JP2712785B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JP2712785B2 JP2712785B2 JP2214735A JP21473590A JP2712785B2 JP 2712785 B2 JP2712785 B2 JP 2712785B2 JP 2214735 A JP2214735 A JP 2214735A JP 21473590 A JP21473590 A JP 21473590A JP 2712785 B2 JP2712785 B2 JP 2712785B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスイッチングレギュレータに関し、特にスイ
ッチング動作時に伴なってトランス巻線に生じるスパイ
ク状の電圧上昇を吸収する回路を設けてあるスイッチン
グレギュレータに関する。
ッチング動作時に伴なってトランス巻線に生じるスパイ
ク状の電圧上昇を吸収する回路を設けてあるスイッチン
グレギュレータに関する。
従来のこの種のスイッチングレギュレータでは、第９
図に例示するように、変換用のトランスＴの一次巻線NP
の両端間に、スイッチ回路１がオンからオフへ状態変化
した時に生じるスパイク状電圧を吸収するためのスナバ
回路４を接続している。入力コンデンサC0の両端に入力
される直流電圧Vinは、トランスＴの一次巻線NPを通し
てスイッチ回路１のトランジスタQ1のコレクタに印加さ
れ、また抵抗R11を介してトランジスタQ1のベースに印
加される。更にトランジスタQ1のベースは、抵抗R12、
コンデンサC1、およびトランスＴのベース巻線NBを介し
直流電圧Vinの入力帰線に接続し、また安定化回路２の
トランジスタQ2のコレクタに接続している。トランジス
タQ1のエミッタは、入力帰線に接続している。安定化回
路２のトランジスタQ2のエミッタは定電圧用のダイオー
ドD21に接続し、ベースは抵抗R21およびR22の分圧電圧
を与えるよう接続し、抵抗R21およびR22は、両端間にコ
ンデンサC2を並列接続した上で逆流防止用のダイオード
D22を介して、ベース巻線NBの両端間に接続してある。
トランスＴの二次巻線NSには、ダイオードD3およびコン
デンサC3から成る整流回路３を接続して、直流の出力電
圧Voutを得ている。
図に例示するように、変換用のトランスＴの一次巻線NP
の両端間に、スイッチ回路１がオンからオフへ状態変化
した時に生じるスパイク状電圧を吸収するためのスナバ
回路４を接続している。入力コンデンサC0の両端に入力
される直流電圧Vinは、トランスＴの一次巻線NPを通し
てスイッチ回路１のトランジスタQ1のコレクタに印加さ
れ、また抵抗R11を介してトランジスタQ1のベースに印
加される。更にトランジスタQ1のベースは、抵抗R12、
コンデンサC1、およびトランスＴのベース巻線NBを介し
直流電圧Vinの入力帰線に接続し、また安定化回路２の
トランジスタQ2のコレクタに接続している。トランジス
タQ1のエミッタは、入力帰線に接続している。安定化回
路２のトランジスタQ2のエミッタは定電圧用のダイオー
ドD21に接続し、ベースは抵抗R21およびR22の分圧電圧
を与えるよう接続し、抵抗R21およびR22は、両端間にコ
ンデンサC2を並列接続した上で逆流防止用のダイオード
D22を介して、ベース巻線NBの両端間に接続してある。
トランスＴの二次巻線NSには、ダイオードD3およびコン
デンサC3から成る整流回路３を接続して、直流の出力電
圧Voutを得ている。
入力電圧Vinが抵抗R11を通してトランジスタQ1にベー
ス電流を流すと、トランジスタQ1のオン動作が起動し
（第10図中の時刻t1）、これに伴なってトランスＴの一
次巻線に電流が流れ始める（第10図の電流IC）。これに
応じてトランスＴのベース巻線NBに電圧が発生して、ト
