JPS6024668B2 - Ｄｃ―ｄｃコンバ−タ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、たとえば、ＤＣ電源で使用するテレビジョ
ン受像機などの電源回路に用いるＤＣ−ＤＣコンバータ
において、電源スイッチを入れる際の出力トランジスタ
（スイッチングトランジスタ）の使用条件を緩和するよ
うにしたＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関する。

第１図は従来の一般的なＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示
す接続図である。

この第１図において、電源スイッチＳ，をオンすること
により、入力電源Ｅｉ（ＤＣ電源）の電圧が発振回路Ｏ
ＳＣ、バッファ回路を形成するトランジスタＱ，のコレ
クタに抵抗Ｒ，を介して印加される。これと同時に、波
形整形回路Ｑ２のェミツ夕およびドライブトランスＴ，
の１次巻線ＬＰを含介してドライブトランジスタＱのコ
レクタにもそれぞれ入力電源Ｅｉの電圧が印加される。
その結果、発振回路ＯＳＣが発振して、矩形波信号が抵
抗戊２を介して、バッファ回路のトランジスタＱ，のべ
−スに供給され、トランジスタＱ，のコレクタには反転
した矩形波信号が現われる。

この矩形波信号はコンデンサＣ，と抵抗Ｒ３とによる微
分回路で構成された鋸歯状波形成回路によって鏡歯状波
に変換された後、波形整形回路のトランジスタＱ２のベ
ースに印加される。このトランジスタＱ２で再度矩形波
に整形した後、ドライブトランジスタＱを駆動する。こ
れにより、ドライプトランジスタＱ３の出力がドライブ
トランジスタＴ，を通してスイッチングトランジスタと
して作動する出力トランジスタＱを駆動する。出力トラ
ンジスタＱ４がスイッチング作動を行うことにより、コ
ンバータトランスＴ２の２次巻線Ｔ２ Ｓの両端に矩形
波の交流電圧が発生する。この交流電圧はダイオードＤ
，で整流され、コンデンサＣ２で平滑されて、直流電圧
に変換される。この直流電圧は負荷Ｌ‘こ供謙 合され
る。一方、負荷Ｌの両端には、抵抗Ｒ４、可変抵抗Ｒ５
、抵抗Ｒ６が直列に接続されており、抵抗Ｒ４とＲ５と
の接続点は誤差検出増幅トランジスタ法のベースに接続
されている。また、負荷Ｌの正側の一端は抵抗虫７を通
して誤差検出増幅トランジスタＱ５のェミッタに接続さ
れ、このェミツタはツェナダィオードＤ２を介して接地
されている。かくして、抵抗Ｒ４、可変抵抗Ｒ５、抵抗
Ｒ６，Ｒ７、誤差検出増幅トランジスタＱ、ダイオード
Ｄ２とにより、誤差検出増幅回路が形成されている。こ
の誤差検出増幅回路により、負荷Ｌの両端に加わる電圧
を検出および増幅するが、この電圧が所定の定格値に対
する謀差に応じて、誤差検出増幅トランジスタＱ５のイ
ンピーダンスが変化する。このインピーダンスは抵抗公
３と並列に接続されたのと同じであり、コンデンサＣ，
と抵抗Ｒ３およびこのインピーダンスとの時定数により
、Ｂ点の矩形波信号を微分する。このＢ点には、発振回
路ＯＳＣの出力端のＡ点に現われる矩形波信号（第２図
Ａ）を反転した矩形波信号が現われるものである。

この矩形波信号を上述するように微分すると、Ｃ点には
第２図Ｃに示すごとき微分信号が得られる。この微分信
号をトランジスタＱ２のベースに加えることにより、再
び矩形波信号に整形される。この矩形波信号をドライブ
トランジスタＱ３のベースに加えると、そのコレク外こ
おけるＤ点は第２図Ｄに示すごとき、矩形波信号が現わ
れる。この矩形波信号はドライブトランスＴ，を介し出
力トランジスタＱに加えると、この出力トランジスタＱ
４のコレクタにおけるＥ点には第２図Ｅ‘こ示すような
電圧波形が得られる。これを整流して負荷Ｌには、入力
電源Ｅｉの電圧が変化しても一定電圧を供給するように
している。ところで、第２図Ｃないし第２図Ｆ（第２図
ＦはＥ点の電流波形を示す）における破線は定常動作状
態での動作波形を示すものであり、実線の部分が起動時
の動作状態を示す波形である。

