JP3432643B2 - スイッチモード電源 - Google Patents
スイッチモード電源Info
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- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Dc-Dc Converters (AREA)
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、動作電圧を発生す
る充電キャパシタにダイオードを介してその二次巻線が
接続された変圧器の一次巻線と直列にあるスイッチング
トランジスタと、上記二次巻線に接続された電圧スパイ
クを低減する回路網とを有するスイッチモード(switche
d-mode) 電源に関する。
る充電キャパシタにダイオードを介してその二次巻線が
接続された変圧器の一次巻線と直列にあるスイッチング
トランジスタと、上記二次巻線に接続された電圧スパイ
クを低減する回路網とを有するスイッチモード(switche
d-mode) 電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】上記の形のスイッチモード電源の場合、
キャパシタと抵抗とダイオードとからなる回路網は、一
般的にパルス電圧を伝える変圧器の巻線の端と、例え
ば、接地又は動作電圧のようなＡＣ電圧に関し通電しな
い点との間に接続されている。スナッバーともよばれる
上記回路網は、スイッチングトランジスタがターンオフ
しているとき、巻線の両端間の妨害電圧スパイクの振幅
を低減するため使用される。スイッチングトランジスタ
がターンオフしているとき、上記回路網のキャパシタに
エネルギーが蓄積される。この電力は変圧器によって発
生されるので、コレクタの電位が比較的緩やかに上昇す
るという望ましい結果が得られる。スイッチングトラン
ジスタが再びターンオンされるとき、キャパシタに蓄積
されたエネルギーは上記回路網の抵抗に伝播され、そこ
で熱に変換される。このような電力損失はかなり大き
く、１乃至５ワットのオーダーの大きさである。
キャパシタと抵抗とダイオードとからなる回路網は、一
般的にパルス電圧を伝える変圧器の巻線の端と、例え
ば、接地又は動作電圧のようなＡＣ電圧に関し通電しな
い点との間に接続されている。スナッバーともよばれる
上記回路網は、スイッチングトランジスタがターンオフ
しているとき、巻線の両端間の妨害電圧スパイクの振幅
を低減するため使用される。スイッチングトランジスタ
がターンオフしているとき、上記回路網のキャパシタに
エネルギーが蓄積される。この電力は変圧器によって発
生されるので、コレクタの電位が比較的緩やかに上昇す
るという望ましい結果が得られる。スイッチングトラン
ジスタが再びターンオンされるとき、キャパシタに蓄積
されたエネルギーは上記回路網の抵抗に伝播され、そこ
で熱に変換される。このような電力損失はかなり大き
く、１乃至５ワットのオーダーの大きさである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、回路
網に発生され抵抗で損失される電力が低減されるよう、
スイッチングトランジスタがターンオフしているとき昇
圧の勾配を減少させるため上記の形の回路網を改良する
ことである。
網に発生され抵抗で損失される電力が低減されるよう、
スイッチングトランジスタがターンオフしているとき昇
圧の勾配を減少させるため上記の形の回路網を改良する
ことである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記本発明の目的は、動
作電圧を発生する充電キャパシタにダイオードを介して
その二次巻線が接続された変圧器の一次巻線と直列のス
イッチングトランジスタと、上記二次巻線に接続された
電圧スパイクを低減する回路網とを有するスイッチモー
ド電源であって、上記二次巻線はキャパシタと第２のダ
イオードの直列回路を介して上記充電キャパシタに接続
され、上記直列回路の中間点は第３のダイオードを介し
て接地に接続されていることを特徴とする特許請求の範
囲第１項に記載のスイッチモード電源によって達成され
る。
作電圧を発生する充電キャパシタにダイオードを介して
その二次巻線が接続された変圧器の一次巻線と直列のス
イッチングトランジスタと、上記二次巻線に接続された
電圧スパイクを低減する回路網とを有するスイッチモー
ド電源であって、上記二次巻線はキャパシタと第２のダ
イオードの直列回路を介して上記充電キャパシタに接続
され、上記直列回路の中間点は第３のダイオードを介し
て接地に接続されていることを特徴とする特許請求の範
囲第１項に記載のスイッチモード電源によって達成され
る。
【０００５】以下の本発明の有利な展開形は、従属項に
