JP3334754B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、出力電圧を帰還制
御によって一定に制御する形式のスイッチング電源装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源装置の効率向上が要求
されている。そこで、本件出願人は、図１及び図２に示
す電圧共振型スイッチング電源装置を作成した。図１の
スイッチング電源装置においては、例えば整流回路と平
滑回路とから成る直流電源１の一端１ａと他端１ｂとの
間に、出力トランス２のインダクタンスを有する１次巻
線３とダイオードを内蔵しているＦＥＴから成る主スイ
ッチ４と電流検出手段としての電流検出抵抗５との直列
回路が接続されている。第1の出力整流平滑回路を構成
するためにトランス２の第１の２次巻線６に対して出力
整流ダイオード７を介して出力平滑用コンデンサ８が並
列に接続されている。第１の２次巻線６の極性及び整流
ダイオード７の極性は、主スイッチ４のオフ期間に整流
ダイオード７が導通するように決定されている。平滑用
コンデンサ８に接続された直流出力端子９、１０には主
負荷１１が接続されている。また、第2の出力整流平滑
回路を構成するためにトランス２の第２の２次巻線１２
に対して出力整流ダイオード１３を介して平滑用コンデ
ンサ１４が接続されている。第２の２次巻線１２の極性
は、第１の２次巻線６と同様に主スイッチ４のオフ期間
に整流ダイオード１３が導通するように決定されてい
る。平滑用コンデンサ１４に接続された第２の出力端子
１５、１６間には主負荷１１よりも軽い副負荷１７が接
続されている。なお、主負荷１１のグランド端子１０と
副負荷１７のグランド端子１６は相互に接続されてい
る。また、正常モード時に主出力端子９、１０間の第１
の出力電圧Ｖ01が約１２０Ｖ、副出力端子１５、１６間
の第２の出力電圧Ｖ02が約１５Ｖとなる。

【０００３】図１のスイッチング電源装置は、主出力端
子９、１０間の主出力電圧Ｖ01を一定に制御するための
電圧制御信号形成回路１８を有する。この電圧制御信号
形成回路１８は、主出力端子９、１０間に接続された電
圧検出回路としての電圧検出抵抗１９、２０と、基準電
圧源を構成するための抵抗２１及びツェナーダイオード
２２と、誤差信号形成回路即ち誤差増幅器としてのトラ
ンジスタ２３とから成る。トランジスタ２３のベースは
電圧検出抵抗１９、２０の分圧点に接続され、エミッタ
は基準電圧源としてのツェナーダイオード２２に接続さ
れている。ツェナーダイオード２２は抵抗２１を介して
直流出力端子９、１０間に接続されている。従って、ト
ランジスタ２３のコレクタ電流は検出電圧と基準電圧と
の差に対応して変化する。電圧制御信号形成回路１８の
出力を光信号に変換するために副出力端子１５とトラン
ジスタ２３のコレクタとの間に発光ダイオード２４が接
続されている。

【０００４】制御電源を構成するためにトランス２に３
次巻線２５が設けられている。この３次巻線２５には整
流ダイオード２６を介して平滑用コンデンサ２７が並列
に接続されている。この３次巻線２５及びダイオード２
６の極性は主スイッチ４のオフの期間にダイオード２６
がオンになるように決定されている。

【０００５】主スイッチ４のオフ期間を制御するために
３次巻線２５に対して並列に抵抗２８と逆流阻止用ダイ
オード２９とを介して補助コンデンサ３０が接続されて
いる。また、補助コンデンサ３０の電圧を取り出すため
にダイオード３１が補助コンデンサ３０の一端に接続さ
れている。

【０００６】主スイッチ４をオン・オフ制御するための
スイッチ制御信号形成回路３２の正側電源ライン３３は
制御電源としてのコンデンサ２７の一端に接続されてい
ると共に起動抵抗３４を介して直流電源１の一端１ａに
接続され、グランド側ライン３５は直流電源１の他端１
ｂ及びコンデンサ２７の他端に接続されている。制御信
号形成回路３２は帰還制御信号供給端子としての入力信
号ライン３６に接続されている。このライン３６には電
流検出信号と定電圧制御信号と補助コンデンサ３０の電
圧信号との合成信号（加算信号）から成る帰還制御信号
から成る制御入力電圧Ｖf が入力する。この制御入力信
号Ｖf を形成するために、電流検出抵抗５の一端が抵抗
３７を介して入力信号ライン３６に接続されている。ま
た、制御電源用コンデンサ２７と入力信号ライン３６と
の間に半導体制御素子としてのホトトランジスタ３８が
接続されている。ホトトランジスタ３８は発光ダイオー
ド２４に光結合されている。また、補助コンデンサ３０
の一端がダイオード３１を介してライン３６に接続され
ている。なお、電流検出抵抗５及びホトトランジスタ３
８及び補助コンデンサ３０の上述のような接続によって
加算回路が形成され、出力電圧Ｖ01と主スイッチ４の電
流Ｉd に対応する電圧と補助コンデンサ３０の電圧との
合成値を示す電圧Ｖf がライン３６に得られる。スイッ
チ制御信号形成回路３２は入力信号ライン３６の電圧Ｖ
f に応答してスイッチ制御信号を形成し、これを出力ラ
イン３９よって主スイッチ４のゲートに与える。図１で
は制御入力電圧Ｖf を形成するための加算回路が制御信
号形成回路３２の外に示されているが、これを制御信号
形成回路３２に含めることもできる。

【０００７】主スイッチ４と電流検出抵抗５との直列回
路に対して並列に電圧共振用コンデンサ４０が接続され
ている。この共振用コンデンサ４０は主スイッチ４のタ
ーンオフの時におけるサージ電圧の吸収及び主スイッチ
４のオン及びオフ時のスイッチング損失の低減に寄与す
る。即ち、主スイッチ４のターンオフ時には、コンデン
サ４０の電圧及び主スイッチ４の電圧が傾斜を有して立
上り、主スイッチ４のスイッチング損失が小さくなり且
つスナバ作用によってノイズが抑制される。なお、共振
用コンデンサ４０を主スイッチの寄生容量とすることが
できる。また、共振用コンデンサ４０を主スイッチ４又
は１次巻線３に並列に接続することもできる。

【０００８】スイッチ制御信号形成回路３２は、大別し
て定電圧回路４１と、主スイッチ４をオン・オフ制御す
るためのスイッチ制御パルスを発生するパルス発生器４
２と、駆動回路４３と、主スイッチ４のオン期間を制御
するオン期間制御回路４４と、主スイッチ４のオフ期間
を制御するオフ期間制御回路４５と、抵抗４６とから成
る。

【０００９】定電圧回路４１は、電源ライン３３とグラ
ンドライン３５との間に接続され、電源ライン３３の電
圧を定電圧化してライン４７に出力する。ライン４７の
電圧はライン３３の電圧よりも低い。ライン４７の電圧
はパルス発生器４２、オン期間制御回路４４及びオフ期
間制御回路４５で使用される。

【００１０】パルス発生器４２は、オペアンプから成る
パルス形成用比較器４８と、鋸波用コンデンサ４９と、
放電用抵抗５０と、充電制御用トランジスタ５１と、ツ
ェナーダイオード５２と、抵抗５３、５４、５５、５６
と、ダイオード５７、５８とから成る。鋸波用コンデン
サ４９の一端はこの充電回路を構成する充電制御用トラ
ンジスタ５１を介して正側電源ライン３３に接続され、
このコンデンサ４９の他端はグランドライン３５に接続
されている。放電用抵抗５０はコンデンサ４９に並列に
接続されている。定電圧源として機能するツェナーダイ
オード５２はトランジスタ５１のベースとグランドライ
ン３５との間に接続されている。トランジスタ５２のベ
ースは抵抗５３を介して定電圧回路４１から導出された
定電圧ライン４７に接続されている。制御パルス形成用
比較器とも呼ぶこともできる第１の比較器４８の一方の
入力端子は抵抗５４を介して定電圧ライン４７に接続さ
れ、他方の入力端子は鋸波用コンデンサ４９の一端に接
続されている。参照電圧手段としての帰還用抵抗５５と
ダイオード５７との直列回路は比較器４８の一方の入力
端子と出力端子との間に接続されている。また、パルス
出力制御手段の一部であって充電制御手段として機能す
る帰還用抵抗５６とダイオード５８とはトランジスタ５
１のベースと比較器４８の出力端子との間に接続されて
いる。

