将直流输出电压V1控制为恒定。

在待机模式中，因为在达到输出电压设定值之前不输出门脉冲VGS，几乎没有电流流过光电二极管8a，所以输出电压调整电路9的电阻9c中的损失很少，能够减少待机时的电力消耗。

图5表示控制电路的另一具体示例。与图2的不同点在于，在第二控制单元601中添加了电容器CSE、电容器CSE的充放电单元601d和比较器601e。由此，将由比较器601e对电容器CSE的电压值和载波信号产生单元6c的输出信号的大小关系进行比较的结果，作为待机模式中的门脉冲VGS的脉冲宽度而输出。

即，在允许开关信号VEN成为H电平的定时，通过连接在基准电压Vref1上的充放电单元601d对电容器CSE进行定电流充电，由此，在开关开始动作时，使门脉冲VGS的脉冲宽度逐渐增加。该动作与图12的软启动动作同样，能够抑制流过变压器的励磁电流的变化率，减少变压器产生的可听频域的噪音。

与图12的不同点在于，在上述软启动动作的基础上，在允许开关信号VEN成为L电平的定时对电容器CSE进行定电流放电，由此，使门脉冲VGS的脉冲宽度逐渐减小。并且，在电容器CSE的电压几乎为零的时刻，进行不产生门脉冲的软结束(soft-end)动作。在使开关停止动作时，也能够抑制流过变压器的励磁电流变化率，由此，能够进一步减少变压器产生的可听频域的噪音。从而，即使不使变压器浸渍清漆等，也能够减小可听频域的噪音，并带来降低变压器成本的效果。

图6表示控制电路的又一具体示例。与图5的不同点在于，根据电容器CSE的电压电平(VCSE)，使载波信号的倾斜度产生变化。

图7是用于说明在载波信号的倾斜度恒定的情况下(图7(a))、和产生变化的情况下(图7(b))的门脉冲VGS的脉冲宽度的差异的波形图。在图7(b)表示的示例中，随着电容器电压VCSE的上升，载波信号上升直至规定振幅的倾斜度逐渐减小。

即，当随着电容器电压VCSE的上升载波信号的倾斜度变小时，与载波信号的倾斜度恒定的情况相比，开关开始动作时的门脉冲宽度较短(较窄)。其结果，能够进一步减少变压器产生的可听频域的噪音，能够达到几乎听不到的程度。

图8表示控制电路的另一具体示例。其相对于图5、图6所示的电路，特征在于添加有开关电路604。

开关电路604的一端连接在与充放电单元601d和电阻600a连接的基准电压Vref1上。

在图8中，在通常模式下，VSTB为H电平，开关电路604导通，使电容器CSE处于直至Vref1的满充电状态。另一方面，在待机模式下，VSTB为L电平，开关电路604断开，使电容器CSE基于允许开关信号VEN进行充放电。

在这里，比较器600b为三输入型，将电容器CSE的电压和反馈电压VFB中的任一个较低的值与载波信号进行大小比较。在通常模式下，因为通过使开关电路604导通，使电容器CSE处于直至Vref1的值的充电状态，所以其电压比反馈电压VFB高。因此，在三输入型的比较器600b中，进行比较VFB和载波信号的通常的PWM动作。此外，在待机模式下，因为以直流输出电压V1不会达到输出电压设定值的方式进行设定，所以没有电流流过光电二极管8a，反馈电压VFB为Vref1，另一方面，因为电容器CSE的电压为根据VCC的值与作为阈值的VCL和VCH的比较结果，通过充放电单元601d进行充放电动作所得的电压，所以比反馈电压VFB低。从而进行上述那样的软启动动作和软结束动作。即，在通常模式和待机模式下，不需要不同的比较器，能够简化动作模式切换电路602，因此使控制电路的成本降低。