このような信号波形を得る第１図のＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路では、以下に述べるごとき欠点を有している。す
なわち、電源スイッチＳ，をオンして起動する際に、負
荷Ｌの両端に加わる出力電圧はコンデンサＣ２の積分効
果によってすぐには立ち上がらない。

そのために、このとき、誤差検出増幅トランジスタＱは
オフであり、その結果、Ｂ点に表われる電圧はコンデン
サＣ，と抵抗Ｒ３のみとの時定数により積分され、Ｃ点
に現われる電圧は第２図Ｃにおける実線のようになる。
したがって、出力トランジスタＱの導通期間は定常状態
よりも長くなってしまう。また、起動時には、コンデン
サＣ２を充電しなければならないので、出力トランジス
タＱ４のコレクタ電流も定常より大きくなる。

このような状態では、コンバータトランスＴ２の飽和密
度に余程の余裕がないかぎり、コンバータトランスＴ２
は飽和してしまう。さらに、出力トランジスタＱのコレ
クタ電流は第２図Ｆに示すように増加させてしまう。こ
のときに、ドライブトランジスタＴ，の２次巻線Ｔ，Ｓ
から出力トランジスタＱ４のベースに供Ｖ給されるドラ
イブ電流が出力トランジスタＱ４を飽和させるに充分な
だけの値があれば、この世力トランジスタＱは飽和でき
る。しかし、そのようにすると、定常状態で必要以上の
損失を生じるばかりか、出力トランジスタＱを必要以上
にオーバドライブされるので、スイッチングによる損失
が増えてしまう。したがって、起動時に充分なドライブ
をすることができない場合が多い。これにともない、出
力トランジスタＱ４は導適期間に充分飽和することがで
きなくなる。そのため、導適期間に、Ｅ点の電圧は第２
図Ｅに示すように、コレクタにコレクタ電圧が加わって
しまい、その結果、出力トランジスタＱ４は非常に大き
なコレクタ損失を生じ、定格が充分でない場合には、破
壊してしまう。これに対処するために、従釆は起動時に
、発振回路ＯＳＣの周波数を高くして、出力トランジス
タＱ４の導適期間が長くならないようにするなどの方法
が用いられていた。

しかし、テレビ受像機などに用いるＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路の場合、発振回路ＯＳＣを水平発振回路と共用し
た方が合理的である。この場合の発振回路ＯＳＣはＡＦ
Ｃ回路（自動周波数制御回路）との関係上、簡単に起動
時に周波数を高くすることはできない。また、コンバー
タトランスＴ２が起動時に飽和しないようにするには、
非常に形状が大きくなってしまい。

スペースをとり、コスト的にも高くなるものである。ま
た、起動時のドライブ電流を仮に大きくできたとしても
、それによって、出力トランジスタＱ４のコレクタ電流
はさらに大きくなるから、非常にコレクタ電流定格の大
きなトランジスタが必要になってしまう。′なお、第１
図におけるＲ８〜Ｒ，。

は抵抗、Ｃ３はコンデンサであり、これらは後に述べる
この発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の特徴とする部分
に直接関係がないので、その説明を省略する。この発明
は、上述した点にかんがみなされたもので、抵孔とコン
デンサとよりなる積分回路により、起動時に電源電圧の
立ち上がりを積分して出力トランジスタの導適期間を短
縮することにより、出力トランジスタのコレクタ電流の
ピーク値を抑え、この世力トランジスタの使用条件を緩
和でき、しかも電源をオフにした後すぐに再び電源をオ
フにしても上記の効果を果すことができ、より一層信頼
性、安全性を向上させることのできるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路を提供することを目的とする。

