CN101582643B - 开关电源 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种开关电源，抑制开关电源中特别是开关频率的增加，使变换效率提高。作为形成开关电源的开关元件(Q1、Q2)的开关控制控制电路，设置：将直流输出电压控制在一定的设定值的误差放大部；用于根据该误差放大部的输出信号控制开关频率的振荡电路；根据输出信号，按照使元件(Q1、Q2)的接通时间彼此相等的方式进行脉冲宽度控制的脉冲宽度控制部PWM等，在输出信号为阈值电平以上时，基于振荡电路(VCO)的输出控制元件(Q1、Q2)的开关，在输出信号低于阈值电平时，将开关频率固定，并基于脉冲宽度限制部(PWM)的输出控制元件(Q1、Q2)的开关。

Description

开关电源
技术领域
本发明涉及一种从直流电源得到稳定化的直流输出的开关电源，尤其是涉及一种用于提高共振型电源的变换效率的技术。
背景技术
近年来，作为地球温暖化对策，正在寻求电气设备的低耗电力化。特别是内装于大致所有电气设备中的开关电源的高效率化成为课题。
开关电源中，从容易同时实现高效率和低EMI(电磁防碍)噪声的方面考虑，共振型电源有各种提案且已实用化(专利文献1、2等)。
图9表示与例如专利文献1中记载的开关电源装置相同的电路构成。下面，参照图10的波形图说明图9的电路动作。另外，图9中Vin表示直流电流，Q1、Q2表示MOSFET等开关元件，T1表示绝缘变压器，Lr表示漏感，Lm表示励磁电感，Np1表示初级绕组，Ns1、Ns2表示次级绕组，Lz表示电感器，Cr、Co表示电容器，D1、D2表示整流二极管，Ro表示负载，Cont表示控制电路，E/A表示误差放大装置，R1～R3表示电阻，IC1表示分路调整器，PC1表示光耦合器，P.Cont表示选通脉冲控制装置，VCO表示振荡电路。
如图9所示，绝缘变压器T1通过由漏感Lr、励磁电感Lm、初级绕组Np1、次级绕组Ns1、Ns2构成的等效电路表示。在直流电源Vin的正极和负极之间连接MOSFET元件Q1和Q2的串联电路，且将电感器Lz和绝缘变压器T1的初级绕组Np1和电容器Cr的串列电路与MOSFET的Q2并联连接，使Q1和Q2隔着无感时间彼此进行开关。由此，将绝缘变压器T1所具备的次级绕组Ns1、Ns2中发生的电压通过二极管D1、D2和电容器Co整流平滑，得到直流输出Vo。另外，电感器Lz通过由绝缘变压器T1的漏感Lr代用，由此也可以省略。另外，电感器Lz和绝缘变压器T1的初级绕组Np1和电容器Cr的串联电路，也可以代替MOSFETQ2而与Q1并联连接。
控制电路Cont由误差放大装置E/A、Q1和Q2的选通脉冲控制装置P.Cont构成。误差放大装置E/A将由电阻R1、R2分压直流输出Vo得到的信号和内装于分路调整器IC1的基准电压的误差放大信号由光耦合器PC1绝缘，传递到选通脉冲控制装置P.Cont。P.Cont由频率根据绝缘的误差放大信号FB而变化的振荡电路VCO、和输出选通脉冲G1、G2的选通脉冲生成电路G.Cont构成。G.Cont接受振荡电路VCO的输出，并隔开无感时间Td交互地输出同一脉冲宽度的选通脉冲G1、G2。另外，为将输出电压Vo控制在一定，在输出电压Vo超过设定电压后使VCO的振荡频率增加，在输出电压Vo低于设定电压后使VCO的振荡频率降低。
根据专利文献1，通过将Q1、Q2的接通时间宽度设定为长于由电感器Lz和漏感Lr和电容器Cr构成的串联共振电路中流过的串联共振电流的半波的期间，能够抑制在无负载到重负载的Q1、Q2的开关频率的变动。