【００１１】駆動回路４３はスイッチ制御パルスに応答
して主スイッチ４を駆動するものであり、入力端子ａと
出力端子ｂと一対の電源端子ｃ、ｄとを有する。入力端
子ａはパルス発生器４２の出力ライン即ち第１の比較器
４８の出力ラインに接続され、出力端子ｂは抵抗４６を
介して主スイッチ４のゲート（制御端子）に接続され、
一方の電源端子ｃは正電源ライン３３に接続され、他方
の電源端子ｄはグランドライン３５に接続されている。

【００１２】オン期間制御回路４４は、オン終了時点決
定用比較器とも呼ぶことができる第２の比較器５９と第
１の基準電圧源６０とパルス出力制御手段としてのトラ
ンジスタ６１とから成る。第２の比較器５９の一方の入
力端子は入力信号ライン３６に接続され、他方の入力端
子は第１の基準電圧源６０に接続されている。第１の基
準電圧源６０は、図３（Ｅ）に示す第１の基準電圧Ｖth
1 （０．７３Ｖ）を第２の比較器５９に与える。第２の
比較器５９の電源端子は定電圧ライン４７とグランドラ
イン３５に接続されている。パルス出力制御手段又はオ
ン時間終了用スイッチとしてのトランジスタ６１はパル
ス発生用の第１の比較器４８の出力端子とグランドライ
ン３５との間に接続され、そのベースは第２の比較器５
９の出力端子に接続されている。フォトトランジスタ３
８の出力ラインと抵抗３７の出力ラインは相互に接続さ
れ、入力信号ライン３６には、電流検出抵抗５に基づく
電流帰還信号とフォトトランジスタ３８に基づく電圧帰
還信号（電圧制御信号）との和から成る制御入力電圧Ｖ
f が入力する。このため、第２の比較器５９及びトラン
ジスタ６１は電圧帰還制御と電流帰還制御との両方を実
行する。主スイッチ４のオン期間においてこの電流が時
間と共に増大し、制御入力電圧Ｖf が第２の比較器５９
の負入力端子の基準電圧Ｖth1 に至ると第２の比較器５
９の出力が高レベルになり、トランジスタ６１がオンに
なって駆動回路４３の入力端子ａがグランドに接続さ
れ、主スイッチ４は強制的にオフ状態に転換する。

【００１３】オフ期間制御回路４５は、オフ終了時点決
定用比較器とも呼ぶことができる第３の比較器６２と第
２の基準電圧源６３と強制放電手段又はオフ期間制御用
スイッチとしてのトランジスタ６４とから成る。オフ期
間制御用の第３の比較器６２の一方の入力端子（正端
子）は入力ライン３６に接続され、他方の入力端子（負
端子）は第２の基準電圧源６３に接続されている。第２
の基準電圧源６３は図３（Ｅ）に示す第１の基準電圧Ｖ
th1 よりも高い第２の基準電圧Ｖth2 （１．６Ｖ）を比
較器６２に与える。トランジスタ６４は鋸波用コンデン
サ４９に並列に接続されている。ライン３６の制御入力
電圧Ｖf が第２の基準電圧Ｖth2 よりも高くなると、第
３の比較器６２の出力が高レベルになり、トランジスタ
６４がオンになり、コンデンサ４９が強制的に放電され
る。なお、図３（Ｅ）から明らかなように、第１及び第
２のの基準電圧Ｖth1 、Ｖth2 は定格負荷時の制御入力
電圧Ｖf のピーク値よりも低く設定されている。

【００１４】

【通常負荷時の動作】次に、図３を参照して第１及び第
２の負荷１１、１７が接続された通常負荷即ち定格又は
これを含む所定範囲の負荷時のスイッチング電源装置の
動作を説明する。図３（Ｇ）に示すようにｔ1 〜ｔ2 区
間に主スイッチ４のゲート・ソース間に高レベルのゲー
ト制御信号Ｖgsが印加されている時には、主スイッチ４
がオンになる。これにより、直流電源１と１次巻線３と
主スイッチ４と電流検出用抵抗５とから成る閉回路に図
３（Ｈ）に示す電流Ｉd が流れる。１次巻線３はインダ
クタンスを有するので、電流Ｉd は傾斜を有して増大
し、電流検出用抵抗５の電圧が電流Ｉd の波形に対応し
て変化し、電流Ｉd の帰還情報を含む帰還制御信号とし
ての制御入力電圧Ｖf も図３（Ｅ）に示すように傾斜を
有して増大する。電流Ｉd に対応する電圧Ｖf がｔ2 時
点で第１の基準電圧Ｖth1 （０．７３Ｖ）に達すると、
比較器５９の出力が低レベルから高レベルに転換し、ト
ランジスタ６１がオンになり、パルス発生用比較器４８
の出力端子がトランジスタ６１を介してグランドに接続
され、ＰＷＭパルスのオン期間が終了する。パルス発生
用の第１の比較器４８の出力電圧がｔ2 時点で低レベル
になると、ダイオード５７がオンになり、第１の比較器
４８の正入力端子の電圧Ｖ1 が図３（Ａ）に示すように
６．５Ｖから０Ｖ即ちグランドレベルまで低下し、負入
力端子の電圧Ｖ2 よりも低くなる。これにより、比較器
４８の出力電圧の低レベルが保持される。また、第１の
比較器４８の出力電圧が低レベルになると、ダイオード
５８がオンになり、トランジスタ５１のベース電位がこ
のエミッタ電位よりも低くなり、トランジスタ５１のベ
ース・エミッタ間が逆バイアス状態となり、トランジス
タ５１がオフになるためコンデンサ５９の充電が停止す
る。これにより、コンデンサ４９の電荷は抵抗５０を介
して放出され、この電圧Ｖ2 は図３（Ａ）で破線で示す
ように一定の傾斜を有して低下する。主スイッチ４がｔ
2 時点でオフになると、スナバ用又は部分共振用コンデ
ンサ４０によってサージ電圧が吸収され且つ共振用コン
デンサ４０の電圧が徐々に高くなるので、主スイッチ４
のターンオフ時のスイッチング損失が小さくなる。

【００１５】ｔ2 時点で主スイッチ４がオフになると、
トランス２に蓄積されたエネルギの放出が開始し、３次
巻線２５の電圧が今迄と逆の極性に向って変化し、ｔ4
〜ｔ5 区間では、平滑用コンデンサ８の電圧Ｖ01及び２
次巻線６と３次巻線２５との巻数比によって決定された
値にクランプされる。３次巻線２５の電圧Ｖ25が増大す
ることによって補助コンデンサ３０の電圧Ｖ30が図３
（Ｆ）に示すように充電される。即ち、３次巻線２５と
抵抗２８とダイオード２９と補助コンデンサ３０の閉回
路で正方向の電流が補助コンデンサ３０に流れ、この電
圧Ｖ30が徐々に高くなる。補助コンデンサ３０の電圧Ｖ
30は、図３（Ｂ）に示す出力電圧帰還制御信号Ｉfbと図
３（Ｈ）に示す電流Ｉd の検出信号に加算されてライン
３６の制御信号入力電圧Ｖf となる。ｔ2 〜ｔ8 区間で
は出力電圧帰還制御信号Ｉfb及び電流Ｉd は一定である
ので、制御入力電圧Ｖf は補助コンデンサ３０の電圧Ｖ
30に対応して図３（Ｅ）に示すように変化する。ｔ2 〜
ｔ3 期間では、図２の鋸波用コンデンサ４９が抵抗５０
を介して放電し、この電圧Ｖ2 が図３（Ａ）に示すよう
に徐々に低下する。

【００１６】ｔ3 時点で図３（Ｅ）に示すように制御入
力電圧Ｖf が第２の基準電圧Ｖth2（１．６Ｖ）を横切
ると、比較器６２の出力が高レベルに反転し、トランジ
スタ６４がオンになり、鋸波用コンデンサ４９に強制放
電用トランジスタ６４が並列に接続され、鋸波用コンデ
ンサ４９の電圧Ｖ2 は図３（Ａ）に示すように急速にゼ
ロになり、この状態が維持される。