記載されているように、インダクタンスが上記第３のダ
イオードと直列であること、抵抗が上記インダクタンス
と並列であることを特徴とする。上記の如く、本発明の
場合、上記二次巻線はキャパシタと第２のダイオードの
直列回路を介して上記充電キャパシタに接続され、上記
直列回路の中間点は第３のダイオードを介して接地に接
続されている。
記載されているように、インダクタンスが上記第３のダ
イオードと直列であること、抵抗が上記インダクタンス
と並列であることを特徴とする。上記の如く、本発明の
場合、上記二次巻線はキャパシタと第２のダイオードの
直列回路を介して上記充電キャパシタに接続され、上記
直列回路の中間点は第３のダイオードを介して接地に接
続されている。
【０００６】従って、本発明の解決法によれば、スイッ
チングトランジスタがターンオフしている間に回路網の
キャパシタに蓄積されたエネルギーは、スイッチングト
ランジスタがターンオンされているとき抵抗で熱に変換
されることはなく、元の整流回路の充電キャパシタに伝
えられるのでエネルギーの回復の点で利点がある。従っ
て、本発明による回路網は、実質的に損失を生じること
なく動作するダイオード及びキャパシタのような部品だ
けを本質的に含む。従来、上記スナッバー回路網で使用
されていた、エネルギーを熱に変換する抵抗は、もはや
必要でなはい。本発明の回路網によれば、より大きいキ
ャパシタを上記回路網で使用し得るようになるので、変
圧器のパルススパイクの振幅の低減を改良することがで
きる。
チングトランジスタがターンオフしている間に回路網の
キャパシタに蓄積されたエネルギーは、スイッチングト
ランジスタがターンオンされているとき抵抗で熱に変換
されることはなく、元の整流回路の充電キャパシタに伝
えられるのでエネルギーの回復の点で利点がある。従っ
て、本発明による回路網は、実質的に損失を生じること
なく動作するダイオード及びキャパシタのような部品だ
けを本質的に含む。従来、上記スナッバー回路網で使用
されていた、エネルギーを熱に変換する抵抗は、もはや
必要でなはい。本発明の回路網によれば、より大きいキ
ャパシタを上記回路網で使用し得るようになるので、変
圧器のパルススパイクの振幅の低減を改良することがで
きる。
【０００７】インダクタンスが第３のダイオードと直列
であることが好ましくい。これにより、第３のダイオー
ドを流れる電流が突然に増加することなく、ゼロから始
まり緩やかに増加する利点が得られる。抵抗はインダク
タンスと並列であることが好ましい。これは妨害発振を
抑制するため使用される。
であることが好ましくい。これにより、第３のダイオー
ドを流れる電流が突然に増加することなく、ゼロから始
まり緩やかに増加する利点が得られる。抵抗はインダク
タンスと並列であることが好ましい。これは妨害発振を
抑制するため使用される。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１には一次電圧ＵＮから、例え
ば、テレビジョン受像機又はビデオレコーダ用の動作電
圧Ｕ１を発生するスイッチモード電源が示されている。
同図には、主整流器１と、充電キャパシタＣ３と、一次
巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２を有する変圧器Ｔｒと、スイッ
チングトランジスタＴ１と、充電キャパシタＣ１の両端
に動作電圧Ｕ１を発生させるダイオードＤ１と、スイッ
チングトランジスタＴ１用のスイッチング電圧３を発生
させる制御電圧発生器２とが示されている。スイッチン
グ電圧３は通常ＰＷＭ（パルス幅変調）されている。パ
ルス幅変調は発生された動作電圧Ｕ１の振幅が安定化さ
れるよう制御電圧によって制御される。キャパシタＣｓ
とダイオードＤｓと抵抗Ｒｓとを有する通常のスナッバ
ー回路網は、一次巻線Ｗ１に接続されている。上記回路
は周知の回路である。
ば、テレビジョン受像機又はビデオレコーダ用の動作電
圧Ｕ１を発生するスイッチモード電源が示されている。
同図には、主整流器１と、充電キャパシタＣ３と、一次
巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２を有する変圧器Ｔｒと、スイッ
チングトランジスタＴ１と、充電キャパシタＣ１の両端
に動作電圧Ｕ１を発生させるダイオードＤ１と、スイッ
チングトランジスタＴ１用のスイッチング電圧３を発生
させる制御電圧発生器２とが示されている。スイッチン
グ電圧３は通常ＰＷＭ（パルス幅変調）されている。パ
ルス幅変調は発生された動作電圧Ｕ１の振幅が安定化さ
れるよう制御電圧によって制御される。キャパシタＣｓ
とダイオードＤｓと抵抗Ｒｓとを有する通常のスナッバ
ー回路網は、一次巻線Ｗ１に接続されている。上記回路
は周知の回路である。
【０００９】上記一次スナッバー回路網に加え、同一構