该情况的Q1、Q2的电流波形IQ1、IQ2如图10所示，有由电感器Lz和漏感Lr和电容器Cr构成的串联共振电流流过的期间Ta；和由电感Lz、漏感Lr及励磁电感Lm和电容器Cr构成的串联共振电流流过的期间Tb这两个期间存在。另外，在Q1、Q2接通时，各自的两端电压成为零后才接通(零电压接通)，因此，不会产生接通损失，其结果能够容易实现高效率的开关电源。
另外，也有专利文献3、4中所示的情况。但是，专利文献3中记载的是不仅需要辅助开关而且是不能特别区别轻负载时和非轻负载时的方式，专利文献4中记载的是非轻负载的开关元件的控制与后述的该发明相同，但轻负载时的开关元件的控制方式不同。即，专利文献3、4中所示的与本发明的相比，都存在开关频率增加，变换效率降低的问题。
专利文献1：日本特许第3080128号
专利文献2：日本特许第2734296号
专利文献3：日本特开2001-314079号
专利文献4：日本特开2006-204044号
另外，专利文献1的控制中，由于零点压接通，因此，需要使Q1、Q2接通时从电感器Lz、漏感Lr、及励磁电感Lm放出的能量比未图示的MOSFETQ1、Q2的输出电容(寄生电容)中蓄积的能量大。因此，将励磁电感Lm设定为数百微亨利级这样较小的值，使截止电流增加。由于励磁电感中蓄积的能量未向次级侧排出，因此其成为无效电力，将励磁电感设定为越小，MOSFET元件Q1、Q2的导通损失越大，从而存在变换效率低下的问题。
另外，在图10的波形图的期间Tc，在整流二极管D1、D2上产生电流都未流过的期间，因此，ID1、ID2也存在峰值电流以及电流实效值较大，变换效率低下的课题。
发明内容
因此，本发明的课题在于，满足励磁电感带来的无效电力的降低、整流二极管的损失降低、开关频率的增加抑制中任一种，提高开关电源的变换效率。
为解决上述课题，本发明第一方面提供一种开关电源，在直流电源的正极和负极之间连接第一及第二开关元件的串联电路，将电感器和绝缘变压器的初级绕组和电容器的串联电路与所述第一或第二开关元件并联连接，使所述开关元件交互进行开关，由此将所述绝缘变压器所具备的次级绕组中产生的电压整流平滑，从而得到直流输出，其特征在于，
控制所述第一及第二开关元件的开关的控制电路具备：用于将所述直流输出电压控制在一定的设定值的误差放大电路、用于根据所述误差放大电路的输出信号电平来控制开关频率的振荡电路、将开关频率固定的频率固定电路、按照第一及第二开关元件的接通时间宽度彼此相等的方式进行脉冲宽度控制的脉冲宽度控制电路，
所述控制电路，在所述误差放大电路的输出信号电平为阈值电平以上时，基于所述振荡电路的输出控制所述第一及第二开关元件的开关，在所述误差放大电路的输出信号电平为阈值电平以下时，通过所述频率固定电路将开关频率固定，并基于所述脉冲宽度控制电路的输出来控制所述第一及第二开关元件的开关。
在第一方面的基础上，本发明第二方面提供一种开关电源，其中，可按照使所述第一及第二开关元件的接通期间比所述电感器和所述绝缘变压器的漏感和所述电容器的串联共振电流的半波长期间短的方式来设定所述绝缘变压器的初级-次级匝数比(权利要求2的发明)，在第一或第二发明的基础上，提供一种开关电源，其中，所述频率固定电路包含基准电压源和二极管，将所述误差放大电路的输出和作为所述阈值的所述基准电压源的电压进行比较，当所述误差放大电路的输出为所述基准电压源的电压以下时，基于所述基准电压源的电压将其固定在开关频率(权利要求3的发明)。
本发明第四方面提供一种开关电源，在直流电源的正极和负极之间连接第一及第二开关元件的串联电路，将电感器和绝缘变压器的初级绕组和电容器的串联电路与所述第一或第二开关元件并联连接，使所述开关元件交互进行开关，由此将所述绝缘变压器所具备的次级绕组中产生的电压整流平滑，从而得到直流输出，其特征在于，