【００１７】補助コンデンサ３０の充電は、３次巻線２
５の電圧Ｖ25がｔ4 時点で一定になった後も継続する。
しかし、ｔ5 時点でトランス２のインダクタンスに蓄積
されたエネルギの放出が終了すると、放電モードに転換
し、補助コンデンサ３０とダイオード３１と抵抗３７と
電流検出抵抗５から成る回路で放電し、図３（Ｆ）に示
すように補助コンデンサ３０の電圧Ｖ30が徐々に低下
し、また、共振用コンデンサ４０と１次巻線３のインダ
クタンスとの共振によって共振用コンデンサ４０のエネ
ルギの放出が開始する。

【００１８】図３（Ｅ）に示すようにｔ6 時点で制御入
力電圧Ｖf が第２の基準電圧Ｖth2を低い方に向って横
切ると、第３の比較器６２の出力が低レベルになり、ト
ランジスタ６４がオフになり、鋸波用コンデンサ４９の
短絡が解除される。しかし、充電用トランジスタ５１が
オフに保たれているので、鋸波用コンデンサ４９の電圧
Ｖ2 はゼロに保たれる。ｔ7 時点で制御入力電圧Ｖf が
第１の基準電圧Ｖth1を低い方に向って横切ると、比較
器５９の出力が低レベルになり、トランジスタ６１がオ
フになり、パルス発生の禁止が解除される。即ち、ｔ7
時点でダイオード５７、５８がオフになり、充電用トラ
ンジスタ５１がオンになり、鋸波用コンデンサ４９の充
電が始まる。図３の各波形は説明を簡略化するために、
ｔ7 時点よりも僅かに遅れたｔ8 時点で各部の状態変化
が同時に生じるように示されている。ダイオード５７が
オフになると、第１の比較器４８の一方の入力端子の電
圧Ｖ1 が６．５Ｖまで急激に立上り、他方の入力電圧Ｖ
2 よりも高くなる。このため、ｔ8 時点で第１の比較器
４８の出力が高レベルになる。また、鋸波用コンデンサ
４９はトランジスタ５１を介して急速に充電され、この
電圧Ｖ2 は５．０Ｖになる。ｔ8 〜ｔ9 区間では第１の
入力電圧Ｖ1 が第２の入力電圧Ｖ2 よりも高い状態が維
持されているので、ｔ8 〜ｔ9 区間の第１の比較器４８
の出力は高レベルであり、主スイッチ４のゲート制御信
号Ｖgsも図３（Ｇ）に示すように高レベルである。

【００１９】ｔ8 時点で主スイッチ４がターンオンする
時に、共振用コンデンサ４０の電圧はほぼゼロになって
いるので、主スイッチ４はゼロボルトスイッチング（Ｚ
ＶＳ）でターンオンし、この時の損失は小さい。なお、
トランジスタ６４によって鋸波用コンデンサ４９が強制
的に放電されると、トランス２の蓄積エネルギの放出終
了時点ｔ5 から所定時間だけ遅れたｔ8で主スイッチ４
をターンオンさせることが可能になる。

【００２０】

【通常負荷時の電圧制御】負荷１１の両端電圧が例えば
基準値よりも高くなると、第２の比較器５９の正入力端
子の入力電圧Ｖf が高くなり、主スイッチ４のオン開始
点から早い時期に第１の基準電圧Ｖth1 に達し、第２の
比較器５９の出力が高レベルに転換し、トランジスタ６
１がオンになることによりＰＷＭパルスのオン期間が終
了し、ＰＷＭパルスのオン幅が狭くなる。この結果、主
スイッチ４のオン期間即ち図３のｔ1 〜ｔ2 期間が短く
なる。また、主スイッチ４のオン期間におけるトランス
２の蓄積エネルギが低下するので、図３のｔ2 〜ｔ5 に
示すトランス２のエネルギ放出期間が短くなる。従っ
て、図１及び図２のスイッチング電源装置においては主
スイッチ４のオン期間とオフ期間との両方が変化して出
力電圧Ｖ01が調整される。なお、出力電圧Ｖ01が目標値
よりも低下した時には高くなった時と逆の動作になる。

【００２１】

【軽負荷時動作】例えば、スタンバイ時等の軽負荷時に
は、主負荷１１が無負荷となり、副負荷１７のみとなる
か、又は主負荷１１と副負負荷１７の合計負荷量が通常
負荷時の合計負荷量よりも軽くなるので、出力電圧Ｖ01
が目標値よりも高い場合と同様な動作になり、主スイッ
チ４のオン時間幅及びオフ時間幅の両方が正常負荷時よ
りも狭くなる。即ち、軽負荷時には、図３のｔ1 〜ｔ2
期間及びｔ2 〜ｔ8 期間が正常負荷時よりも短くなる。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】図１及び図２のスイッ
チング電源装置においては、鋸波用コンデンサ４９を主
スイッチ４のオフ期間中の早い時点でトランジスタ６４
で強制的に放電させるので、共振用コンデンサ４０によ
るターンオン直前の共振を確実に得ることができる。し
かし、軽負荷時に主スイッチ４のオン・オフ繰返し周波
数が正常負荷時よりも大幅に高くなり、単位時間当りの
スイッチング回数が多くなり、効率低下を招く。

【００２３】そこで、本発明の目的は、軽負荷時に電力
損失を容易に低減することができるスイッチング電源装
置を提供することにある。

【００２４】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、実施例を示す符号を参
照して説明すると、直流電源と、相互に電磁結合された
１次、２次及び３次巻線を有するトランスと、前記１次
巻線を介して前記直流電源の一端と他端との間に接続さ
れた主スイッチと、負荷に直流電力を供給するために前
記２次巻線に接続された出力整流平滑回路と、前記主ス
イッチに流れる電流を検出するための電流検出手段と、
前記主スイッチのオン開始時点の決定に使用するための
補助コンデンサ３０と、前記３次巻線の電圧によって前
記補助コンデンサ３０を充電及び放電させるために前記
３次巻線と補助コンデンサ３０とに接続され、前記補助
コンデンサ３０を前記主スイッチのオン期間に第1の極
性に充電し、前記主スイッチのオフ期間に前記第1の極
性と逆の第2の極性に充電するように形成された補助コ
ンデンサ充放電手段と、前記出力整流平滑回路の出力か
ら電圧帰還制御信号を形成するための電圧帰還制御信号
形成回路と、前記電流検出手段の出力と前記電圧帰還制
御信号と前記補助コンデンサの電圧との加算信号からな
る制御入力電圧(Ｖf)を形成する手段と、通常負荷時及
び前記通常負荷よりも軽い軽負荷時における前記制御入
力電圧（Ｖf）のそれぞれの最大ピーク値よりも低いレ
ベルに設定された第１の基準電圧（Vth1）を発生する第
１の基準電圧源と、通常負荷時の前記制御入力電圧（V
f）の最大ピーク値と軽負荷時の前記制御入力電圧（V
f）の最大ピーク値との間に設定された第２の基準電圧
（Vth2）を発生する第２の基準電圧源と、前記制御入力
電圧（Vf）と前記第１の基準電圧（Vth1）とを比較して
前記主スイッチのオン終了時点を決定するためのオン終
了時点決定用比較器59と、前記制御入力電圧（Vf）と前
記第２の基準電圧（Vth2）とを比較して前記主スイッチ
のオフ終了時点を決定するためのオフ終了時点決定用比
較器62と、前記主スイッチと前記オン終了時点決定用比
較器59と前記オフ終了時点決定用比較器62とに接続さ
れ、前記制御入力電圧（Vf）が前記第１の基準電圧（Vt
h1）よりも高いことを示すの出力が前記オン終了時点決
定用比較器59から発生した時に、前記主スイッチのオン
制御を終了させてオフ制御を開始し、通常負荷時におい
て、前記制御入力電圧（Vf）が前記第２の基準電圧（Vt
h2）よりも高いことを示す出力が前記オフ終了時点決定
用比較器62から発生した後に、前記制御入力電圧(Ｖｆ)
が前記第１の基準電圧（Ｖth1）よりも低くなったこと
を示す出力信号が前記オン終了時点決定用比較器59から
得られた時には、この出力信号が得られた時点から僅か
に遅れて前記主スイッチをオンに制御し、軽負荷時にお
いて、前記主スイッチのオン期間後に前記制御入力電圧
（Ｖｆ）が前記第２の基準電圧（Ｖth2）よりも高くな
らない時には、前記主スイッチのオフ開始時点から前記
通常負荷時の前記主スイッチの最大オフ時間幅よりも長
い一定時間が経過した時に前記主スイッチをオンに制御
するスイッチ制御信号を発生するスイッチ制御信号発生
手段とを備えていることを特徴とするスイッチング電源
装置に係わるものである。なお、請求項２、６に示すよ
うに、補助コンデンサ充放電手段を、補助コンデンサに
直列に接続された抵抗と、逆流阻止用ダイオードを介し
て補助コンデンサに並列に接続された定電圧ダイオード
とで構成することが望ましい。また、請求項３，７に示
すように、スイッチ制御信号発生手段を、鋸波用コンデ
ンサ４９、スイッチ制御パルス形成用比較器４８等で構
成することが望ましい。また、請求項４及び８に示すよ
うに、オン終了時点決定用比較器５９には電流検出手段
の出力と電圧帰還制御信号との加算信号を入力させ、オ
フ終了時点決定用比較器６２には補助コンデンサ30の電
圧を入力させることができる。また、請求項９に示すよ
うに、補助コンデンサ３０に直列に接続された第2の抵
抗Ｒ2に対して並列にダイオ−ドＤ1を接続することが望
ましい。また、請求項５〜７の発明に従うように、第1
及び第2の2次巻線を設け、第1の2次巻線に第1の出力整
流平滑回路を介して主負荷を接続し、第2の２次巻線に
第2の出力整流平滑回路を介して副負荷を接続すること
ができる。