ランジスタQ1にベース電流を供給し、更にICが増加す
る。
ス電流を流すと、トランジスタQ1のオン動作が起動し
（第10図中の時刻t1）、これに伴なってトランスＴの一
次巻線に電流が流れ始める（第10図の電流IC）。これに
応じてトランスＴのベース巻線NBに電圧が発生して、ト
ランジスタQ1にベース電流を供給し、更にICが増加す
る。
ICが増加しベース電流がQ1の飽和を保つことが不可能
になるとQ1は飽和からはずれVCが増加しトランジスタQ1
は急速にオフ状態に切替り、電流ICが流れなくなる（第
10図中の時刻t2）。この時、電流ICの急速な減少により
生じるトランスＴのもれインダクタンスの起電力のため
の、スナバ回路４が無い場合、トランジスタQ1のコレク
タの電圧VCは、第10図に破線で示したように、急峻なス
パイク状電圧となる。第９図では、スナバ回路４のダイ
オードD4がオン状態になり、抵抗R4およびコンデンサC4
でこのスパイク状電圧を吸収できる（第10図の電圧VCの
実線波形）。
になるとQ1は飽和からはずれVCが増加しトランジスタQ1
は急速にオフ状態に切替り、電流ICが流れなくなる（第
10図中の時刻t2）。この時、電流ICの急速な減少により
生じるトランスＴのもれインダクタンスの起電力のため
の、スナバ回路４が無い場合、トランジスタQ1のコレク
タの電圧VCは、第10図に破線で示したように、急峻なス
パイク状電圧となる。第９図では、スナバ回路４のダイ
オードD4がオン状態になり、抵抗R4およびコンデンサC4
でこのスパイク状電圧を吸収できる（第10図の電圧VCの
実線波形）。
トランジスタQ1がオフ状態になると、トランスＴの蓄
積エネルギーは、二次巻線NSに接続した整流回路３のダ
イオードD3をオンにして電流IDとして出力される。この
エネルギーがほぼ無くなると、ダイオードD3はオフにな
り（第10図中の時刻t3）、再びトランジスタQ1のオン動
作に移行して、スイッチング動作を継続する。
積エネルギーは、二次巻線NSに接続した整流回路３のダ
イオードD3をオンにして電流IDとして出力される。この
エネルギーがほぼ無くなると、ダイオードD3はオフにな
り（第10図中の時刻t3）、再びトランジスタQ1のオン動
作に移行して、スイッチング動作を継続する。
上述した従来のスイッチングレギュレータでは、変換
用トランスの一次巻線にスナバ回路を接続して、スイッ
チング動作に伴なって発生するスパイク状電圧上昇を吸
収しているが、吸収した電気エネルギーはスナバ回路内
の抵抗で消散し熱エネルギーになってしまうので、スイ
ッチレギュレータの電力変換効率を低下させ、特にスイ
ッチング周波数が高い場合には、スナバ回路での損失が
増大し変換効率を著しく低下させる。
用トランスの一次巻線にスナバ回路を接続して、スイッ
チング動作に伴なって発生するスパイク状電圧上昇を吸
収しているが、吸収した電気エネルギーはスナバ回路内
の抵抗で消散し熱エネルギーになってしまうので、スイ
ッチレギュレータの電力変換効率を低下させ、特にスイ
ッチング周波数が高い場合には、スナバ回路での損失が
増大し変換効率を著しく低下させる。
本発明の目的は、上述の難点を除去し抵抗による熱消
散を無くして変換効率を向上したスイッチングレギュレ
ータを提供することにある。
散を無くして変換効率を向上したスイッチングレギュレ
ータを提供することにある。
本発明の第１の発明のスイッチングレギュレータは、
１つの入力用の一次巻線とこれに電磁結合した出力用の
二次巻線とをもつトランスと、前記一次巻線に直列接続
してあり、直流入力電源の接断切替えを繰返すスイッチ
回路と、前記一次巻線および前記スイッチ回路の直列接
続点と前記直流入力電源の入力端子対の一方の端子との
間に充電路用のダイオードを介して接続したコンデンサ
をもつ充電経路と、前記ダイオードの両端に並列接続し
てあり前記コンデンサの放電時にオンするスイッチ素子