控制所述第一及第二开关元件的开关的控制电路具备：用于将所述直流输出电压控制在一定的设定值的误差放大电路、用于根据所述误差放大电路的输出信号电平来控制开关频率的振荡电路、当所述误差放大电路的输出信号电平为阈值电平以下时将开关频率固定的频率固定电路、按照第一及第二开关元件的接通时间宽度彼此相等的方式进行脉冲宽度控制的脉冲宽度控制电路，
按照使所述第一及第二开关元件的接通期间比所述电感器和所述绝缘变压器的漏感和所述电容器的串联共振电流的半波长期间短的方式来设定所述绝缘变压器的初级-次级匝数比。
在上述第一～第四方面中任一方面的基础上，本发明第五方面提供一种开关电源，其中，在构成所述绝缘变压器的铁素体铁芯中未设置空气间隙(权利要求5的发明)，或者在第一～第四发明中任一方面的基础上，本发明第六方面提供一种开关电源，其中，所述振荡电路发生锯齿状波，将其作为所述脉冲宽度控制电路的载流子信号使用(权利要求6的发明)。
根据本发明第一、二及四方面，在从中负载到重负载的区域，控制开关元件的开关频率，并使其在调节输出电压的频率控制区域进行动作，进而将绝缘变压器的励磁电感设为较大的值，理想的是设为1mH。另外，将所述第一及第二开关元件的接通期间设定为比所述电感器和所述绝缘变压器的漏感和所述电容器的串联共振电流的半波长的期间短。由此，能够降低励磁电感带来的无效电力，能够降低整流二极管的损失。
另外，在从无负载到中负载的区域，通过设置按照将开关元件的开关频率固定，且第一及第二开关元件的接通时间宽度彼此相等的方式进行脉冲控制的脉冲宽度控制区域，由此，可抑制开关频率的增加。
根据第三方面，频率控制区域和脉冲宽度控制区域的切换可以顺畅地进行，可使切换动作稳定化。
根据第五方面，由于不在构成绝缘变压器的铁素体铁芯上设置空气间隙，励磁电感成为最大，从而可使无效电力最小。另外，能够降低磁通自空气间隙的泄漏，且能够降低铁素体铁芯中发生的涡电流损失。
根据第六方面，振荡电路发生锯齿状波，通过将其兼用做脉冲宽度控制装置的载流子信号，可使控制电路简化。
附图说明
图1是表示本发明实施方式的电路构成图；
图2是表示图1中使用的控制电路的具体例的电路图；
图3是图2的控制电路的频率控制区域的动作波形图；
图4是图2的控制电路的PWM控制区域的动作波形图；
图5是表示图2所示的控制电路的频率固定装置的变形例的电路图；
图6是图2的控制电路的频率特性图；
图7是适用了图2的控制电路时的在频率控制区域的主电路动作波形图；
图8是规格化电压变换率(M)和规格化开关频率(F)的关系说明图；
图9是表示现有例的电路构成图；
图10是表示图8的电路动作的波形图。
符号说明
Vin直流电源；Q1、Q2MOSFET；T1绝缘变压器；Lr漏感；Lm励磁电感；Np1初级绕组；Ns1、Ns2次级绕组；Lz电感器；Cr、Co、Ct电容器；D1、D2整流二极管；Ro负载；Cont控制电路；E/A误差放大装置R1、R2、R3、Rpfm、Rpwm、Rfmin电阻IC1分路调整器；PC1光耦合器；P.Cont选通脉冲控制装置；VCO振荡电路；CRMR电流反射镜电路；FEFR频率固定装置Id恒流电路；CP1、CP2、CP3比较器；RSFF RS触发电路；TFF T触发电路；VREF控制基准电源；PWM脉冲宽度控制电路；CHF防振荡电路Vlim频率设定基准电压；Dc二极管；AMP1运算放大器G.Cont栅极驱动装置(ゲ一ト駆動手段)；GD1、GD2栅极驱动器；ON-Delay1、ON-Delay2无感时间(ダツドタイム)设定电路Logic逻辑电路；AND1、AND2AND栅极。
具体实施方式