【００２５】

【発明の効果】請求項1及び５の発明において、主スイ
ッチのオフ期間には、３次巻線２５の電圧によって第１
の方向(正方向)の電流が補助コンデンサ３０に流れる。
主スイッチのオン期間には、第１の方向と反対の第２の
方向(逆方向)の電流が補助コンデンサ３０に流れる。主
スイッチのオフ期間における補助コンデンサの電圧のピ
−ク値は、主スイッチのオン期間にトランスに蓄積され
たエネルギの大小に応じて変化し、軽負荷時には低くな
る。本発明における主スイッチのオフ期間における補助
コンデンサの電圧のピ−ク値は、図１の従来回路に比べ
て補助コンデンサが逆方向に充電された分だけ低くな
る。このため、軽負荷時に、制御入力電圧Ｖｆのピ−ク
を第２の基準電圧Ｖth2よりも低く保つことが可能にな
り、図7に示すように主スイッチのオフ期間が長くなり
且つ一定に保たれる。従って、軽負荷時に主スイッチの
オン・オフ繰返し周波数が高くなることを阻止でき、単
位時間当たりの主スイッチのスイッチング回数が少なく
なり、効率向上を図ることができる。また、請求項４及
び８の発明において、オフ終了時点決定用比較器６２に
入力する補助コンデンサ３０の電圧は、請求項1及び５
の発明の制御入力信号Ｖｆと同様に変化するので、請求
項４及び８の発明も請求項１及び５の発明と同一の効果
を有する。また、請求項２及び６の発明によれば、定電
圧ダイオード２２によって補助コンデンサ３０の逆方向
充電電圧を一定値にすることができ、入力電源電圧の変
動による逆方向充電電圧の変動がなくなり、主スイッチ
の制御精度を高めることができる。また、請求項３及び
７の発明によればスイッチ制御信号を簡単に形成するこ
とができる。また、請求項3及び６の発明によれば、ダ
イオ−ドが第2の抵抗Ｒ2のバイパスを形成するので、補
助コンデンサの逆方向充電を第2の抵抗Ｒ2を介さないで
行うことができる。なお、通常負荷時には、各請求項の
発明において図1の従来回路と同様に共振用コンデンサ
４０による損失低減効果を得ることができる。

【００２６】

【実施形態及び実施例】次に、図４〜図１１を参照して
本発明の実施形態及び実施例を説明する。但し、図４〜
図１１において、図１〜図３と実質的に同一の部分、及
び図４〜図１１において相互に共通している部分には同
一の符号を付してその説明を省略する。

【００２７】

【第１の実施例】図４及び図５に示す第１の実施例のス
イッチング電源装置は、図１及び図２の抵抗２８とダイ
オード２９を省き、この代りに第１及び第２の抵抗Ｒ1
、Ｒ2 を接続し、新たに第１及び第２のダイオードＤ1
、Ｄ2と定電圧ダイオードとしてのツェナーダイオード
ＺＤとを設け、この他は図１及び図２と同一に構成した
ものである。従って、図４及び図５に示すスイッチング
電源装置の基本的動作は、図1〜図3と同一であるので、
その説明を省略する。

【００２８】図４及び図５において、第２の抵抗Ｒ2 は
補助コンデンサ３０の一端と第１の抵抗Ｒ1 との間に接
続されている。第１のダイオードＤ1 は主スイッチ４の
オン期間に３次巻線２５に発生する電圧Ｖ25によって順
方向バイアスされる方向性を有して第２の抵抗Ｒ2 に並
列に接続されている。第２のダイオードＤ2 とツェナー
ダイオードＺＤとは互いに直列に接続され、この直列回
路が補助コンデンサ３０に並列に接続されている。第２
のダイオードＤ2 は第１のダイオードＤ1 と同様に主ス
イッチ４のオン期間に３次巻線２５に得られる電圧Ｖ25
によって順方向バイアスされる方向性を有する。ツェナ
ーダイオードＺＤは、主スイッチ４のオン期間に３次巻
線２５に得られる電圧によって降伏する方向性を有して
いる。

【００２９】図３及び図５のスイッチング電源装置の定
格（通常）負荷時の動作は図６に示す通りであり、図１
及び図２のスイッチング電源装置と実質的に同一であ
る。しかし、本実施例のスイッチング電源装置の軽負荷
時の動作は、図７に示す通りであって、図１及び図２の
スイッチング電源装置と相違している。即ち、本実施例
のスイッチング電源装置では、定格（通常）負荷時に主
スイッチ４がオン幅可変及びオフ幅可変となるように制
御され、軽負荷時には主スイッチ４がオン幅可変及びオ
フ幅一定となるように制御される。

【００３０】

【通常負荷時の動作】本実施例の通常負荷時又は定格負
荷時の各部の状態を示す図６のｔ1 〜ｔ2 の主スイッチ
４のオン期間における制御信号形成回路３２の動作は図
１〜図３の場合と同一である。図６のｔ1 〜ｔ2 期間と
図３のｔ1 〜ｔ2 期間との相違点は、図６（Ｆ）に示す
ように補助コンデンサ３０の電圧Ｖ30が負極性の値を有
している点である。図４及び図５の回路において、主ス
イッチ４のオン期間ｔ1 〜ｔ2には、電源１の電圧が１
次巻線３に印加され、３次巻線２５には図６（Ｃ）に示
すように負極性（第１の方向）の電圧Ｖ25が得られ、３
次巻線２５と補助コンデンサ３０と第１のダイオードＤ
1 と抵抗２８の回路で補助コンデンサ３０に第１の方向
の充電電流が流れ、補助コンデンサ３０が負極性に充電
される。補助コンデンサ３０にはツェナーダイオードＺ
Ｄが並列に接続されているので、補助コンデンサ３０の
負極性の値はツェナー電圧Ｖz でクランプされる。この
結果、補助コンデンサ３０の逆方向充電電圧は、入力電
圧の変化に拘らず一定になり、主スイッチ４の制御信号
を容易且つ高精度に形成できる。