造のスナッバー回路網を二次巻線に接続することは同様
に周知である。この形の二次スナッバー回路網は、図１
の二次巻線Ｗ２側に存在する。しかし、この回路網は一
次巻線Ｗ１側のスナッバー回路網Ｃｓ、Ｒｓ及びＤｓと
は異なる設計を有する。上記二次巻線Ｗ２は、キャパシ
タＣ２とインダクタンスＬ１とダイオードＤ３の直列回
路を介して接地に接続されている。直列回路の中間点ａ
は、ダイオードＤ２を介して、動作電圧Ｕ１を伝える端
子ｂに接続されている。抵抗Ｒ３はインダクタンスＬ１
と並列である。
造のスナッバー回路網を二次巻線に接続することは同様
に周知である。この形の二次スナッバー回路網は、図１
の二次巻線Ｗ２側に存在する。しかし、この回路網は一
次巻線Ｗ１側のスナッバー回路網Ｃｓ、Ｒｓ及びＤｓと
は異なる設計を有する。上記二次巻線Ｗ２は、キャパシ
タＣ２とインダクタンスＬ１とダイオードＤ３の直列回
路を介して接地に接続されている。直列回路の中間点ａ
は、ダイオードＤ２を介して、動作電圧Ｕ１を伝える端
子ｂに接続されている。抵抗Ｒ３はインダクタンスＬ１
と並列である。
【００１０】図１に従う二次回路網は以下の如く動作す
る：スイッチングトランジスタＴ１の導通段階中に、キ
ャパシタＣ２は、ダイオードＤ３及びインダクタンスＬ
１を介して負の電圧に充電され、一方、巻線Ｗ２は変圧
器によってドライブされている。インダクタンスＬ１
は、０Ａから始まる電流の増大を制限する。従って、こ
の間にエネルギーがキャパシタＣ２に蓄積される。
る：スイッチングトランジスタＴ１の導通段階中に、キ
ャパシタＣ２は、ダイオードＤ３及びインダクタンスＬ
１を介して負の電圧に充電され、一方、巻線Ｗ２は変圧
器によってドライブされている。インダクタンスＬ１
は、０Ａから始まる電流の増大を制限する。従って、こ
の間にエネルギーがキャパシタＣ２に蓄積される。
【００１１】スイッチングトランジスタＴ１がターンオ
フされるとき、二次巻線Ｗ２の両端の電圧は、最終的に
ダイオードＤ２のアノードにおける電圧が充電キャパシ
タＣ１の両端の電圧の値に達するまで急速に上昇する。
この時点以降、キャパシタＣ２に蓄積されたエネルギー
はダイオードＤ２を介して充電キャパシタＣ１に伝播さ
れる。上記回路が目的とする電圧Ｕｓの上昇、即ち、ｄ
Ｕｓ／ｄｔの低減は、上記動作によって実現される。上
記回路網は、一次回路網とは対照的に抵抗Ｒｓと同等な
抵抗を含まないので、上記動作中に発振が発生する。か
かる発振は抵抗Ｒ３によって減衰される。
フされるとき、二次巻線Ｗ２の両端の電圧は、最終的に
ダイオードＤ２のアノードにおける電圧が充電キャパシ
タＣ１の両端の電圧の値に達するまで急速に上昇する。
この時点以降、キャパシタＣ２に蓄積されたエネルギー
はダイオードＤ２を介して充電キャパシタＣ１に伝播さ
れる。上記回路が目的とする電圧Ｕｓの上昇、即ち、ｄ
Ｕｓ／ｄｔの低減は、上記動作によって実現される。上
記回路網は、一次回路網とは対照的に抵抗Ｒｓと同等な
抵抗を含まないので、上記動作中に発振が発生する。か
かる発振は抵抗Ｒ３によって減衰される。
【００１２】図２において、期間ｔ１−ｔ２は順方向の
掃引を表わしている。かかる期間中、スイッチングトラ
ンジスタＴ１はスイッチング電圧３によって導通するよ
う制御されている。コレクタ電流ｉｃは略直線的に上昇
し、一方、コレクタ電圧Ｕｃは実質的にゼロである。次
いで、二次巻線Ｗ２の両端の電圧Ｕｓは負の値を有す
る。所謂フライバックが時点ｔ２で開始される。スイッ
チングトランジスタＴ１は抑止され、その結果としてコ
レクタ電流ｉｃが急速に低下する。これにより、上記ス
ナッバー回路網によってその振幅が制限された電圧スパ
イク５を伴うコレクタ電圧Ｕｃの急速な上昇が発生す
る。電圧ＵｓはＵｃと類似した特性を有するが、直流電
圧成分は含まれていない。図２の（ｃ）には、キャパシ
タＣ２を流通する電流ｉ２が示されている。キャパシタ
Ｃ２はｔ１−ｔ３の間にかかる電流によって充電され
る。電流ｉ２はｔ２−ｔ４の間にダイオードＤ２を介し
て流通し、その結果、キャパシタＣ２に蓄積されたエネ
ルギーが充電キャパシタＣ１に伝播される。同図の
（ｄ）には、ダイオードＤ２を通る電流ｉ４が示され、
かかる電流ｉ４はこの期間中に電流ｉ２と一致する。
掃引を表わしている。かかる期間中、スイッチングトラ
ンジスタＴ１はスイッチング電圧３によって導通するよ
う制御されている。コレクタ電流ｉｃは略直線的に上昇
し、一方、コレクタ電圧Ｕｃは実質的にゼロである。次
いで、二次巻線Ｗ２の両端の電圧Ｕｓは負の値を有す
る。所謂フライバックが時点ｔ２で開始される。スイッ
チングトランジスタＴ１は抑止され、その結果としてコ
レクタ電流ｉｃが急速に低下する。これにより、上記ス
ナッバー回路網によってその振幅が制限された電圧スパ
イク５を伴うコレクタ電圧Ｕｃの急速な上昇が発生す