をもつ放電経路とを備えている。
１つの入力用の一次巻線とこれに電磁結合した出力用の
二次巻線とをもつトランスと、前記一次巻線に直列接続
してあり、直流入力電源の接断切替えを繰返すスイッチ
回路と、前記一次巻線および前記スイッチ回路の直列接
続点と前記直流入力電源の入力端子対の一方の端子との
間に充電路用のダイオードを介して接続したコンデンサ
をもつ充電経路と、前記ダイオードの両端に並列接続し
てあり前記コンデンサの放電時にオンするスイッチ素子
をもつ放電経路とを備えている。
第２の発明のスイッチングレギュレータは、２つの入
力用の一次巻線とこれに電磁結合した出力用の二次巻線
とをもつトランスと、２つの前記巻線の間に直列接続し
てあり直流入力電源の接断切替えを繰返すスイッチ回路
と、該スイッチ回路の両端間に充電路用のダイオードを
介して接続したコンデンサをもつ充電経路と、前記ダイ
オードに並列接続してあり前記コンデンサの放電時にオ
ンするスイッチ素子をもつ放電経路とを備えている。
力用の一次巻線とこれに電磁結合した出力用の二次巻線
とをもつトランスと、２つの前記巻線の間に直列接続し
てあり直流入力電源の接断切替えを繰返すスイッチ回路
と、該スイッチ回路の両端間に充電路用のダイオードを
介して接続したコンデンサをもつ充電経路と、前記ダイ
オードに並列接続してあり前記コンデンサの放電時にオ
ンするスイッチ素子をもつ放電経路とを備えている。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の第１の発明の第１の実施例の回路図
であり、第５図は本実施例の動作を例示する信号波形図
である。本実施例は、従来回路（第９図参照）のスナバ
回路４を使用せず、代りに、コンデンサC6、ダイオード
D61およびD62から成る充放電回路と、これの動作を制御
するためのスイッチ回路５とを設けてある。コンデンサ
C6の一端は、トランスＴの一次巻線NPとスイッチ回路１
との接続点に接続してあり、他端はダイオードD61を介
して入力帰線に接続すると共にダイオードD62を介して
スイッチ回路５のトランジスタQ5のコレクタに接続して
ある。スイッチ回路５のトランジスタQ5のエミッタとベ
ースとの間には抵抗R51を接続し、トランジスタQ5のベ
ースには抵抗R52とコンデンサC5とを直列接続してトラ
スンＴのベース巻線NBの一端へつなぎ、エミッタはベー
ス巻線NBの他端につないである。
であり、第５図は本実施例の動作を例示する信号波形図
である。本実施例は、従来回路（第９図参照）のスナバ
回路４を使用せず、代りに、コンデンサC6、ダイオード
D61およびD62から成る充放電回路と、これの動作を制御
するためのスイッチ回路５とを設けてある。コンデンサ
C6の一端は、トランスＴの一次巻線NPとスイッチ回路１
との接続点に接続してあり、他端はダイオードD61を介
して入力帰線に接続すると共にダイオードD62を介して
スイッチ回路５のトランジスタQ5のコレクタに接続して
ある。スイッチ回路５のトランジスタQ5のエミッタとベ
ースとの間には抵抗R51を接続し、トランジスタQ5のベ
ースには抵抗R52とコンデンサC5とを直列接続してトラ
スンＴのベース巻線NBの一端へつなぎ、エミッタはベー
ス巻線NBの他端につないである。
スイッチ回路１がオン動作し始めてからオフになるま
で、すなわち第５図中の時刻t1から時刻t2までの動作
は、従来回路の場合と同じなので、説明を省略する。ス
イッチ回路１がオンからオフに切替ると（時刻t2）、電
圧VCが上昇してダイオードD61がオン状態になり、これ
に応じてコンデンサC6に充電電流が流れるので、電流I
C6が瞬間的に増大する。一方、時刻t2に於て二次巻線NS
にIDが流れ始める為この電流によりベース巻線NBにスイ
ッチ回路５のトランジスタQ5をオフからオンに切替える
向きに電圧が誘起される。この時、コンデンサC6はダイ