【００３１】図６のｔ2 時点では、図３のｔ2 時点と同
様に第２の比較器５９の出力が高レベルになり、主スイ
ッチ４のオン期間が終了する。図６の出力スイッチ４の
オフ期間ｔ2 〜ｔ9 には３次巻線２５に図６（Ｃ）に示
す電圧Ｖ25が図３（Ｃ）と同様に得られる。３次巻線２
５の電圧Ｖ25が負方向から正方向に変化することによっ
て、補助コンデンサ３０の充電電流の方向が第１の方向
から第２の方向に反転し、３次巻線２５と第１の抵抗Ｒ
1 と第２の抵抗Ｒ2 と補助コンデンサ３０とから成る回
路で補助コンデンサ３０が第２の方向に充電され、この
電圧Ｖ30が図６（Ｆ）に示すようにｔ2 〜ｔ6 区間で徐
々に高くなる。図６のｔ2 〜ｔ3 区間の補助コンデンサ
３０の電圧Ｖ30は負極性であり、ダイオード３１がオフ
に保たれているので、補助コンデンサ３０の電圧Ｖ30は
図６（Ｅ）の制御入力電圧Ｖf に関与していない。しか
し、図６のｔ3 以後になると、補助コンデンサ３０の電
圧Ｖ30が正極性になるので、ダイオード３１が導通し、
補助コンデンサ３０の電圧Ｖ30が制御入力電圧Ｖf に関
与する。これにより、図６のｔ4 〜ｔ9 区間において
は、制御入力電圧Ｖf が図３のｔ2 〜ｔ8 区間と同様に
変化し、同様な動作が生じる。図６（Ａ）に示すｔ2 〜
ｔ5 区間の電圧Ｖ2 の傾きは、図３（Ａ）のｔ2 〜ｔ3
区間の電圧Ｖ2 の傾きと同じになっている。なお、図６
のｔ4 、ｔ5 、ｔ6 、ｔ7 、ｔ8 、ｔ9 時点は、図３の
ｔ4 、ｔ3、ｔ5 、ｔ6 、ｔ7 、ｔ8 時点にそれぞれ対
応している。

【００３２】

【軽負荷時動作】図７は図４及び図５のスイッチング電
源装置の軽負荷時（例えば定格負荷の１／２０〜１／１
０程度の時）の各部の状態を示す。即ち、図7は、主負
荷１１が無負荷となり、副負荷１７のみになった時、又
は主負荷11と副負荷１７との合計負荷量が定格負荷又は
通常負荷の合計負荷量よりも軽くなった時の図4及び図5
の各部の状態を示す。図７のｔ1 〜ｔ2 区間の動作は時
間幅が短くなっている点を除いて図６のｔ1 〜ｔ2 区間
の動作と同一である。また、図７のｔ2 〜ｔ4 区間の動
作は図６のｔ2 〜ｔ4 の動作と同一である。図７と図６
との大きな相違点は図７（Ｅ）の制御入力電圧Ｖfが 第
２の基準電圧Ｖth2 を横切らないことである。即ち、図
７では図６のｔ5 、ｔ7 時点に相当する状態変化が発生
していない。

【００３３】図７の軽負荷時においても、補助コンデン
サ３０はｔ1 〜ｔ2 の期間にツェナー電圧Ｖz を有する
負極性に充電され、ｔ2 以後において第２の方向に充電
され、ｔ3 〜ｔ7 区間で正極性になる。しかし、ｔ1 〜
ｔ2 のオン期間が短くなると、トランス２の蓄積エネル
ギが少なくなり、この放出期間ｔ2 〜ｔ6 が短くなり、
補助コンデンサ３０の第２の方向（正方向）充電時間も
短くなり、補助コンデンサ３０の電圧Ｖ30のピーク値も
図６の場合よりも短くなる。このため、図７（Ｅ）の制
御入力電圧Ｖf のピーク値も低くなり、この制御入力電
圧Ｖf が第２の基準電圧Ｖth2 を横切らない。図７のオ
フ期間ｔ2 〜ｔ8 中に第３の比較器６２の出力の状態変
化が発生せず、トランジスタ６４がオフに保たれるた
め、鋸波用コンデンサ４９の放電は抵抗５０を介して一
定の時定数で進み、コンデンサ４９の電圧Ｖ2 は図７
（Ａ）に示すように一定の傾きを有して低下する。な
お、第２の基準電圧Ｖth２は、1.3Ｖ以上に設定するこ
とが望ましい。

【００３４】図７のｔ5 時点でトランス２の蓄積エネル
ギの放出が終了すると、共振用コンデンサ４０と１次巻
線３のインダクタンスとによる電圧共振（直列共振）が
発生し、３次巻線２５の電圧Ｖ25は図７（Ｃ）に示すよ
うに負極性に低下し、その後振動を繰返す。従って、補
助コンデンサ３０の電圧Ｖ30も図７（Ｆ）に示すように
ｔ7 〜ｔ8 区間で振動する。

【００３５】図７のｔ8 時点で鋸波用コンデンサ４９の
電荷の実質的に全部が放出され、この電圧Ｖ2 が第１の
電圧Ｖ1 に交差すると、第１の比較器４８の状態変化が
生じ、第１の比較器４８の出力が高レベルになり、主ス
イッチ４に図７（Ｇ）に示す高レベルのゲート制御信号
Ｖgsが印加される。なお、図７のｔ6 時点で第２の比較
器５９の出力が低レベルになり、トランジスタ６１がオ
フになるので、ｔ8 時点で第１の比較器４８の出力の状
態変化が可能になる。

【００３６】図７のｔ8 時点において共振用コンデンサ
４０の電圧が零又はこの近傍になるように各部の定数を
設定することが望ましい。しかし、ｔ8 時点の共振用コ
ンデンサ４０の電圧が不特定に変化したとしても、ｔ8
時点で最大になる確率は低いので、ターンオン時のスイ
ッチング損失の低減効果が得られる可能性が大きい。

【００３７】上述から明らかなように本実施例では、軽
負荷時に制御入力信号Ｖｆが第２の基準電圧Ｖth２を横
切らないために、トランジスタ６４による鋸波用コンデ
ンサ４９の強制的放電が禁止される。この結果、軽負荷
時の主スイッチ４のオフ時間（ｔ2 〜ｔ8 ）が鋸波用コ
ンデンサ４９と放電用抵抗５０とに基づいて一定にな
り、主スイッチ４のオン・オフ繰返し周波数がほぼ一定
（例えば２０kHz ）になる。このため、軽負荷時の主ス
イッチ４の単位時間当りのスイッチング回数が図１〜図
３の場合に比べて少なくなり、全体としてスイッチング
損失が低下し、効率が向上する。また、共振用コンデン
サ４０による損失低減効果が容易に得られる。また、ダ
イオードＤ1 、Ｄ2 とツェナーダイオードＺＤとを追加
する簡単な構成によって、入力電圧の変動にかかわらず
補助コンデンサ３０の逆方向充電電圧を一定に保つこと
ができ、主スイッチ４の高精度制御が可能になる。