图9为表示本发明另一实施方式的结构图。

该电路的特征点是，与直流电源1并联地连接有开关元件2a和2b的串联电路，是下述类型的电路(共振型电源)：通过使开关元件2a和2b交替地导通、断开，使电容器21和绝缘变压器3的励磁电感或漏电感进行串联共振动作，向变压器二次侧供给共振能量。而且，虽然表示了通过绝缘变压器3的辅助绕组3d驱动开关元件2b的例子，但也能够通过高耐压IC(IC：集成电路)、脉冲变压器进行驱动。

在图9的共振型电源中，通过绝缘变压器3被整流平滑的电压，例如直流输出电压V1、控制电路的电源电压VCC，与各负载状态无关，是与绕组3b、3c的匝数比大致成比例的电压。从而，不用担心直流输出电压V1异常地降低而低于电压稳定单元16的最低动作电压，由此，能够对微型计算机15进行稳定的电力供给。即，即使对于这样的共振型电源，也能够通过适用上述控制电路6，进行与上述完全相同的动作。

Claims

1.一种开关电源装置，包括直流电源，具有一次、二次和三次绕组的绝缘变压器，以及开关元件，通过使所述开关元件导通、断开，对在所述绝缘变压器的二次绕组上产生的高频电压进行整流，从而获得直流输出，其特征在于，设置有：

与所述直流输出连接的电压稳定单元；和将对在所述绝缘变压器的三次绕组上产生的电压进行整流平滑而得到的电压作为控制电压，控制所述开关元件的导通、断开的控制单元，

该控制单元包括：对使输出电压恒定的反馈信号和载波信号的大小进行比较，控制所述开关元件的导通时间的第一控制单元；控制所述控制电源电压的第二控制单元；以及根据所述直流输出的负载状态选择所述第一控制单元和所述第二控制单元中的任一个的动作模式切换单元，

而且，所述第二控制单元中设置有使所述控制电压与第一阈值和第二阈值进行比较的至少一个比较单元，在控制电压低于第一阈值时，输出控制所述开关元件的导通、断开的允许开关信号，在控制电压超出第二阈值时，输出使开关元件断开的不允许开关信号。

2.一种开关电源装置，包括直流电源，具有一次、二次和三次绕组的绝缘变压器，以及开关元件，该开关元件串联连接有两个，并与所述直流电源并联连接，通过使这两个开关元件交替地导通、断开，对在所述绝缘变压器的二次绕组上产生的高频电压进行整流，从而获得直流输出，其特征在于，设置有：

该控制单元包括：对使输出电压恒定的反馈信号和载波信号的大小进行比较，控制所述开关元件的导通时间的第一控制单元；控制所述控制电压的第二控制单元；根据所述直流输出的负载状态选择所述第一控制单元和所述第二控制单元中的任一个的动作模式切换单元，

3.如权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于：

所述第一阈值设定得比所述控制单元的最小动作电压高。

4.如权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于：

所述控制单元具有使控制电源电压上升的充电单元，该充电单元根据规定的充电停止电压和再次充电开始电压的各检测信号控制充电期间，所述第一阈值设定得比所述再次充电开始电压高。

5.如权利要求1～4中任一项所述的开关电源装置，其特征在于：

所述第二阈值以所述直流输出比输出电压设定电压低的方式设定。

6.如权利要求1～5中任一项所述的开关电源装置，其特征在于：

所述第二控制单元包括电容器和充放电单元，该充放电单元在输出所述允许开关信号的定时对该电容器进行定电流充电、在输出所述允许开关信号的定时对该电容器进行定电流放电，以所述电容器的电压值作为所述开关元件的导通宽度指令值。

7.如权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于：

根据所述第二控制单元的电容器的电压值，使设定在所述第一控制单元中的载波信号的倾斜度变化。

8.如权利要求6或7所述的开关电源装置，其特征在于：

通过维持所述第二控制单元的电容器为满充电状态，使所述第一控制单元的动作优先进行。