以下、この発明ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の実施例につ
いて図面に基づき説明する。

第３図はその一実施例を示す接続図である。この第３図
において、第１図と同一部分には同一符号を付して述べ
ることにする。入力電源Ｅｉ（ＤＣ電源）の負極は接地
され、正極は電源スイッチＳ，を介してラィンー，に接
続されている。このライン１，には発振回路ＯＳＣの電
源端子が接続されており、発振回路ＯＳＣの出力端は抵
抗Ｋ２を介してバッファ回路のトランジスタＱ，のベー
スに接続されている。トランジスタＱ，のェミツタは接
地されている。トランジスタＱ，のコレクタは抵抗友，
，Ｒ，．を介してライン】，に接続されている。かくし
て、トランジスタＱ，、抵抗Ｒ，，Ｒ２とにより、バッ
ファ回路が形成されている。抵抗友，．とＲ，との接続
則まコンデンサＣ４を介して接地されている。

このコンデンサＣ４と抵抗Ｒ，．により積分回路が、構
成されている。この積分回路はこの発明の特徴をなす部
分である。抵抗Ｒ，．と並列に放電用のダイオードＤ３
が接続されている。このダイオードＤ３はこの発明のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路が動作を停止したとき、コンデ
ンサＣ４に充電されている電荷をすみやかに放電させる
ためのものである。このダイオードＤ３もこの発明の特
徴をなすものである。上記トランジスタＱ，のコレクタ
はコンデンサＣ，および抵抗Ｒ３を介して接地されてい
る。

このコンデンサＣ，と抵抗Ｒ３とにより、微分回路が形
成され鋸歯状波形成回路が構成されている。抵抗Ｒ３と
コンデンサＣ，との接続点はトランジスタＱ２のベース
に接続されている。このトランジスタＱ２のェミッ外ま
ライン１，に接続され、コレクタは抵抗Ｒ８とＲ９を直
列に介して接地されている。かくして、トランジスタＱ
２、抵抗Ｒ８、Ｒ９とにより、波形整形回路が形成され
ている。抵抗Ｒ８とＲ９との接続点はドライブトランジ
スタＱ３のベースに接続されている。

トランジスタＱのェミツタは接地され、コレクタはドラ
イブトランスＴ，の１次巻線Ｔ，Ｐを介してライン１・
に接続されている。トランジスタＱ３のコレクタはコン
デンサＣ３と抵抗Ｋ，。との直列回路を介して接地され
ている。ドライブトランスＴ，の２次巻線Ｔ，Ｓの一端
は接地され、他端は出力トランジスタＱ４のベースに接
続されている。ドライブトランジスタＱ３、ドライブト
ランスＴ，、コンデンサＣ３と抵抗虫，。とにより、ド
ライブ回路が形成されている。出力トランジスタＱ４は
スイッチングトランジスタとしての機能を呈するもので
あり、そのェミッタは接地されており、コレクタはコン
バータトランスＴ２の１次巻線ＬＰを介してライン１，
に接続されている。

コンバータトランスＴ２の２次巻線Ｌ Ｓの一端は接地
され、他端は整流用ダイオードＤ，および平滑用のコン
デンサＣ２を介して接地されている。このダイオードＤ
，の出力端、すなわち、カソードは負荷Ｌを介して接地
されている。負荷Ｌに並列に、抵抗Ｒ４、可変抵抗Ｒ５
、抵抗Ｒ６との直列回路が接続されている。

抵抗Ｒ４と可変抵抗Ｒ５との接続点は誤差検出増幅トラ
ンジスタＱ５のベースに接続されている。誤差検出増幅
トランジスタはのエミツタはツエナーダイオードＤ２を
介して接地されているとともに、抵抗Ｒ７を遺してダイ
オードＤ，と負荷Ｌとの接続点に接続されている。誤差
検出増幅トランジスタＱのコレクタはトランジスタＱ２
のベースに接続されている。かくして、抵抗Ｒ４、可変
抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６、Ｒ７、ツェナーダイオードＤ２、
誤差検出増幅トランジスタはとにより、誤差検出増幅回
路が形成されている。この第３図と第１図と比較しても
明らかなように、この発明は第１図のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路に、抵抗Ｋ，．とコンデンサＣ４とによる積分
回路と、ダイオードＤ３とが新たに付加されているもの
である。