【００３８】

【第２の実施例】次に、図８〜図１０を参照して第２の
実施例のスイッチング電源装置を説明する。但し、図８
〜図１０において、図１、図２、図４、図５、図６，図
７と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。また、図８〜図１０の説明において図１
〜図７も参照する。図８の第２の実施例のスイッチング
電源装置は、図５に示す制御信号形成回路３２の一部を
変形した制御信号形成回路３２´を設けた他は、図４及
び図５と同一に形成したものである。即ち、図８の制御
信号形成回路３２´は、補助コンデンサ３０の一端をダ
イオード３１を介して第３の比較器６２に接続し、且つ
ＲＳフリップフロップ７０と、後縁検出回路７１と、遅
延回路７２と、再トリガ可能なモノマルチバイブレ−タ
から成るタイマ７３とを付加し、この他は図５と同一に
構成したものである。但し、図８〜図１０において、第
1及び第２の基準電圧源６０、６３の値がＶｔｈ１’，
Ｖｔｈ２’で示されている。第１の基準電圧Ｖｔｈ１’
は図８のライン３６の制御入力電圧Ｖｆに対して図９及
び図１０に示すように主スイッチ４のオン時間の終了を
決定するものであり、図６及び図７のＶｔｈ１と同様に
機能する。第２の基準電圧Ｖｔｈ２’は、図９に示すよ
うに通常負荷時には補助コンデンサ３０の電圧Ｖ３０の
ピークがこれよりも高くなるが、図１０の軽負荷時には
電圧Ｖ３０のピークがこれよりも高くならないように設
定されており、図６及び図７のＶｔｈ２と同様に機能す
る。この実施例では、補助コンデンサ３０の電圧が制御
入力電圧Ｖf に合成されないで、第３の比較器６２のみ
に入力している。従って、図９（Ｆ）及び図１０（Ｆ）
に示す補助コンデンサ３０の電圧Ｖ30が比較器６２にお
いて第２の基準電圧Ｖth2’と比較される。図８の第３
の比較器６２と補助コンデンサ３０の電圧Ｖ30の関係
は、図５の第３の比較器６２と制御入力電圧Ｖfとの関
係と実質的に同一である。第３の比較器６２に接続され
た後縁検出回路７１は、図９（Ｆ）に示すように補助コ
ンデンサ３０の電圧Ｖ３０が第２の基準電圧Ｖｔｈ２’
よりも高い期間ｔ５〜ｔ７に第３の比較器６２から発生
する出力パルスの後縁時点ｔ７を示すパルスを図９
（Ｉ）に示すように発生するものである。後縁検出回路
７１に接続された遅延回路７２は、図９のｔ７時点から
主スイッチ４の電圧がほぼ零になる時点ｔ９までに相当
する遅延時間を図９（Ｉ）の後縁検出信号に与えて図９
（Ｉ）で破線で示すパルスを形成し、これをフリップフ
ロップ７０のリセット端子Ｒに与えるものである。軽負
荷時には補助コンデンサ３０の電圧Ｖ３０は第２の基準
電圧Ｖｔｈ２’以下であるので、第３の比較器６２から
出力パルスが発生せず、後縁検出回路７１からも図１０
（Ｉ）に示すようにパルスが発生しない。フリップフロ
ップ７０のセット端子Ｓは第２の比較器５９に接続され
ており、図９及び図１０のｔ２時点で第２の比較器５９
から得られるパルスに応答してフリップフロップ７０は
セットされる。従って、図９の通常負荷時にはｔ２〜ｔ
９のパルスがフリップフロップ７０から発生する。フリ
ップフロップ７０はトランジスタ６１のベースに接続さ
れているので、図９のｔ２〜ｔ９区間にトランジスタ６
１かオンになり、主スイッチ４の制御信号がオフ状態に
保たれる。第２の比較器５９に接続されたタイマ７３
は、再トリガ可能なモノマルチバイブレ−タから成り、
第２の比較器５９の出力パルスでトリガされて一定時間
Ｔ１を計測して図９（Ｊ）及び図１０（Ｊ）に示すパル
スを発生する。この一定時間Ｔ１は通常負荷時における
主スイッチ４の最大オフ時間よりも長く設定されてい
る。タイマ７３はフリップフロップ７０のリセット端子
Ｒに接続されている。軽負荷時には、図１０（Ｉ）示す
ように後縁検出パルスが発生しないが、タイマ７３から
図１０（Ｊ）に示すリセットパルスが発生するので、フ
リップフロップ７０は図１０のｔ８時点でリセットされ
る。従って、軽負荷時の主スイッチ４のオフ期間は図１
０のｔ２〜ｔ８の一定時間Ｔ１となる。通常負荷時に
は、比較器５９から短い周期でタイマ７３にトリガ信号
が入力するが、一定時間Ｔ1以内の再トリガは無視され
る。従って図９（Ｊ）に示すようにリセットパルスが発
生しない。タイマ７３を再トリガ可能なモノマルチバイ
ブレ−タとする代わりに、タイマ７３の入力又は出力段
に軽負荷時のみタイマ７３の出力をフリップフロップ７
０に送るためのスイッチを設けることができる。なお、
図９及び図１０の（Ａ）〜（Ｈ）は図６及び図７の
（Ａ）〜（Ｈ）と実質的に同一の部分の波形を示す。こ
の第２の実施例によっても第１の実施例と同様な効果を
得ることができる。

【００３９】

【第３の実施例】図１１に示す第３の実施例のスイッチ
ング電源装置は、図４のスイッチング電源装置から、第
２の２次巻線１２と、ダイオ−ド１３と、コンデンサ１
４と、出力端子１５、１６と、副負荷１７とを省き、こ
の他は図４と同一に形成したものである。なお、発光ダ
イオ−ド２４のアノ−ドは抵抗を介して出力端子９に接
続されている。この第３の実施例は１つの負荷１１を有
するのみであるので、この負荷１１の大きさの変化によ
って正常負荷状態とこれよりも軽い軽負荷状態とが生じ
る。正常負荷状態及び軽負荷状態における主スイッチ４
の制御は図４の第１の実施例と同一である。従って、こ
の第３の実施例によっても第１の実施例と同一の効果が
得られる。なお、図１１の制御信号形成回路３２は、図
５と同一に形成されているが、これを図８の制御信号形
成回路３２´と同様に構成することができる。

【００４０】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 定電圧回路４１の出力電圧を正常負荷時と軽負
荷時（スタンバイモード時）とで異なる値にすることが
できる。 （２） 主スイッチ４をバイポーラトランジスタ等の別
の半導体スイッチに置き換えることができる。 （３） 発光ダイオード２４とホトトランジスタ３８と
の光結合回路を省いて電気的に結合する回路構成とする
ことができる。 （４） ３次巻線２５を独立に設けないで、２次巻線６
の一部を３次巻線２５として兼用することができる。 （５） 電圧制御信号形成回路１８の出力と電流検出抵
抗５の出力と補助コンデンサ３０の電圧とを例えばオペ
アンプを使用した周知の加算回路で加算することができ
る。 （６） 放電用抵抗５０を定電流回路に置き換えること
ができる。 （７） ３個以上の２次巻線を設けて３個以上の負荷を
設けることもできる．

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。

【図２】図１のスイッチ制御信号形成回路とこの近傍部
分を示す回路図である。

【図３】正常時における図１及び図２の各部の状態を示
す波形図である。

【図４】第１の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図５】図４のスイッチ制御信号形成回路とこの近傍部
分を示す回路図である。

【図６】正常負荷時の図４及び図５の各部の状態を示す
波形図である。

【図７】軽負荷時の図４及び図５の各部の状態を示す波
形図である。

【図８】第２の実施例のスイッチング電源装置の一部を
図５と同様に示す回路図である。

【図９】図８の装置が通常負荷の時の各部の状態を図６
と同様に示す波形図である。

【図１０】図８の装置が軽負荷の時の状態を図７と同様
に示す波形図である。

【図１１】第３の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【符号の説明】

３ １次巻線 ４ 主スイッチ ２５ ３次巻線 ３０ 補助コンデンサ ４０ 共振用コンデンサ ４９ 鋸波用コンデンサ ５０ 放電用抵抗 ４８、５９、６２ 比較器 ６０、６３ 第１及び第２の基準電圧源 ３１、Ｄ1 、Ｄ2 ダイオード ＺＤ ツェナーダイオード

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平10−28375（ＪＰ，Ａ) 実開 昭64−37385（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/28