オードD62を介して入力帰線に接続した形になるが、入
力帰線の方が高電位なので、ダイオードD62がオン状態
になりコンデンサC6の電荷の余剰分を放電させる。この
放電電荷は、入力コンデンサC0に充電されて、電力供給
に再利用されると共にトランスＴを介して２次側へもエ
ネルギーを送る形になる。
で、すなわち第５図中の時刻t1から時刻t2までの動作
は、従来回路の場合と同じなので、説明を省略する。ス
イッチ回路１がオンからオフに切替ると（時刻t2）、電
圧VCが上昇してダイオードD61がオン状態になり、これ
に応じてコンデンサC6に充電電流が流れるので、電流I
C6が瞬間的に増大する。一方、時刻t2に於て二次巻線NS
にIDが流れ始める為この電流によりベース巻線NBにスイ
ッチ回路５のトランジスタQ5をオフからオンに切替える
向きに電圧が誘起される。この時、コンデンサC6はダイ
オードD62を介して入力帰線に接続した形になるが、入
力帰線の方が高電位なので、ダイオードD62がオン状態
になりコンデンサC6の電荷の余剰分を放電させる。この
放電電荷は、入力コンデンサC0に充電されて、電力供給
に再利用されると共にトランスＴを介して２次側へもエ
ネルギーを送る形になる。
このように、スイッチ回路１がオンからオフに切替っ
た時のスパイク状電圧上昇を、コンデンサC6に充電する
ことにより吸収し、すぐコンデンサC0へ放電し、転送し
ているので、従来回路の場合のように吸収した電気エネ
ルギーを熱消散させずに済み、電力変換効率の低下を招
来しない。
た時のスパイク状電圧上昇を、コンデンサC6に充電する
ことにより吸収し、すぐコンデンサC0へ放電し、転送し
ているので、従来回路の場合のように吸収した電気エネ
ルギーを熱消散させずに済み、電力変換効率の低下を招
来しない。
なお、上述したスパイク状電圧の吸収の動作以外は、
従来回路の動作と同様なので、説明を省略する。
従来回路の動作と同様なので、説明を省略する。
第２図および第３図はそれぞれ本発明の第１の発明の
第２および第３の実施例の回路図である。両実施例と
も、トランスＴの一次巻線NPに中間タップを設けてスイ
ッチ用のトランジスタQ6のエミッタに接続してある。ス
イッチ回路１の一次巻線NPとの接続端には、スイッチ回
路１がオンからオフに切替った時に生じるスパイク状電
圧を導く向きにダイオードD61を接続してある。ダイオ
ードD61は、他端を入力帰線に接続した充放電用のコン
デンサC6の一端に接続し、更にコンデンサC6の放電の向
きのダイオードD62を接続している。ダイオードD62はト
ランジスタQ6のコレクタに接続されており、トランジス
タQ6のベースとエミッタとの間には一次巻線NPの中間タ
ップ電圧を与えるようにしてある。
第２および第３の実施例の回路図である。両実施例と
も、トランスＴの一次巻線NPに中間タップを設けてスイ
ッチ用のトランジスタQ6のエミッタに接続してある。ス
イッチ回路１の一次巻線NPとの接続端には、スイッチ回
路１がオンからオフに切替った時に生じるスパイク状電
圧を導く向きにダイオードD61を接続してある。ダイオ
ードD61は、他端を入力帰線に接続した充放電用のコン
デンサC6の一端に接続し、更にコンデンサC6の放電の向
きのダイオードD62を接続している。ダイオードD62はト
ランジスタQ6のコレクタに接続されており、トランジス
タQ6のベースとエミッタとの間には一次巻線NPの中間タ
ップ電圧を与えるようにしてある。
スイッチ回路１がオンからオフに切替り一次巻線NPに
スパイク状の電圧上昇が生じ始めると、ダイオードD61
がオンしてコンデンサC6に充電電流を流し、スパイク状
電圧を吸収させる。次いでトランジスタQ6がオンに切替
るが、この時にはコンデンサC6が充電されて入力電圧よ
りも高い電位になっているので、ダイオードD62がオン
状態になり、コンデンサC6の余剰分の電荷を放電させ、
コンデンサC0の方へ転送させる。