图1表示本发明实施方式的开关电源的电路构成。具有与图9的电路构成相同的功能的部分标注同一标记而省略其说明。与图9的电路构成不同之处在于，在选通脉冲控制装置P.Cont的构成中添加了用于使脉冲宽度控制装置PWM和频率固定装置、进而使振荡电路VCO和脉冲宽度控制装置PWM连动的逻辑电路Logic等。另外，绝缘变压器T1的励磁电感Lm的电感值大于图9的电感值。理由是由于，蓄积于励磁电感Lm上的能量不能传递到变压器次级侧而成为无效电力。因此，通过增大电感值，励磁电流变小，其结果是使在变压器初级侧循环的电流降低，导通损失变小。
另外，为增大励磁电感Lm，可通过缩短在构成变压器的铁素体铁芯上设置的铁芯间隙的间隔、及增加绕组的匝数来对应。
另外，电感器Lz也可以由绝缘变压器T1的漏感Lr代用而省略。
图2是表示图1的控制电路(Cont)的具体例的构成图。另外，图2的VREF是控制基准电源。振荡电路(VCO)具备电流反射镜电路(CRMR)、恒流电路(Id)、电阻(Rpfm)、电容器(Ct)、比较器(CP1、CP2)、RS触发电路(RSFF)、T触发电路(TFF)。
脉冲宽度控制装置(PWM)具备频率固定装置(FIFR)、比较器(CP3)、电阻(Rpwm)。频率固定装置(FIFR)由频率设定基准电压(Vlim)和二极管(Dc)构成。
另外，PC1是将来自图1中误差放大装置E/A的误差放大信号(FB)绝缘并传输向选通脉冲控制装置(P.Cont)且作为反馈信号(误差放大信号电压：VFB)输入的光耦合器。AND1、AND2为AND栅极，构成逻辑电路(Logic)。栅极驱动装置(G.Cont)由无感时间设定电路(ON-Delay1、ON-Delay2)、栅极驱动器(GD1、GD2)构成。
设于脉冲宽度控制装置(PWM)的输出端的GHT是防振荡电路。其是即使反馈信号VFB因噪声等而变动也能够进行波形整形、以使PWM稳定地输出的电路。
首先，参照图3的波形图对图2的频率控制区域的动作进行说明。
电流反射镜电路CRMR以与光耦合器PC1的电感器中流动的电流相等的电流对电容器Ct进行充电。为向光耦合器PC传送反馈信号VFB，在电流反射镜电路CRMR中流动的电流Ik为对应于反馈信号VFB的值。图3中，为便于说明，以一定值表示反馈信号，但实际上反馈信号也因输入电压，负载变动等而变动。图2表示负荷未减轻的状态，反馈信号VFB比电容器电压Vct大。
电容器Ct的电压VCt通过电流反射镜电路CRMR的电流Ik充电，当其电压上升到VCH时，将RS触发电路RSFF置位。当将RS触发电路RSFF置位时，电容器Ct以恒流电路Id的电流Id放电。当电容器Ct的电压VCt下降到VCL时，RS触发电路RSFF被重置，恒流电路Id截止，Ct在此以电流Ik进行充电。T触发电路TFF使RSFF的输出信号对触发器反复动作，使Ct的充放电频率以分频为1/2的频率动作。由此，从T触发电路TFF输出信号电平成为高电平的时间和成为低电平的时间分别相等的脉冲。因此，该例中，边对应负荷状态控制开关频率，边以50％控制接通负载比。
将接通负载比设为50％是为了使MOSFET的Q1、Q2和二极管D1、D2的电流分担均等，使损失最小。但是，在可以不将接通负载比固定于50％的情况下，也可以省略T触发电路TFF，并将RS触发电路RSS的输出Q输入AND1，将反转Q(Q巴(バ一))输入AND2。
在此，比较器CP1的基准电压即VCH设定为与后述的频率设定基准电压Vlim相等(VCH＝Vlim)，VCL设定为用于进行后述的间歇振荡动作的开关停止的基准电压。具有VCH＝Vlim时没有冲击振动这样的优点。
频率固定装置FIFR由频率设定基准电压Vlim和二极管Dc构成。二极管Dc其阳极连接于频率设定基准电压Vlim，阴极连接于电阻Rpfm和Rpwm之间。频率设定基准电压Vlim设定为与CP1的比较电压VCH相等，由此，在反馈信号VFB超过或低于频率设定基准电压Vlim时，PFM控制和PWM控制的切换顺畅地进行。如后述，频率设定基准电压Vlim是用于根据反馈信号的大小来切换控制电路Cont的控制方法的、作为基准的电压。PFM控制和PWM控制的切换无论是VFB≤Vlim还是VFB≥Vlim在控制上都没有问题。