次に、以上のように構成されたこの発明のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路の動作について第４図Ａないし第４図Ｆの
波形図を併用して説明する。

この第４図Ａないし第４図Ｅ‘ま第３図のＡ点〜８点の
電圧波形を示すものであり、また、第４図Ｆ‘ま第３図
のＥ点の電流波形を示すものである。この第３図におい
て、定常時の動作については第１図の場合と同様であり
、重複を避けるためにその説明を省略し、起動時の動作
を重点的に述べることにする。いま、電源スイッチＳ，
をオンすることにより、入力電源Ｅｉの電圧が電源スイ
ッチＳ，を通して、ラインー，に印加される。

このライン１，に印放された入力電源Ｅｉの電圧は抵抗
Ｒ，．とＲ，を通して、トランジスタＱ，のコレクタに
印加されるが、この際、抵抗戊，．とコンデンサＣ４と
による積分回路により、積分される。このため、トラン
ジスタＱ，のコレクタに印加される電圧は、徐々に立ち
上がるようになる。この立上騰の過渡期には、Ｂ点に現
われる矩形波電圧は第４図Ｂにおける実線で示すように
、定常時よりも小さくなり、過渡期の一瞬を図示すると
、第３図のＢ点ないしＥ点の電圧は第４図Ｂないし第４
図Ｅの実線のごとくになる。そして、Ｅ点における出力
トランジスタＱ４のコレクタ電流は第４図Ｆの実線のご
とくになる。なお、第４図Ｂないし第４図Ｆにおける破
線で示すのは定常動作状態である。このように、Ｂ点の
矩形波電圧を第４図Ｂの実線で示すごとく、起動時に小
さくすることにより、Ｃ点に現われる微分波形は第４図
Ｃに示すごとく、周期らのうち、時間ｔ，だけ定常時よ
りも短いものとなる。

その結果、トランジスタＱ２で波形整形されたトランジ
スタＱ２のコレクタ電圧により駆動されるドライブトラ
ンジスタＱのコレク外こは第４図Ｄの実線で示すごとき
パルス電圧が得られる。この第４図Ｄは第４図Ｃに対応
するものであり、ドライブトランジスタＱ３のコレクタ
電圧、すなわち、Ｄ点の電圧は定常時に比較して、パル
ス幅が狭くなっていることがわかる。このドライブトラ
ンジスタ０３のコレク夕電圧はドライブトランスＴ，を
介して出力トランジスタＱ４のベースに印加されること
により、出力トランジスタＱ４はスイッチング作動を行
う。それにより、出力トランジスタＱ４のコレクタのＥ
点には第４図Ｅに示す電圧が現われ、それに対応してコ
レクタ電流は第４図Ｆのようになる。このコレクタ電流
の交流成分はコンバータトランスＴ２の１次側ィンダク
タンスと、入力電源Ｅｉの電圧とによって定まる額斜で
、時間とともに増加する。したがって、上述したように
、出力トランジスタＱ４の導通期間を短くすることによ
って、そのコレクタ電流の最大値を小さくすることがで
きる。これにより、コンバータトランスＴ２を飽和させ
ないようにすることができるので、出力トランジスタＱ
の導適期間にコレクタ蚤圧が加わると云う現象はなくな
り、起動時のコレクタ損失もなくなり、出力トランジス
タＱ４の使用条件を緩和することができる。