スパイク状の電圧上昇が生じ始めると、ダイオードD61
がオンしてコンデンサC6に充電電流を流し、スパイク状
電圧を吸収させる。次いでトランジスタQ6がオンに切替
るが、この時にはコンデンサC6が充電されて入力電圧よ
りも高い電位になっているので、ダイオードD62がオン
状態になり、コンデンサC6の余剰分の電荷を放電させ、
コンデンサC0の方へ転送させる。
第４図は本発明の第１の発明の第４の実施例の回路図
である。充放電用のコンデンサC6は、一端を入力電圧の
ホット側に接続し、他端をダイオードD7を介してスイッ
チ回路１の一次巻線NPとの接続端に接続してある。ダイ
オードD7の両端にはMOS形のトランジスタQ7のソースお
よびドレインを接続し、トランジスタQ7のゲートソース
間には一次巻線NPの中間タップ電圧を与えている。
である。充放電用のコンデンサC6は、一端を入力電圧の
ホット側に接続し、他端をダイオードD7を介してスイッ
チ回路１の一次巻線NPとの接続端に接続してある。ダイ
オードD7の両端にはMOS形のトランジスタQ7のソースお
よびドレインを接続し、トランジスタQ7のゲートソース
間には一次巻線NPの中間タップ電圧を与えている。
スイッチ回路１がオンからオフに切替り一次巻線NPの
スパイク状電圧上昇が生じると、ダイオードD7がオンし
てコンデンサC6に充電させて、スパイク状電圧を吸収す
る。次いでトランジスタQ7がオンになりコンデンサC6を
放電させてトランスＴを介して２次側へエネルギーを転
送する。尚ダイオードD7はMOSトランジスタQ7内部の寄
生ダイオードで代用しても良い。また第４図は第３図の
トランジスタをMOS型トランジスタに置替えたが第１
図，第２図の実施例でも同様にMOS型トランジスタに置
替えても良い。
スパイク状電圧上昇が生じると、ダイオードD7がオンし
てコンデンサC6に充電させて、スパイク状電圧を吸収す
る。次いでトランジスタQ7がオンになりコンデンサC6を
放電させてトランスＴを介して２次側へエネルギーを転
送する。尚ダイオードD7はMOSトランジスタQ7内部の寄
生ダイオードで代用しても良い。また第４図は第３図の
トランジスタをMOS型トランジスタに置替えたが第１
図，第２図の実施例でも同様にMOS型トランジスタに置
替えても良い。
第２ないし第４の実施例のいずれも、第１の実施例と
同様、スイッチング動作中に生じるスパイク状電圧を一
旦コンデンサC6に充電し、次いでこれを電源入力側に放
電すると共に２次側へエネルギーを転送させるので、従
来回路のような電気エネルギーの熱消散が無く、電力変
換効率の低下を防止できる。
同様、スイッチング動作中に生じるスパイク状電圧を一
旦コンデンサC6に充電し、次いでこれを電源入力側に放
電すると共に２次側へエネルギーを転送させるので、従
来回路のような電気エネルギーの熱消散が無く、電力変
換効率の低下を防止できる。
以上の各実施例とも、トランスＴの一次巻線NPが１巻
線である場合を示したが、一次巻線NPが２巻線の場合で
も適用できる。次にその一例を示す。
線である場合を示したが、一次巻線NPが２巻線の場合で
も適用できる。次にその一例を示す。
第６図は本発明の第２の発明の一実施例を示す回路図
であり、第１の発明の第１の実施例（第１図参照）で一
次巻線を２巻線にした場合を示す。トランスＴには２つ
の一次巻線NP1,NP2を設け、一次巻線NP1に接続したスイ
ッチ回路１、コンデンサC6およびダイオードD61は、一
次巻線NP2を介して入力帰線に接続してある。これの動
作は、第１の実施例の場合と同様なので、省略する。
であり、第１の発明の第１の実施例（第１図参照）で一
次巻線を２巻線にした場合を示す。トランスＴには２つ
の一次巻線NP1,NP2を設け、一次巻線NP1に接続したスイ
ッチ回路１、コンデンサC6およびダイオードD61は、一
次巻線NP2を介して入力帰線に接続してある。これの動