在重负载中，光耦合器PC1的晶体管中流动的电流减少，反馈信号VFB超过Vlim。二极管Dc截止，电容器Ct通过电流反射镜电路CRMR的电流Ik充电，电容器Ct的充放电周期根据光耦合器PC1的晶体管中流动的电流而变化。因此，振荡电路VCO输出的频率根据光耦合器PC1的晶体管中流动的电流而变化。
脉冲宽度控制装置PWM，当VFB超过Vlim(＝VCH)时，其输出(比较器CP3的输出)与Ct的电压Vct无关地成为H电平，因此，逻辑电路Logic的输出与TFF的输出信号相同。Logic的输出信号通过无感时间生成电路ON-Delay1、ON-Delay2生成时间Td的接通延迟。因此，自栅极驱动器G1、G2输出的脉冲的宽度彼此相等，且其频率根据反馈信号来控制。
其次，参照图4的波形图对图2中脉冲宽度控制区域的动作进行说明。
成为轻负荷且反馈信号VFB低于Vlim时，二极管Dc接通，从频率限制基准电压Vlim经由二极管Dc、电阻Rpwm向光耦合器PC1的晶体管流过电流。另一方面，对于电流反射镜电路CRMR中流动的电流Ik，控制基准电压VREF和Vlim的电压差为一定，Rpfm中流动的电流一定，从而Ct振荡频率一定。另外，如图5所示，频率固定装置也可以为使用了运算放大器AMP1的理想的二极管电路。对于脉冲宽度控制装置PWM，当VFB低于Vlim(＝VCH)时，将Ct的电压VCt作为载流子(キヤリア)信号在反馈信号VFB和比较器Cp3中进行大小比较，决定选通脉冲G1、G2的脉冲宽度。此时，G1和G2的脉冲宽度以彼此相等的方式进行脉冲宽度控制。
图6表示图2的控制电路的频率特性。
VFB，在VCH和VCL的范围时成为脉冲宽度控制区域(PWM)，在VFB超过VCH时成为频率控制区域(PFM)。另外，在频率控制区域，通过光耦合器PC1的连接于晶体管两端的Rfmin的电阻值可调节开关频率的最小值fs(min)。另外，在接近无负载的情况下，当VFB低于VCL时，开关停止。当输出电压Vo低于设定电压时，VFB上升，开关再次被打开，由此进行间歇振荡动作，因此，轻负载时的损失进一步降低。
另外，在脉冲宽度控制区域固定的频率可以为噪声影响少的频率。例如为150kHz以下时，可低于由国际标准决定的限制值。若能够抑制噪声产生，则也可以固定在更高的频率(例如200kHz程度)。若能够以高的值固定开关的频率，则在绝缘变压器小型化方面有好处。
其次，对适用了图2的控制电路的情况的主电路动作进行说明。
图7表示在频率控制区域的主电路动作。
按照MOSFET元件Q1、Q2的接通期间比电感器Lz和绝缘变压器的漏感Lr和电容器Cr的串联共振电流的半波的期间短的方式设定绝缘变压器T1的初级-次级间的匝数比，由此，整流二极管D1、D2的任一方的电流成为零后，马上有另一整流二极管的电流流动，因此，ID1、ID2的峰值电流和电流实效值可降低。
下面表示绝缘变压器T1的匝数设定方法。
图8表示规格化电压变换率(M)和规格化开关频率(F)的关系。规格化电压变换率(M)在设定直流电源电压为Vin、直流输出电压为Vo、绝缘变压器T1的匝数比为n(＝初级匝数Np/次级匝数Ns)时，由式(1)表示。
M＝n·Vo/(0.5Vin)…(1)
规格化开关频率(F)是开关频率fs和共振频率fr的比率，由式(2)表示。
F＝fs/fr…(2)
共振频率fr在设定电感器Lz的电感值为Lz、绝缘变压器T1的漏感为Lr、电容器Cr的静电电容为Cr时，由式(3)表示。