る。電圧ＵｓはＵｃと類似した特性を有するが、直流電
圧成分は含まれていない。図２の（ｃ）には、キャパシ
タＣ２を流通する電流ｉ２が示されている。キャパシタ
Ｃ２はｔ１−ｔ３の間にかかる電流によって充電され
る。電流ｉ２はｔ２−ｔ４の間にダイオードＤ２を介し
て流通し、その結果、キャパシタＣ２に蓄積されたエネ
ルギーが充電キャパシタＣ１に伝播される。同図の
（ｄ）には、ダイオードＤ２を通る電流ｉ４が示され、
かかる電流ｉ４はこの期間中に電流ｉ２と一致する。
【図１】本発明によるスイッチモード電源の一実施例で
ある。
ある。
【図２】図１の回路網の動作モードを説明する曲線であ
る。
る。
１ 主整流器
３ スイッチング電圧
５ 電圧スパイク
ａ 中間点
ｂ 端子
Ｃ１，Ｃ３ 充電キャパシタ
Ｃｓ，Ｃ２ キャパシタ
Ｄｓ，Ｄ２，Ｄ３ ダイオード
Ｌ１ インダクタンス
Ｒｓ，Ｒ３ 抵抗
Ｔｒ 変圧器
Ｔ１ スイッチングトランジスタ
Ｗ１ 一次巻線
Ｗ２ 二次巻線
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 ジャン−ポール ルブル
ドイツ連邦共和国 デー−78050 ヴィ
リンゲン−シュベニンゲン ヨーゼフス
ガッセ ３
(56)参考文献 特開 平３−93466（ＪＰ，Ａ)
特開 昭57−78367（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/28
Claims (2)
- 【請求項１】 変圧器（Ｔｒ）の１次巻線（Ｗ１）と直
列にスイッチングトランジスタ（Ｔ１）が設けられ、 上記変圧器の２次巻線（Ｗ２）は、第１のダイオード
（Ｄ１）を介して、動作電圧（Ｕ１）を発生する充電キ
ャパシタ（Ｃ１）に接続され、 上記２次巻線（Ｗ２）は、キャパシタ（Ｃ２）と第２の
ダイオード（Ｄ２）の直列回路を介して、上記充電キャ
パシタ（Ｃ１）に接続され、 上記直列回路の中間点（ａ）は、第３のダイオード（Ｄ
３）を介して接地されている、 スイッチモード電源であって、 上記第３のダイオード（Ｄ３）と直列に接続されたイン
ダクタンス（Ｌ１）が設けら れていることを特徴とする
スイッチモード電源。 - 【請求項２】 抵抗（Ｒ３）が上記インダクタンス（Ｌ
１）と並列に接続されていることを特徴とする請求項１
記載のスイッチモード電源。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE94111713:7 | 1994-07-27 | ||
| EP94111713 | 1994-07-27 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0847253A JPH0847253A (ja) | 1996-02-16 |
| JP3432643B2 true JP3432643B2 (ja) | 2003-08-04 |
Family
ID=8216154
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17875595A Expired - Fee Related JP3432643B2 (ja) | 1994-07-27 | 1995-07-14 | スイッチモード電源 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5689409A (ja) |
| JP (1) | JP3432643B2 (ja) |
| DE (1) | DE59510008D1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JPH09308244A (ja) * | 1996-05-15 | 1997-11-28 | Yamaha Corp | スイッチング電源のスナバ回路 |
| US5999429A (en) * | 1997-12-19 | 1999-12-07 | Dell Usa, L.P. | Bulk filter capacitor discharge in a switching power supply |
| KR20020038789A (ko) * | 1999-10-01 | 2002-05-23 | 온라인 파워 서플라이, 인코퍼레이티드 | 비-포화 자기 요소 전력 컨버터 및 서지 방지 |
| US6272025B1 (en) | 1999-10-01 | 2001-08-07 | Online Power Supply, Inc. | Individual for distributed non-saturated magnetic element(s) (referenced herein as NSME) power converters |