作は、第１の実施例の場合と同様なので、省略する。
このように一次巻線を２巻線にしてバランスをとれば
縦電流成分の雑音がトランスＴの一次側から二次側へ伝
送するのを抑圧でき、高周波放射雑音を低減し得る。第
６図は第１図のトランスの一次巻線を２分割したが第２
図〜第４図でも同様に２巻線とすることができる。
縦電流成分の雑音がトランスＴの一次側から二次側へ伝
送するのを抑圧でき、高周波放射雑音を低減し得る。第
６図は第１図のトランスの一次巻線を２分割したが第２
図〜第４図でも同様に２巻線とすることができる。
以上の実施例はいずれもリンギングチョークコンバー
タ形式であるが、フォワードコンバータ形式にも適用で
きるので、次にその一例を示す。
タ形式であるが、フォワードコンバータ形式にも適用で
きるので、次にその一例を示す。
第７図は本発明の第１の発明の第５の実施例を示す回
路図であり、第８図はその動作を例示する信号タイミン
グ図である。本実施例はフォワードコンバータ形式であ
り、入力コンデンサC0の両端に入力される直流の入力電
圧Vinは、トランスＴの一次巻線NPおよびスイッチング
用のトランジスタQ1のコレクタ−エミッタ間に印加さ
れ、トランジスタQ1のベースに与えられるスイッチング
制御用IC1の出力信号ａでオンであるいはオフされる。
トランジスタQ1のコレクタ−エミッタ間には、充放電用
のコンデンサC6と充電路形成用のダイオードD61とを接
続し、更にダイオードD61の両端間には放電路形成用の
ダイオードD62とこれの接断制御用のトランジスタQ6の
コレクタ−エミッタ間を接続してある。トランジスタQ6
は、NP2とNP3との結合によってNP3の両端に生ずるスイ
ッチング制御用の信号ｂでオンあるいはオフする。
路図であり、第８図はその動作を例示する信号タイミン
グ図である。本実施例はフォワードコンバータ形式であ
り、入力コンデンサC0の両端に入力される直流の入力電
圧Vinは、トランスＴの一次巻線NPおよびスイッチング
用のトランジスタQ1のコレクタ−エミッタ間に印加さ
れ、トランジスタQ1のベースに与えられるスイッチング
制御用IC1の出力信号ａでオンであるいはオフされる。
トランジスタQ1のコレクタ−エミッタ間には、充放電用
のコンデンサC6と充電路形成用のダイオードD61とを接
続し、更にダイオードD61の両端間には放電路形成用の
ダイオードD62とこれの接断制御用のトランジスタQ6の
コレクタ−エミッタ間を接続してある。トランジスタQ6
は、NP2とNP3との結合によってNP3の両端に生ずるスイ
ッチング制御用の信号ｂでオンあるいはオフする。
信号ａの電圧立上りに応じてトランジスタQ1がオンに
なると、トランスＴの一次巻線NP1に電流が流れ始める
（時刻t1）。信号ａの電圧立下り時（時刻t2）に、一次
巻線NPの電流が急にオフされてスパイク状電圧が生じ始
めると、ダイオードD61がオンになり、コンデンサC6に
充電させて吸収すると共にNP1とNP2の結合によりD8に順
方向の電流が流れ、C0へ還流される。更にこのときNP2
とNP3の結合によりNP3へはD9を逆バイアスする向きに電
圧が発生し、これによりトランジスタQ6がオンになりこ
れに応じてダイオードD62がオンになってコンデンサC6
の余剰分の電荷をC0へ還流する。
なると、トランスＴの一次巻線NP1に電流が流れ始める
（時刻t1）。信号ａの電圧立下り時（時刻t2）に、一次
巻線NPの電流が急にオフされてスパイク状電圧が生じ始
めると、ダイオードD61がオンになり、コンデンサC6に
充電させて吸収すると共にNP1とNP2の結合によりD8に順
方向の電流が流れ、C0へ還流される。更にこのときNP2
とNP3の結合によりNP3へはD9を逆バイアスする向きに電
圧が発生し、これによりトランジスタQ6がオンになりこ
れに応じてダイオードD62がオンになってコンデンサC6
の余剰分の電荷をC0へ還流する。