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と、相互に電磁結合された１
   次、２次及び３次巻線を有するトランスと、 前記１次巻線を介して前記直流電源の一端と他端との間
   に接続された主スイッチと、 負荷に直流電力を供給するために前記２次巻線に接続さ
   れた出力整流平滑回路と、 前記主スイッチに流れる電流を検出するための電流検出
   手段と、 前記主スイッチのオン開始時点の決定に使用するための
   補助コンデンサ（３０）と、 前記３次巻線の電圧によって前記補助コンデンサ（３
   ０）を充電及び放電させるために前記３次巻線と補助コ
   ンデンサ（３０）とに接続され、前記補助コンデンサ
   （３０）を前記主スイッチのオン期間に第1の極性に充
   電し、前記主スイッチのオフ期間に前記第1の極性と逆
   の第2の極性に充電するように形成された補助コンデン
   サ充放電手段と、 前記出力整流平滑回路の出力から電圧帰還制御信号を形
   成するための電圧帰還制御信号形成回路と、 前記電流検出手段の出力と前記電圧帰還制御信号と前記
   補助コンデンサの電圧との加算信号からなる制御入力電
   圧(Ｖf)を形成する手段と、 通常負荷時及び前記通常負荷よりも軽い軽負荷時におけ
   る前記制御入力電圧（Ｖf）のそれぞれの最大ピーク値
   よりも低いレベルに設定された第１の基準電圧（Vth1）
   を発生する第１の基準電圧源と、 通常負荷時の前記制御入力電圧（Vf）の最大ピーク値と
   軽負荷時の前記制御入力電圧（Vf）の最大ピーク値との
   間に設定された第２の基準電圧（Vth2）を発生する第２
   の基準電圧源と、 前記制御入力電圧（Vf）と前記第１の基準電圧（Vth1）
   とを比較して前記主スイッチのオン終了時点を決定する
   ためのオン終了時点決定用比較器（59）と、 前記制御入力電圧（Vf）と前記第２の基準電圧（Vth2）
   とを比較して前記主スイッチのオフ終了時点を決定する
   ためのオフ終了時点決定用比較器（62）と、 前記主スイッチと前記オン終了時点決定用比較器（59）
   と前記オフ終了時点決定用比較器（62）とに接続され、
   前記制御入力電圧（Vf）が前記第１の基準電圧（Vth1）
   よりも高いことを示す出力が前記オン終了時点決定用比
   較器（59）から発生した時に、前記主スイッチのオン制
   御を終了させてオフ制御を開始し、通常負荷時におい
   て、前記制御入力電圧（Vf）が前記第２の基準電圧（Vt
   h2）よりも高いことを示す出力が前記オフ終了時点決定
   用比較器（62）から発生した後に、前記制御入力電圧
   (Ｖｆ)が前記第１の基準電圧（Ｖth1）よりも低くなっ
   たことを示す出力信号が前記オン終了時点決定用比較器
   （59）から得られた時には、この出力信号が得られた時
   点から僅かに遅れて前記主スイッチをオンに制御し、軽
   負荷時において、前記主スイッチのオン期間後に前記制
   御入力電圧（Ｖｆ）が前記第２の基準電圧（Ｖth2）よ
   りも高くならない時には、前記主スイッチのオフ開始時
   点から前記通常負荷時の前記主スイッチの最大オフ時間
   幅よりも長い一定時間が経過した時に前記主スイッチを
   オンに制御するスイッチ制御信号を発生するスイッチ制
   御信号発生手段とを備えていることを特徴とするスイッ
   チング電源装置。
2. 【請求項２】 前記補助コンデンサ充放電手段は、 前記３次巻線と前記補助コンデンサとの間に接続された
   抵抗と、前記主スイッチのオン期間に前記３次巻線に得
   られる電圧によって導通する方向性を有している逆流阻
   止用ダイオードを介して前記補助コンデンサに並列に接
   続され且つ前記主スイッチのオン期間に前記３次巻線に
   得られる電圧によって一定電圧になる方向性を有してい
   る定電圧ダイオードとから成ることを特徴とする請求項
   1記載のスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】 前記スイッチ制御信号発生手段は、 鋸波用コンデンサと、 前記鋸波用コンデンサに接続された充電回路と、 前記鋸波用コンデンサに並列に接続された放電用抵抗
   と、 参照電圧手段と、 前記参照電圧手段の参照電圧と前記鋸波用コンデンサの
   電圧とを比較して前記主スイッチを制御するためのパル
   スを出力するスイッチ制御パルス形成用比較器（48）
   と、 前記オン終了時点決定用比較器（59）から前記制御入力
   電圧（Vf）が前記第１の基準電圧（Vth1）よりも高いこ
   とを示す出力が発生している時に、前記スイッチ制御パ
   ルス形成用比較器（48）の出力による前記主スイッチの
   オン制御を終了させるために、前記スイッチ制御パルス
   形成用比較器（48）の出力端子とグランドとの間に接続
   され且つその制御端子が前記オン終了時点決定用比較器
   （59）に接続されたオン時間終了用スイッチ（61）と、 前記オフ終了時点決定用比較器（62）から前記制御入力
   電圧（Vf）が前記第２の基準電圧（Vth2）よりも高いこ
   とを示す出力が発生している時に、前記放電用抵抗によ
   る放電速度よりも速い速度で前記鋸波用コンデンサを強
   制的に放電させるために前記鋸波用コンデンサとグラン
   ドとの間に接続され且つその制御端子が前記オフ終了時
   点決定用比較器（62）に接続された強制放電用スイッチ
   （64）と、を備えていることを特徴とする請求項１又は
   ２記載のスイッチング電源装置。
4. 【請求項４】 直流電源と、 相互に電磁結合された１次、２次及び３次巻線を有する
   トランスと、 前記１次巻線を介して前記直流電源の一端と他端との間
   に接続された主スイッチと、 負荷に直流電力を供給するために前記２次巻線に接続さ
   れた出力整流平滑回路と、 前記主スイッチに流れる電流を検出するための電流検出
   手段と、 前記主スイッチのオン開始時点の決定に使用するための
   補助コンデンサ（３０）と、 前記３次巻線の電圧によって前記補助コンデンサ（３
   ０）を充電及び放電させるために前記３次巻線と補助コ
   ンデンサ（３０）とに接続され、前記補助コンデンサ
   （３０）を前記主スイッチのオン期間に第1の極性に充
   電し、前記主スイッチのオフ期間に前記第1の極性と逆
   の第2の極性に充電するように形成された補助コンデン
   サ充放電手段と、 前記出力整流平滑回路の出力から電圧帰還制御信号を形
   成するための電圧帰還制御信号形成回路と、 前記電流検出手段の出力と前記電圧帰還制御信号との加
   算信号からなる制御入力電圧(Ｖf)を形成する手段と、 前記主スイッチのオン終了時点を決めるための第１の基
   準電圧（Vth1）を発生する第１の基準電圧源と、 通常負荷時における前記主スイッチのオフ終了を決める
   ための第２の基準電圧（Vth2）を発生する第２の基準電
   圧源と、 前記制御入力電圧（Vf）と前記第１の基準電圧（Vth1）
   とを比較して前記主スイッチのオン終了時点を決定する
   ためのオン終了時点決定用比較器（59）と、 前記補助コンデンサ（３０）の電圧と前記第２の基準電
   圧（Vth2）とを比較して前記主スイッチのオフ終了時点
   を決定するためのオフ終了時点決定用比較器（62）と、 前記補助コンデンサ（３０）の電圧が前記第２の基準電
   圧よりも高いことを示す前記オフ終了時点決定用比較器
   （６２）の出力パルスの後縁を検出するための後縁検出
   手段（７１）と、 前記後縁検出手段（７１）の出力パルスに所定の遅延を
   与える遅延手段（７２）と、 通常負荷よりも軽い軽負荷時におけるオフ終了時点を決
   めるために、前記オン終了時点決定用比較器（５９）の
   出力パルスの前縁時点を通常負荷時の前記主スイッチの
   最大オフ時間よりも長い所定時間だけ遅延させた時点を
   示す信号を形成する軽負荷時オフ終了時点指示信号形成
   手段（７３）と、 前記オン終了時点決定用比較器（５９）に接続されたセ
   ット端子と前記遅延手段（７２）及び前記軽負荷時オフ
   終了時点指示信号形成手段（７３）に接続されたリセッ
   ト端子と前記主スイッチのオフ期間を示す信号を出力す
   る出力端子とを有するフリップフロップ（７０）と、 前記主スイッチと前記フリップフロップ（７０）とに接
   続され、前記フリップフロップ（７０）から前記主スイ
   ッチのオフ期間を示す信号が発生していない時に前記主
   スイッチをオンにするため制御信号を発生する制御信号
   発生手段とを備えていることを特徴とするスイッチング
   電源装置。
5. 【請求項５】 直流電源と、 相互に電磁結合された１次巻線、第１の２次巻線、第２
   の２次巻線及び３次巻線を有するトランスと、 前記１次巻線を介して前記直流電源の一端と他端との間
   に接続された主スイッチと、 主負荷に直流電力を供給するために前記第１の２次巻線