Fr＝1/[2π{(Lz+Lr)Cr}0.5]…(3)
通过图8中，设为M＜1，由此，F＞1，从而MOSFET元件Q1、W2的接通期间比电感器Lz和绝缘变压器的漏感Lr和电容器Cr的串联共振电流的半波的期间短。
在直流输入电压有变动的情况下，需要以最小输入电压Vin(min)设定M＜1，从式(1)看，绝缘变压器的匝数比n由式(4)求出。另外，即使匝数比n不特别确定，电路动作上也完全没有问题。
N＜0.5Vin(min)/Vo…(4)
另外，在Q1、Q2截止时，在励磁电流Im上重叠有串联共振电流，因此，即使励磁电感Lm的值大，Q1、Q2也可以零电压接通，因此，可降低无效电力。
如上，可同时实现励磁电感带来的无效电力的降低、整流二极管的损失降低、开关频率的增加抑制，提高开关电源的变换效率。

Claims (5)

1.一种开关电源，在直流电源的正极和负极之间连接第一及第二开关元件的串联电路，将电感器和绝缘变压器的初级绕组和电容器的串联电路与所述第一或第二开关元件并联连接，使所述开关元件交互进行开关，由此将所述绝缘变压器所具备的次级绕组中产生的电压整流平滑，从而得到直流输出，其特征在于，
控制所述第一及第二开关元件的开关的控制电路具备：用于将所述直流输出电压控制在一定的设定值的误差放大电路、用于根据所述误差放大电路的输出信号电平来控制开关频率的振荡电路、将开关频率固定的频率固定电路、按照第一及第二开关元件的接通时间宽度彼此相等的方式进行脉冲宽度控制的脉冲宽度控制电路，
所述控制电路，在所述误差放大电路的输出信号电平为阈值电平以上时，基于所述振荡电路的输出控制所述第一及第二开关元件的开关，在所述误差放大电路的输出信号电平为阈值电平以下时，通过所述频率固定电路将开关频率固定，并基于所述脉冲宽度控制电路的输出来控制所述第一及第二开关元件的开关，
按照使所述第一及第二开关元件的接通期间比所述电感器和所述绝缘变压器的漏感和所述电容器的串联共振电流的半波期间短的方式来设定所述绝缘变压器的初级一次级匝数比。
2.如权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述频率固定电路包含基准电压源和二极管，将所述误差放大电路的输出和作为所述阈值的所述基准电压源的电压进行比较，当所述误差放大电路的输出为所述基准电压源的电压以下时，基于所述基准电压源的电压将其固定在开关频率。
3.一种开关电源，在直流电源的正极和负极之间连接第一及第二开关元件的串联电路，将电感器和绝缘变压器的初级绕组和电容器的串联电路与所述第一或第二开关元件并联连接，使所述开关元件交互进行开关，由此将所述绝缘变压器所具备的次级绕组中产生的电压整流平滑，从而得到直流输出，其特征在于，
控制所述第一及第二开关元件的开关的控制电路具备：用于将所述直流输出电压控制在一定的设定值的误差放大电路、用于根据所述误差放大电路的输出信号电平来控制开关频率的振荡电路、当所述误差放大电路的输出信号电平为阈值电平以下时将开关频率固定的频率固定电路、按照第一及第二开关元件的接通时间宽度彼此相等的方式进行脉冲宽度控制的脉冲宽度控制电路，
按照使所述第一及第二开关元件的接通期间比所述电感器和所述绝缘变压器的漏感和所述电容器的串联共振电流的半波期间短的方式来设定所述绝缘变压器的初级一次级匝数比。
4.如权利要求1～3中任一项所述的开关电源，其特征在于，在构成所述绝缘变压器的铁素体铁芯中未设置空气间隙。
5.如权利要求1～3中任一项所述的开关电源，其特征在于，所述振荡电路发生锯齿状波，将其作为所述脉冲宽度控制电路的载流子信号使用。
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