このように本実施例でも、スイッチング動作に伴なっ
て生じるスパイク状電圧をコンデンサに充電して吸収
し、すぐ電源入力側に還流するので、熱消散を生ずるこ
と無く、従って電力変換効率の低下を防げる。
て生じるスパイク状電圧をコンデンサに充電して吸収
し、すぐ電源入力側に還流するので、熱消散を生ずるこ
と無く、従って電力変換効率の低下を防げる。
一次巻線NPの電流のスイッチングに応じて二次巻線NS
に誘起される電圧は、ダイオードD31,D32で整流され、
コイルL,コンデンサC3で平滑化されて、直流の出力電圧
Voutを得る。
に誘起される電圧は、ダイオードD31,D32で整流され、
コイルL,コンデンサC3で平滑化されて、直流の出力電圧
Voutを得る。
以上説明したように本発明によれば、スイッチング動
作に伴ない発生するスパイク状電圧をコンデンサに充電
させて吸収しすぐ放電させて電源に還送すると同時に２
次側へもエネルギーを転送させるので、熱消散による電
力損失を生じさせずに済み、従来のスナバ回路を使用し
た場合よりも電力変換効率を向上できる。
作に伴ない発生するスパイク状電圧をコンデンサに充電
させて吸収しすぐ放電させて電源に還送すると同時に２
次側へもエネルギーを転送させるので、熱消散による電
力損失を生じさせずに済み、従来のスナバ回路を使用し
た場合よりも電力変換効率を向上できる。
更に、スパイク状電圧を抑圧するためリーケージイン
ダクタンスを小さくする必要が無くなるので、トランス
の磁心や巻線の構造を従来よりも簡単化できる。また、
スパイク状電圧の抑圧効果が従来のスナバ回路よりも良
いので、軽負荷でのスパイク状電圧に起因する出力電圧
上昇が従来よりも小さくなり、無負荷時用のダミー抵抗
を従来よりも軽負荷にできるので、ダミー抵抗での電力
損失を大幅に軽減できる。又電源入力スイッチング用の
トランジスタに、充放電用コンデンサが並列接続される
ので、外来サージ雑音への耐力も向上し、高周波雑音の
放射も低減できる。なお、リンギングチョークコンバー
タ形式での実験結果では、重負荷時でのスイッチング周
波数低下の度合は、従来回路よりも少く、従って従来よ
りもスイッチング周波数が高い領域で動作するので、ト
ランスやコンデンサ等の部品を小形化できるという効果
も得られる。
ダクタンスを小さくする必要が無くなるので、トランス
の磁心や巻線の構造を従来よりも簡単化できる。また、
スパイク状電圧の抑圧効果が従来のスナバ回路よりも良
いので、軽負荷でのスパイク状電圧に起因する出力電圧
上昇が従来よりも小さくなり、無負荷時用のダミー抵抗
を従来よりも軽負荷にできるので、ダミー抵抗での電力
損失を大幅に軽減できる。又電源入力スイッチング用の
トランジスタに、充放電用コンデンサが並列接続される
ので、外来サージ雑音への耐力も向上し、高周波雑音の
放射も低減できる。なお、リンギングチョークコンバー
タ形式での実験結果では、重負荷時でのスイッチング周
波数低下の度合は、従来回路よりも少く、従って従来よ
りもスイッチング周波数が高い領域で動作するので、ト
ランスやコンデンサ等の部品を小形化できるという効果
も得られる。
第１図ないし第４図，第６図，第７図はおのおの本発明
の実施例の回路図、第５図および第８図はそれぞれ本発
明の実施例の動作を説明するための信号波形図および信
号タイミング図、第９図および第10図はそれぞれ従来の
スイッチングレギュレータの構成例およびその動作例を
示す回路図および信号波形図である。 1,5……スイッチ回路、２……安定化回路、３……整流
回路、４……スナバ回路、Q1,Q2,Q5〜Q7……トランジス
タ、C0〜C8……コンデンサ、R11,R12,R21,R22,R4,R5,R6
……抵抗、D21,D22,D3,D4,D61,D62,D7,D31,D32,D8,D9…
…ダイオード、Ｔ……トランス、NP,NP1,NP2,NP3……一
次巻線、NS……二次巻線、NB……ベース巻線、Ｌ……コ