| US6611410B1 (en) | 1999-12-17 | 2003-08-26 | Siemens Vdo Automotive Inc. | Positive supply lead reverse polarity protection circuit |
| US6952355B2 (en) * | 2002-07-22 | 2005-10-04 | Ops Power Llc | Two-stage converter using low permeability magnetics |
| JP3981886B2 (ja) * | 2003-03-11 | 2007-09-26 | 株式会社デンソー | 整流回路 |
| KR100541450B1 (ko) * | 2003-08-08 | 2006-01-10 | 삼성전자주식회사 | 전원공급장치 및 그 제어방법 |
| US20060209574A1 (en) * | 2005-03-17 | 2006-09-21 | Creative Technology, Ltd. | Power supply |
| US8941962B2 (en) * | 2011-09-13 | 2015-01-27 | Fsp Technology Inc. | Snubber circuit and method of using bipolar junction transistor in snubber circuit |
| EP2713488B1 (en) * | 2012-09-28 | 2020-04-15 | OSRAM GmbH | Electronic converter, and related lighting system and method of operating an electronic converter |
| RU2537373C2 (ru) * | 2013-07-01 | 2015-01-10 | Александр Юрьевич Гончаров | Обратноходовый преобразователь напряжения |
| CN103427616A (zh) * | 2013-08-28 | 2013-12-04 | 苏州汇川技术有限公司 | 大型变频器及其控制电源的上电缓冲电路 |
| CN107086790B (zh) * | 2017-05-25 | 2023-08-11 | 深圳市格瑞普电子科技有限公司 | 反激式开关电源 |
| JP6976768B2 (ja) * | 2017-08-09 | 2021-12-08 | キヤノン株式会社 | 電源装置及び画像形成装置 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2576164B1 (fr) * | 1985-01-15 | 1987-02-20 | Thomson Csf | Circuit de commutation utilisant une diode rapide et pourvu de moyens d'amortissement des oscillations a l'ouverture |
| JPH0343834Y2 (ja) * | 1987-10-26 | 1991-09-13 | ||
| US5278748A (en) * | 1991-07-12 | 1994-01-11 | Nec Corporation | Voltage-resonant DC-DC converter |
| US5351179A (en) * | 1993-03-05 | 1994-09-27 | Digital Equipment Corporation | Lossless active snubber for half-bridge output rectifiers |
-
1995
- 1995-07-10 US US08/500,389 patent/US5689409A/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-07-14 JP JP17875595A patent/JP3432643B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1995-07-18 DE DE59510008T patent/DE59510008D1/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0847253A (ja) | 1996-02-16 |
| DE59510008D1 (de) | 2002-03-14 |
| US5689409A (en) | 1997-11-18 |
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