   に接続された第１の出力整流平滑回路と、 前記主負荷よりも軽い副負荷に直流電力を供給するため
   に前記第２の２次巻線に接続された第２の出力整流平滑
   回路と、 前記主スイッチに流れる電流を検出するための電流検出
   手段と、 前記主スイッチのオン開始時点の決定に使用するための
   補助コンデンサ（３０）と、 前記３次巻線の電圧によって前記補助コンデンサ（３
   ０）を充電及び放電させるために前記３次巻線と補助コ
   ンデンサ（３０）とに接続され、前記補助コンデンサ
   （３０）を前記主スイッチのオン期間に第1の極性に充
   電し、前記主スイッチのオフ期間に前記第1の極性と逆
   の第2の極性に充電するように形成された補助コンデン
   サ充放電手段と、 前記第１の出力整流平滑回路の出力から電圧帰還制御信
   号を形成するための電圧帰還制御信号形成回路と、 前記電流検出手段の出力と前記電圧帰還制御信号と前記
   補助コンデンサの電圧との加算信号からなる制御入力電
   圧(Ｖf)を形成する手段と、 通常負荷時及び前記通常負荷よりも軽い軽負荷時におけ
   る前記制御入力電圧（Ｖf）のそれぞれの最大ピーク値
   よりも低いレベルに設定された第１の基準電圧（Vth1）
   を発生する第１の基準電圧源と、 通常負荷時の前記制御入力電圧（Vf）の最大ピーク値と
   軽負荷時の前記制御入力電圧（Vf）の最大ピーク値との
   間に設定された第２の基準電圧（Vth2）を発生する第２
   の基準電圧源と、 前記制御入力電圧（Vf）と前記第１の基準電圧（Vth1）
   とを比較して前記主スイッチのオン終了時点を決定する
   ためのオン終了時点決定用比較器（59）と、 前記制御入力電圧（Vf）と前記第２の基準電圧（Vth2）
   とを比較して前記主スイッチのオフ終了時点を決定する
   ためのオフ終了時点決定用比較器（62）と、 前記主スイッチと前記オン終了時点決定用比較器（59）
   と前記オフ終了時点決定用比較器（62）とに接続され、
   前記制御入力電圧（Vf）が前記第１の基準電圧（Vth1）
   よりも高いことを示す出力が前記オン終了時点決定用比
   較器（59）から発生した時に、前記主スイッチのオン制
   御を終了させてオフ制御を開始し、通常負荷時におい
   て、前記制御入力電圧（Vf）が前記第２の基準電圧（Vt
   h2）よりも高いことを示す出力が前記オフ終了時点決定
   用比較器（62）から発生した後に、前記制御入力電圧
   (Ｖｆ)が前記第１の基準電圧（Ｖth1）よりも低くなっ
   たことを示す出力信号が前記オン終了時点決定用比較器
   （59）から得られた時には、この出力信号が得られた時
   点から僅かに遅れて前記主スイッチをオンに制御し、軽
   負荷時において、前記主スイッチのオン期間後に前記制
   御入力電圧（Ｖｆ）が前記第２の基準電圧（Ｖth2）よ
   りも高くならない時には、前記主スイッチのオフ開始時
   点から前記通常負荷時の前記主スイッチの最大オフ時間
   幅よりも長い一定時間が経過した時に前記主スイッチを
   オンに制御するスイッチ制御信号を発生するスイッチ制
   御信号発生手段とを備えていることを特徴とするスイッ
   チング電源装置。
6. 【請求項６】 前記補助コンデンサ充放電手段は、 前記３次巻線と前記補助コンデンサとの間に接続された
   抵抗と、前記主スイッチのオン期間に前記３次巻線に得
   られる電圧によって導通する方向性を有している逆流阻
   止用ダイオードを介して前記補助コンデンサに並列に接
   続され且つ前記主スイッチのオン期間に前記３次巻線に
   得られる電圧によって一定電圧になる方向性を有してい
   る定電圧ダイオードとから成ることを特徴とする請求項
   ５記載のスイッチング電源装置。
7. 【請求項７】 前記スイッチ制御信号発生手段は、 鋸波用コンデンサと、 前記鋸波用コンデンサに接続された充電回路と、 前記鋸波用コンデンサに並列に接続された放電用抵抗
   と、 参照電圧手段と、 前記参照電圧手段の参照電圧と前記鋸波用コンデンサの
   電圧とを比較して前記主スイッチを制御するためのパル
   スを出力するスイッチ制御パルス形成用比較器（48）
   と、 前記オン終了時点決定用比較器（59）から前記制御入力
   電圧（Vf）が前記第１の基準電圧（Vth1）よりも高いこ
   とを示すの出力が発生している時に、前記スイッチ制御
   パルス形成用比較器（48）の出力による前記主スイッチ
   のオン制御を終了させるために、前記スイッチ制御パル
   ス形成用比較器（48）の出力端子とグランドとの間に接
   続され且つその制御端子が前記オン終了時点決定用比較
   器（59）に接続されたオン時間終了用スイッチ（61）
   と、 前記オフ終了時点決定用比較器（62）から前記制御入力
   電圧（Vf）が前記第２の基準電圧（Vth2）よりも高いこ
   とを示す出力が発生している時に、前記放電用抵抗によ
   る放電速度よりも速い速度で前記鋸波用コンデンサを強
   制的に放電させるために前記鋸波用コンデンサとグラン
   ドとの間に接続され且つその制御端子が前記オフ終了時
   点決定用比較器（62）に接続された強制放電用スイッチ
   （64）と、を備えていることを特徴とする請求項５又は
   ６記載のスイッチング電源装置。
8. 【請求項８】 直流電源と、 相互に電磁結合された１次巻線、第１の２次巻線、第２
   の２次巻線及びの３次巻線を有するトランスと、 前記１次巻線を介して前記直流電源の一端と他端との間
   に接続された主スイッチと、 主負荷に直流電力を供給するために前記第１の２次巻線
   に接続された第１の出力整流平滑回路と、 前記主負荷よりも軽い副負荷に直流電力を供給するため
   に前記第２の２次巻線に接続された第２の出力整流平滑
   回路と、 前記主スイッチに流れる電流を検出するための電流検出
   手段と、 前記主スイッチのオン開始時点の決定に使用するための
   補助コンデンサ（３０）と、 前記３次巻線の電圧によって前記補助コンデンサ（３
   ０）を充電及び放電させるために前記３次巻線と補助コ
   ンデンサ（３０）とに接続され、前記補助コンデンサ
   （３０）を前記主スイッチのオン期間に第1の極性に充
   電し、前記主スイッチのオフ期間に前記第1の極性と逆
   の第2の極性に充電するように形成された補助コンデン
   サ充放電手段と、 前記出力整流平滑回路の出力から電圧帰還制御信号を形
   成するための電圧帰還制御信号形成回路と、 前記電流検出手段の出力と前記電圧帰還制御信号との加
   算信号からなる制御入力電圧(Ｖf)を形成する手段と、 前記主スイッチのオン終了時点を決めるための第１の基
   準電圧（Vth1）を発生する第１の基準電圧源と、 通常負荷時における前記主スイッチのオフ終了を決める
   ための第２の基準電圧（Vth2）を発生する第２の基準電
   圧源と、 前記制御入力電圧（Vf）と前記第１の基準電圧（Vth1）
   とを比較して前記主スイッチのオン終了時点を決定する
   ためのオン終了時点決定用比較器（59）と、 前記補助コンデンサ（３０）の電圧と前記第２の基準電
   圧（Vth2）とを比較して前記主スイッチのオフ終了時点
   を決定するためのオフ終了時点決定用比較器（62）と、 前記補助コンデンサ（３０）の電圧が前記第２の基準電
   圧よりも高いことを示す前記オフ終了時点決定用比較器
   （６２）の出力パルスの後縁を検出するための後縁検出
   手段（７１）と、 前記後縁検出手段（７１）の出力パルスに所定の遅延を
   与える遅延手段（７２）と、 通常負荷よりも軽い軽負荷時におけるオフ終了時点を決
   めるために、前記オン終了時点決定用比較器（５９）の
   出力パルスの前縁時点を通常負荷時の前記主スイッチの
   最大オフ時間よりも長い所定時間だけ遅延させた時点を
   示す信号を形成する軽負荷時オフ終了時点指示信号形成
   手段（７３）と、 前記オン終了時点決定用比較器（５９）に接続されたセ
   ット端子と前記遅延手段（７２）及び前記軽負荷時オフ
   終了時点指示信号形成手段（７３）に接続されたリセッ
   ト端子と前記主スイッチのオフ期間を示す信号と出力す
   る出力端子とを有するフリップフロップ（７０）と、 前記主スイッチと前記フリップフロップ（７０）とに接
   続され、前記フリップフロップ（７０）から前記主スイ
   ッチのオフ期間を示す信号が発生していない時に前記主
   スイッチをオンにするため制御信号を発生する制御信号
   発生手段とを備えていることを特徴とするスイッチング
   電源装置。
9. 【請求項９】 前記補助コンデンサ（３０）に直列に接
   続された前記抵抗は第１及び第２の抵抗の直列回路から
   なり、更に、前記第２の抵抗（Ｒ2）に並列に接続され
   且つ前記主スイッチのオン期間に前記３次巻線に得られ
   る電圧によって導通する方向性を有しているダイオード
   （Ｄ1）を備えていることを特徴とする請求項１乃至８
   のいずれかに記載のスイッチング電源装置。