イル。
の実施例の回路図、第５図および第８図はそれぞれ本発
明の実施例の動作を説明するための信号波形図および信
号タイミング図、第９図および第10図はそれぞれ従来の
スイッチングレギュレータの構成例およびその動作例を
示す回路図および信号波形図である。 1,5……スイッチ回路、２……安定化回路、３……整流
回路、４……スナバ回路、Q1,Q2,Q5〜Q7……トランジス
タ、C0〜C8……コンデンサ、R11,R12,R21,R22,R4,R5,R6
……抵抗、D21,D22,D3,D4,D61,D62,D7,D31,D32,D8,D9…
…ダイオード、Ｔ……トランス、NP,NP1,NP2,NP3……一
次巻線、NS……二次巻線、NB……ベース巻線、Ｌ……コ
イル。
Claims (1)
- 【請求項１】２つの入力用の一次巻線とこれに電磁結合
した出力用の二次巻線とをもつトランスと、２つの前記
巻線の間に直列接続してあり直流入力電源の接断切替え
を繰返すスイッチ回路と、該スイッチ回路の両端間に充
電路用のダイオードを介して接続したコンデンサをもつ
充電経路と、前記ダイオードに並列接続してあり前記コ
ンデンサの放電時にオンするスイッチ素子をもつ放電経
路とを備えていることを特徴とするスイッチングレギュ
レータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2214735A JP2712785B2 (ja) | 1990-08-14 | 1990-08-14 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2214735A JP2712785B2 (ja) | 1990-08-14 | 1990-08-14 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04101663A JPH04101663A (ja) | 1992-04-03 |
| JP2712785B2 true JP2712785B2 (ja) | 1998-02-16 |
Family
ID=16660742
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2214735A Expired - Lifetime JP2712785B2 (ja) | 1990-08-14 | 1990-08-14 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2712785B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3447471B2 (ja) * | 1996-05-28 | 2003-09-16 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源、及びそのスイッチング電源を用いたサージ電圧吸収方法 |
| CN109891700B (zh) * | 2016-10-28 | 2022-11-22 | 三洋电机株式会社 | 电源装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61147777A (ja) * | 1984-12-19 | 1986-07-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スイツチング電源回路 |
-
1990
- 1990-08-14 JP JP2214735A patent/JP2712785B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04101663A (ja) | 1992-04-03 |
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