次に、ダイオードＤ３によるこの発明の第２の特徴をな
す部分について述べる。

電源スイッチＳ，のオンによる通常の起動では、上述の
抵抗，．とコンデンサＣ４とによる積分回路により、出
力トランジスタＱ４のコレクタ電流を抑制して、良好な
結果が得られるのは上述の通りである。これに加えて、
電源スイッチＳ，をオフにした直後に、再度この電源ス
イッチＳ，をオンに再起動する場合についてのダイオー
ドＤ３の機能について説明する。まず、ダイオードＤ３
がない状態では、電源スイッチＳ，をオフにすると、コ
ンデンサＣ４に充電されていた電荷は抵抗Ｒ，．、ライ
ン１，、トランジスタＱ４のコレクタ、ェミッタを経て
、アースに至る放電経路を通して放電する。したがって
、各抵抗Ｒ，．の抵抗値によっては、コンデンサＣ４が
放電するのに比較的長い時間を要する場合がある。した
がって、このようなコンデンサＣ４の放電中に、再度電
源スイッチＳ，をオンにしてＤＣ−ＤＣコンバータ回路
を起動すると、前述したコンデンサＣ４と抵抗Ｒ，．と
の積分回路による効果が減殺されてしまう。これを解決
するために、ダイオード○３が設けられているものであ
る。すなわち、このダイオードＤ３を図示のごとく接続
することにより、電源スイッチＳ，をオフにすると、コ
ンデンサＣ４を入力電源として、ダイオードＤ３を介し
て、トランジスタＱ２のエミツタ、ドライブトランスＴ
，の１次巻線Ｔ．Ｐを通してドライブトランジスタＱの
コレクタ、コンバータトランスＴ２の１次巻線ＬＰを通
して出力トランジスタＱ４のコレクタにそれぞれコンデ
ンサＣ４の電圧が印加される。その結果、コンデンサＣ
４の充電電荷はす早く放電されることになる。したがっ
て、電源スイッチＳ，のオフの直後に、この電源スイッ
チＳ，を再度オンするような苛酷な条件下において上記
起動時に、コンデンサＣ４と抵抗沢，．との積分回路に
よる入力電源Ｅｉの電圧の立ち上がりを遅らせることが
できるものである。以上詳述したように、この発明のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路によれば、発振回路から矩形波
信号をバッファ回路で反転させ、その出力電圧を波形整
形した後世力トランジスタをスイッチング動作ごせて矩
形波の交流電圧を発生し、それを直流に変換して負荷に
供給するＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、抵抗とコ
ンデンサからなる積分回路で起動時の入力電源の電圧を
積分して、出力トランジスタＱの導適期間を短縮してそ
の出力電流をピーク値を抑制するようにしたので、コン
バータトランスの飽和を防止でき、したがって、出力ト
ランジスタの使用条件を緩和することができる。

しかも電源をオフにした後、すぐに再び電源をオンにし
ても上誌の効果を果すことができ、より一層信頼性、安
全性が向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の接続図、第
２図ＡないしＦはそれぞれ第１図の動作を説明するため
の各部の信号波形図、第３図はこの発明のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路の一実施例を示す接続図、第４図Ａないし
第４図Ｆはそれぞれ同実施例の動作を説明するための各
部の信号波形図である。 Ｃ，〜Ｃ４……コンデンサ、Ｄ３…・・・ダイオード、
Ｅｉ・…・・入力電源、Ｌ・・・・・・負荷、ＯＳＣ・
・・・・・発振回路、Ｑ，，Ｑ ２・…”トランジスタ
、Ｑ３・…”ドライブトランジスタ、Ｑ４…・・・出力
トランジスタ、Ｑ５・・・・・・誤差検出増幅トランジ
スタ、Ｒ，〜Ｒ４，Ｒ６〜Ｒ，．・・…・抵抗、Ｒ５・
・・・・・可変抵抗。 図船 第２図 図 の 船 第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 矩形波信を発生する発振回路と、この矩形波信号が
   バツフア回路を介して供給され時定数を有して矩形波信
   号を鋸歯状波に変換する鋸歯状波形成回路と、この鋸歯
   状波形成回路の出力を波形整形する波形整形回路と、出
   力トランスに接続され前記波形整形回路の出力により駆
   動される出力トランジスタと、前記出力トランスに発生
   する電圧を整流平滑して負荷に供給する整流平滑回路と
   、動作電源の起動時前記バツフア回路の電源電圧の立上
   がりを制御する抵抗とコンデンサからなる積分回路と、
   電源オフ時に前記コンデンサに充電されている電荷を瞬
   時に放電させるためのダイオードを含む放電路とを具備
   したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。